JPH01202914A - アンチエリアシングフィルタ - Google Patents
アンチエリアシングフィルタInfo
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- JPH01202914A JPH01202914A JP2726188A JP2726188A JPH01202914A JP H01202914 A JPH01202914 A JP H01202914A JP 2726188 A JP2726188 A JP 2726188A JP 2726188 A JP2726188 A JP 2726188A JP H01202914 A JPH01202914 A JP H01202914A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、アンチエリアシングフィルタに関し、特にカ
ットオフ周波数の制御方式に関する。
ットオフ周波数の制御方式に関する。
［従来の技術］
従来より、外部信号によりカットオフ周波数を制御する
ことのできるアンチエリアシングフィルタがある。
ことのできるアンチエリアシングフィルタがある。
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら、従来のアンチエリアシングフィルタにお
いては、 （１）比較的広い周波数範囲〈例えば１０〜２０Ｋ Ｈ
ｌ程度）にわたって、 （２）サンプリング周波数の変化に追従して力・ントオ
フ周波数が変化し、 （３）減衰傾度が太きく（４８ｄＢ１０ｃｔ以上）、（
４）小規模かつ安価 という条件を同時に渦なすことかできず、特に多点のト
ラッキング分析装置に用いるような場合には大きな障害
となっていた。
いては、 （１）比較的広い周波数範囲〈例えば１０〜２０Ｋ Ｈ
ｌ程度）にわたって、 （２）サンプリング周波数の変化に追従して力・ントオ
フ周波数が変化し、 （３）減衰傾度が太きく（４８ｄＢ１０ｃｔ以上）、（
４）小規模かつ安価 という条件を同時に渦なすことかできず、特に多点のト
ラッキング分析装置に用いるような場合には大きな障害
となっていた。
本発明の目的は、このような点に鍔みてなされたもので
、スイッチド・キャパシタ・フィルタとプログラマブル
・アナログフィルタを用い、小規模かつ安価で、サンプ
リンク周波数に追従するアンチエリアシングフィルタを
提供するものである。
、スイッチド・キャパシタ・フィルタとプログラマブル
・アナログフィルタを用い、小規模かつ安価で、サンプ
リンク周波数に追従するアンチエリアシングフィルタを
提供するものである。
［課題を解決するための手段］
このような目的を達成するなめに、本発明は、スイッチ
ド・キャパシタ・フィルタにより形成されローパスフィ
ルタ系の核となる第２のローパスフィルタと、 アンチエリアシングフィルタとし２て前記第２のローパ
スフィルタの前段に接続され、カットオフ周波数特性が
外部信号により制御可能に構成された第１のローパスフ
ィルタと、 スムージングを行うために前記第２のローパスフィルタ
の後段に接続され、カットオフ周波数特性が外部信号に
より制御可能に構成された第３のローパスフィルタと、 与えられるサンプリングパルスに基づき、前記第１のロ
ーパスフィルタ、第２のローパスフィルタおよび第３の
ローパスフィルタに与える制御信号およびデータを生成
するコントロール部を具備したことを特徴とする。
ド・キャパシタ・フィルタにより形成されローパスフィ
ルタ系の核となる第２のローパスフィルタと、 アンチエリアシングフィルタとし２て前記第２のローパ
スフィルタの前段に接続され、カットオフ周波数特性が
外部信号により制御可能に構成された第１のローパスフ
ィルタと、 スムージングを行うために前記第２のローパスフィルタ
の後段に接続され、カットオフ周波数特性が外部信号に
より制御可能に構成された第３のローパスフィルタと、 与えられるサンプリングパルスに基づき、前記第１のロ
ーパスフィルタ、第２のローパスフィルタおよび第３の
ローパスフィルタに与える制御信号およびデータを生成
するコントロール部を具備したことを特徴とする。
［作用］
本発明では、コントロール部からの制御により前記第１
のローパスフィルタ、第２のローパスフィルタおよび第
３のローパスフィルタのカットオフ周波数をサンプリン
グ周波数に応じて変化させることができ、サンプリング
周波数に追従するアンチエリアシングフィルタを実現す
る。
のローパスフィルタ、第２のローパスフィルタおよび第
３のローパスフィルタのカットオフ周波数をサンプリン
グ周波数に応じて変化させることができ、サンプリング
周波数に追従するアンチエリアシングフィルタを実現す
る。
［実施例コ
以下図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
対象とする信号を周波数Ｆｓでサンプリングする場合、
Ｆｃ＝に−Ｆｓ（ただし、ｋ＜１／２＞のカットオフ周
波数特性をもったアンチエリアシングフィルタを必要と
する。このとき、対象とする信号源か回転体で、そのト
ラッキング分析を行゛う場合は、Ｆｃが制御可能である
ことが要求される。
波数特性をもったアンチエリアシングフィルタを必要と
する。このとき、対象とする信号源か回転体で、そのト
ラッキング分析を行゛う場合は、Ｆｃが制御可能である
ことが要求される。
Ｆｃを容易に制御できるフィルタとしてはスイッチド・
キャパシタ・フィルタがあるが、スイッチド・キャパシ
タ・フィルり自身がサンプリング系であるため、更にス
イッチド・キャパシタ・フィルタ用のアンチエリアシン
グフィルタおよびスムージングフィルタが必要となる。
キャパシタ・フィルタがあるが、スイッチド・キャパシ
タ・フィルり自身がサンプリング系であるため、更にス
イッチド・キャパシタ・フィルタ用のアンチエリアシン
グフィルタおよびスムージングフィルタが必要となる。
スイッチド・キャパシタ・フィルタの外部クロック周波
数Ｆｅとカットオフ周波数Ｆｃとの間には、 Ｆｅ＝：ｍ−ＦＣ（例えば、ｍ＝１００）の関係があり
、またスインチド・キャパシタ・フィルタの内部サンプ
リング周波数Ｆｓ’とＦＯとの間には、 Ｆｓ’＝ｎ−Ｆｅ （例えば、ｎ ＝ Ｌ ／ ２ ）
の関係がある。
数Ｆｅとカットオフ周波数Ｆｃとの間には、 Ｆｅ＝：ｍ−ＦＣ（例えば、ｍ＝１００）の関係があり
、またスインチド・キャパシタ・フィルタの内部サンプ
リング周波数Ｆｓ’とＦＯとの間には、 Ｆｓ’＝ｎ−Ｆｅ （例えば、ｎ ＝ Ｌ ／ ２ ）
の関係がある。
いま、Ｆｃ（ｍａｘ）を第７図くイ）に示すように２０
ＫＨ２とすると、 Ｆｅ（ｒｎａｘ）＝ｍ −Ｆｃ（ｌｎａ×）＝２Ｍ （
Ｈｚ ）Ｆｓ’（ｍａｘ） ＝ ｎ −Ｆｅ（
ｍａｘ）＝ Ｉ Ｍ （Ｈｚ ）ＦｃＭｍ
ａｘ） ＝に’ −Ｆｓ’（ｍａｙ、）＜５００Ｋ（
０７） となり、また第７図（ロ）に示すようにＦＣ（Ｐｉｎ）
を１０Ｈｚとすると、 Ｆａｆｍｉｎ）＝ Ｉ Ｋ （Ｈｚ ）Ｆ
ｓ’（ＩＩｌｉｎ） ＝ ５００ （Ｈ２）Ｆｃ’［ｍ
１ｎ） ＝ｋ ’ ・Ｆｓ’（ｍｉｎ）＜２５０ （
Ｈｚ ） となり、許容される範囲（斜線部〉がメインフィルタの
周波数範囲とオーバーラツプする。そのなめ、スイッチ
ド・キャパシタ・フィルタのアンチエリアシングフィル
タの周波数も可変である必要がある。
ＫＨ２とすると、 Ｆｅ（ｒｎａｘ）＝ｍ −Ｆｃ（ｌｎａ×）＝２Ｍ （
Ｈｚ ）Ｆｓ’（ｍａｘ） ＝ ｎ −Ｆｅ（
ｍａｘ）＝ Ｉ Ｍ （Ｈｚ ）ＦｃＭｍ
ａｘ） ＝に’ −Ｆｓ’（ｍａｙ、）＜５００Ｋ（
０７） となり、また第７図（ロ）に示すようにＦＣ（Ｐｉｎ）
を１０Ｈｚとすると、 Ｆａｆｍｉｎ）＝ Ｉ Ｋ （Ｈｚ ）Ｆ
ｓ’（ＩＩｌｉｎ） ＝ ５００ （Ｈ２）Ｆｃ’［ｍ
１ｎ） ＝ｋ ’ ・Ｆｓ’（ｍｉｎ）＜２５０ （
Ｈｚ ） となり、許容される範囲（斜線部〉がメインフィルタの
周波数範囲とオーバーラツプする。そのなめ、スイッチ
ド・キャパシタ・フィルタのアンチエリアシングフィル
タの周波数も可変である必要がある。
また、実現上は低次数のフィルタが望ましいのでメイン
フィルタのＦｃと共に変化する必要が生じる。すなわち
、スイッチド・キャパシタ・フィルタのアンチエリアシ
ングフィルタは、メインフィルタのパスバンド特性に影
響を与えないようにＦＣよりも十分高く、なおかつＦｓ
’においては十分な減衰量を呈するカットオフ周波数特
性が要求されることになる。
フィルタのＦｃと共に変化する必要が生じる。すなわち
、スイッチド・キャパシタ・フィルタのアンチエリアシ
ングフィルタは、メインフィルタのパスバンド特性に影
響を与えないようにＦＣよりも十分高く、なおかつＦｓ
’においては十分な減衰量を呈するカットオフ周波数特
性が要求されることになる。
第１図に示す本発明のアンチエリアシングフィルタは以
上のような条件が満足されるサンプリング周波数追従形
のアンチエリアシングフィルタの原理構成図である。図
において、１０はローパスフィルタ部、２０はコントロ
ール部である。
上のような条件が満足されるサンプリング周波数追従形
のアンチエリアシングフィルタの原理構成図である。図
において、１０はローパスフィルタ部、２０はコントロ
ール部である。
ローパスフィルタ部１０は３段に縦続接続されたフィル
タで構成されており、１１はスイッチド・キャパシタ・
フィルり自体のサンプリング系のアンチエリアシングフ
ィルタであって、プログラマブルアナログフィルタによ
り構成される第１のローパスフィルタＬ、 Ｐ Ｆ １
．１２はローパスフィルタ部の核となるスイッチド・キ
ャパシタ・フィルタによる第２のローパスフィルタＬＰ
Ｆ２．１３はスムージングのためのローパスフィルタで
ある第３のローパスフィルタＬＰＦ３である。この第３
のローパスフィルタＬＰＦ３は第１のローパスフィルタ
ＬＰＦ １と同様にプログラマブル・アナログフィルタ
である。この場合のプログラマブル・アナログフィルタ
とは、乗算型ディジタル・アナログ・コンバータ（以下
乗算型Ｄ／Ａコンバータという）を可変抵抗素子として
用い、ディジタル信号により周波数特性の制御を可能と
したアナログフィルタである。
タで構成されており、１１はスイッチド・キャパシタ・
フィルり自体のサンプリング系のアンチエリアシングフ
ィルタであって、プログラマブルアナログフィルタによ
り構成される第１のローパスフィルタＬ、 Ｐ Ｆ １
．１２はローパスフィルタ部の核となるスイッチド・キ
ャパシタ・フィルタによる第２のローパスフィルタＬＰ
Ｆ２．１３はスムージングのためのローパスフィルタで
ある第３のローパスフィルタＬＰＦ３である。この第３
のローパスフィルタＬＰＦ３は第１のローパスフィルタ
ＬＰＦ １と同様にプログラマブル・アナログフィルタ
である。この場合のプログラマブル・アナログフィルタ
とは、乗算型ディジタル・アナログ・コンバータ（以下
乗算型Ｄ／Ａコンバータという）を可変抵抗素子として
用い、ディジタル信号により周波数特性の制御を可能と
したアナログフィルタである。
このような乗算型Ｄ／Ａコンバータを使用した周波数特
性制御可能なアナログフィルタとしては、例えば第２図
に示すようなアナログフィルタかある。ここでは、８次
連立チエビシエフロ−バスフィルタの構成を採っており
、ｌａ、ｌｂ、ＩＣ。
性制御可能なアナログフィルタとしては、例えば第２図
に示すようなアナログフィルタかある。ここでは、８次
連立チエビシエフロ−バスフィルタの構成を採っており
、ｌａ、ｌｂ、ＩＣ。
１ｄは、それぞれ各部の定数は異なるものの同一構成の
、伝送零点のある２次のアクティブフィルタである。各
アクティブ・フィルタをそれぞれセクション１．セクシ
ョン２．セクション３．セクション４のアクティブフィ
ルタと呼ぶ。
、伝送零点のある２次のアクティブフィルタである。各
アクティブ・フィルタをそれぞれセクション１．セクシ
ョン２．セクション３．セクション４のアクティブフィ
ルタと呼ぶ。
チエビシエフロ−バスフィルタとは、チエビシエフ特性
と呼ばれる合成規則により構成したローパスフィルタで
ある。その合成規則等については例えば雑誌「インター
フェイス」の１９８６年１月号、２７６−２８０頁に記
載されているが、要するにカットオフ特性のそれぞれ異
なるローパスフィルタを複数組結合し、全体として通過
域では振幅特性にいくらかのリップルがあるもののカッ
トオフ特性かきわめて急峻になるようにした結合方式で
ある。なお、同誌では６次のチエビシエフ・フィルタの
合成例が示されているが、本発明では８次のチエビシエ
フロ−バスフィルタの形にしである。
と呼ばれる合成規則により構成したローパスフィルタで
ある。その合成規則等については例えば雑誌「インター
フェイス」の１９８６年１月号、２７６−２８０頁に記
載されているが、要するにカットオフ特性のそれぞれ異
なるローパスフィルタを複数組結合し、全体として通過
域では振幅特性にいくらかのリップルがあるもののカッ
トオフ特性かきわめて急峻になるようにした結合方式で
ある。なお、同誌では６次のチエビシエフ・フィルタの
合成例が示されているが、本発明では８次のチエビシエ
フロ−バスフィルタの形にしである。
また、伝送零点のある２次のアクティブフィルタとは、
伝送零点の特性をもったアクティブフィルタを意味し、
伝送零点の特性およびその回路については、同誌「イン
ターフェイス」の１９８６年１月号、２７９頁に解説さ
れているように、フィルタの減衰域に減衰が無限大にな
る周波数（ノツチ周波数あるいはヌル周波数という）を
設け、チエビシエフ特性よりもさらに急峻なカットオフ
特性を呈するようにしたものである。
伝送零点の特性をもったアクティブフィルタを意味し、
伝送零点の特性およびその回路については、同誌「イン
ターフェイス」の１９８６年１月号、２７９頁に解説さ
れているように、フィルタの減衰域に減衰が無限大にな
る周波数（ノツチ周波数あるいはヌル周波数という）を
設け、チエビシエフ特性よりもさらに急峻なカットオフ
特性を呈するようにしたものである。
第３図は８次連立チエビシエフロ−バスフィルタの基本
構成要素である伝送零点のある２次のアクティブフィル
タ回路の基本構成図である。各伝送零点のある２次のア
クティブフィルタ回路とも同一構成であり、本発明では
股間の抵抗ＲＦを可変とするために第４図に示すような
構成としである。
構成要素である伝送零点のある２次のアクティブフィル
タ回路の基本構成図である。各伝送零点のある２次のア
クティブフィルタ回路とも同一構成であり、本発明では
股間の抵抗ＲＦを可変とするために第４図に示すような
構成としである。
再び第３図に戻り、その特性について説明する。
第３図の基本構成の回路において、入出力の伝達関数Ｈ
（ｓ）は、 ここで、 である、この回路の振幅特性はある周波数で零になり、
減衰１が無限大になる。その角周波数を０ｇ とすると
、 ωＭ＝ ｋω０ となる。
（ｓ）は、 ここで、 である、この回路の振幅特性はある周波数で零になり、
減衰１が無限大になる。その角周波数を０ｇ とすると
、 ωＭ＝ ｋω０ となる。
このような伝送零点のある２次のアクティブフィルタ回
路でそれぞれ特性を変えたものを４段面列に結合した８
次連立チエビシエフ・フィルタは、通過域と減衰域で振
幅特性にリップルがある。その代わりカットオフ特性は
同じ次数の他のフィルタに比べて更に急峻になっている
。
路でそれぞれ特性を変えたものを４段面列に結合した８
次連立チエビシエフ・フィルタは、通過域と減衰域で振
幅特性にリップルがある。その代わりカットオフ特性は
同じ次数の他のフィルタに比べて更に急峻になっている
。
このような回路では、ω。はＲＦ−Ｃの値だけで決まり
、それゆえＲＦを可変にすればω。を変化させることが
できる。
、それゆえＲＦを可変にすればω。を変化させることが
できる。
このようにＲＦを可変としてω２を変化させるようにし
たのが、第４図に示す本発明の回路である。
たのが、第４図に示す本発明の回路である。
第１１図において、従来の伝送零点のある２次のアクテ
ィブフィルタと異なるところは、演算増幅器ＡＩ、Ａ２
．Ａ３の段間に、カットオフ周波数を決定する可変抵抗
素子として乗算型のＤ／Ａコンバータ等より構成される
回路を用いた点である。
ィブフィルタと異なるところは、演算増幅器ＡＩ、Ａ２
．Ａ３の段間に、カットオフ周波数を決定する可変抵抗
素子として乗算型のＤ／Ａコンバータ等より構成される
回路を用いた点である。
第４図において、Ａ、ＢはそれぞれＲ−２Ｒラダーによ
る乗算型Ｄ／Ａコンバータで、外部から与えられるコン
トロール信号に基づき制御され、また外部から与えられ
るディジタル・データと演算増幅器Ａ１あるいはＡ２か
ら与えられるアナログ信号（電圧）との乗算値をアナロ
グ電流でそれぞれ出力するものである。
る乗算型Ｄ／Ａコンバータで、外部から与えられるコン
トロール信号に基づき制御され、また外部から与えられ
るディジタル・データと演算増幅器Ａ１あるいはＡ２か
ら与えられるアナログ信号（電圧）との乗算値をアナロ
グ電流でそれぞれ出力するものである。
ＢＡ４は乗算型Ｄ／ＡコンバータＡの電流出力となって
いる信号を電圧出力とするためのアンプで、演算増幅器
０ＰＡ４と帰還抵抗Ｒ１１で構成されている。なお、こ
の帰還抵抗Ｒ１１の抵抗値はＲ−２ＲラダーのＲの値と
同じ値に設定しである。
いる信号を電圧出力とするためのアンプで、演算増幅器
０ＰＡ４と帰還抵抗Ｒ１１で構成されている。なお、こ
の帰還抵抗Ｒ１１の抵抗値はＲ−２ＲラダーのＲの値と
同じ値に設定しである。
まなりＡ５も乗算型Ｄ／ＡコンバータＢの電流出力とな
っている信号を電圧出力とするためのアンプで、演算増
幅器０ＰＡ５と帰還抵抗Ｒ２１で構成されており、帰還
抵抗Ｒ２１の値はＲ−２ＲラダーのＲの値と同じ値にな
っている。
っている信号を電圧出力とするためのアンプで、演算増
幅器０ＰＡ５と帰還抵抗Ｒ２１で構成されており、帰還
抵抗Ｒ２１の値はＲ−２ＲラダーのＲの値と同じ値にな
っている。
要するに、各アンプＢＡ４．ＢＡ５は乗算型Ｄ／Ａコン
バータの電流出力値を電圧出力値に変換するためのアン
プであり、各出力はそれぞれ抵抗Ｒにを介して次段の演
算増幅器に入力される。
バータの電流出力値を電圧出力値に変換するためのアン
プであり、各出力はそれぞれ抵抗Ｒにを介して次段の演
算増幅器に入力される。
この場合の第３図の回路におけるＲＦに対応する″＄価
低抵抗値、 ＲＦ ＝ＲＫ ・２／’Ｎ となる。ただし、Ｎは乗算型Ｄ／、ヘコンバー夕のディ
ジタル設定値であり、ｎはディジタル入力のヒツト数で
ある。
低抵抗値、 ＲＦ ＝ＲＫ ・２／’Ｎ となる。ただし、Ｎは乗算型Ｄ／、ヘコンバー夕のディ
ジタル設定値であり、ｎはディジタル入力のヒツト数で
ある。
各セクションのディジタル設定値はコントロール部２０
よりそれぞれ個別に与えられる。
よりそれぞれ個別に与えられる。
このような構成において、各セクションのアクティブフ
ィルタの素子の定数を適宜に設定することにより得られ
る８次連立チエビシエフロ−バス（２）カットオフ周波
数制御は、Ｔ Ｔ Ｉ、（トランジスタ・トランジスタ
・ロジック）レベルの信号（８ビツト）により２５６段
階制御が可能、（３）減衰特性は、９０ ｄ Ｂ ／
ｏ ｃ を相当、（４）通過域リップルは、最大０．０
１ｄＢである。
ィルタの素子の定数を適宜に設定することにより得られ
る８次連立チエビシエフロ−バス（２）カットオフ周波
数制御は、Ｔ Ｔ Ｉ、（トランジスタ・トランジスタ
・ロジック）レベルの信号（８ビツト）により２５６段
階制御が可能、（３）減衰特性は、９０ ｄ Ｂ ／
ｏ ｃ を相当、（４）通過域リップルは、最大０．０
１ｄＢである。
第１図のコントロール部２ｏは、ローパスフィルタ部１
０の各フィルタに必要な制御信号および制御データを与
えるもので、その構成を第５図に示す。図において、５
１は基準クロックを発生するクロック発生器、５２はそ
の基準タロツクを分周する分周回路およびその分周クロ
ックを計数するアップカウンタにより構成され制御デー
タｎを生成する制御データ生成回路である。
０の各フィルタに必要な制御信号および制御データを与
えるもので、その構成を第５図に示す。図において、５
１は基準クロックを発生するクロック発生器、５２はそ
の基準タロツクを分周する分周回路およびその分周クロ
ックを計数するアップカウンタにより構成され制御デー
タｎを生成する制御データ生成回路である。
５３はダウンカウンタで、制御データ生成回路５２の出
力Ｐでプリセットされ、基準クロックによりダウンカウ
ントするタウンヵンウタである。
力Ｐでプリセットされ、基準クロックによりダウンカウ
ントするタウンヵンウタである。
その出力は第２のローパスフィルタＬ Ｐ Ｆ ２に学
えられる。５４は制御データ生成回路５２の出方から第
１および第３のローパスフィルタＬＰＦＩ。
えられる。５４は制御データ生成回路５２の出方から第
１および第３のローパスフィルタＬＰＦＩ。
ＬＰＦ３用の制御データを求める演算回路である。
このような構成における動作を次に説明する。
第２のローパスフィルタＬＰＦ２（メインフィルタ部）
のカットオフ周波数をＰｃとすると、Ｆｃ ＝ｋ −Ｆ
ｓ ＝Ｆｅ ／ｍ すなわち、Ｆｆ３＝に−ｍ−ＦＳなる周波数をスイッチ
ド・キャパシタ・フィルタに供給しなければならない。
のカットオフ周波数をＰｃとすると、Ｆｃ ＝ｋ −Ｆ
ｓ ＝Ｆｅ ／ｍ すなわち、Ｆｆ３＝に−ｍ−ＦＳなる周波数をスイッチ
ド・キャパシタ・フィルタに供給しなければならない。
基準クロックの周波数をｆとし、制御データ生成回路５
２により得られる出力Ｐ（基準クロックｆとサンプリン
グパルスの周波数Ｆｓとの比）は、 Ｐ＝ｆ／Ｆｓ ＝ｋ −ｍ −ｆ／Ｆｅ（ただし、ｋ、
ｍは定数） である。上式を変形すると、 Ｆｅ＝ｌｃ−ｍ−ｆ／Ｐ となる。これを第２のローパスフィルタＬＰＦ２へ供給
することにより、Ｆｓに従ってＦｃの変化するメインフ
ィルタ部が実現される。
２により得られる出力Ｐ（基準クロックｆとサンプリン
グパルスの周波数Ｆｓとの比）は、 Ｐ＝ｆ／Ｆｓ ＝ｋ −ｍ −ｆ／Ｆｅ（ただし、ｋ、
ｍは定数） である。上式を変形すると、 Ｆｅ＝ｌｃ−ｍ−ｆ／Ｐ となる。これを第２のローパスフィルタＬＰＦ２へ供給
することにより、Ｆｓに従ってＦｃの変化するメインフ
ィルタ部が実現される。
一方、演算回路５４では、
Ｆｃ ＜Ｆｃ ’ ＜Ｆｓ ’ ／２
より、
ｋ −ｆ／Ｐ＜Ｆｃ ’ ＜Ｆｅ ／２− ｑ＝に−ｍ
−ｆ／ ＣＰ−ｑ） なるＦｃ’ を求める。
−ｆ／ ＣＰ−ｑ） なるＦｃ’ を求める。
ここで、
Ｆｃ’＝ｒ−ｆ／Ｐ （ｒは定数）
とし、第１および第３のローパスフィルタＬＰＦＩ、Ｌ
ＰＦ３がプログラム・アナログフィルタであるから、Ｆ
ｃ’＝ｓ／Ｎ（ただし、Ｓは定数、Ｎは乗算型Ｄ／Ａコ
ンバータへの設定値である）と置くことができ、したが
って演算回路５４では、 Ｎ＝ｓ−Ｐ／＜ｒ−ｆ）＝に−Ｐ （ただし、Ｋ＝ｓ／（ｒ−ｆ） を求める。すなわち、演算口ｉ５４は、パラメータＰを
Ｋ（定数）倍しな値Ｎを求め、ローパスフィルタＬ Ｐ
Ｆ １およびＬ Ｐ Ｆ ３に設定値として与える。
ＰＦ３がプログラム・アナログフィルタであるから、Ｆ
ｃ’＝ｓ／Ｎ（ただし、Ｓは定数、Ｎは乗算型Ｄ／Ａコ
ンバータへの設定値である）と置くことができ、したが
って演算回路５４では、 Ｎ＝ｓ−Ｐ／＜ｒ−ｆ）＝に−Ｐ （ただし、Ｋ＝ｓ／（ｒ−ｆ） を求める。すなわち、演算口ｉ５４は、パラメータＰを
Ｋ（定数）倍しな値Ｎを求め、ローパスフィルタＬ Ｐ
Ｆ １およびＬ Ｐ Ｆ ３に設定値として与える。
これにより、ローパスフィルタ部１ｏでは、第６図に示
すように、サンプリング周波数ＦＳに応じて変化するス
イッチド・キャパシタ・フィルタ用アンチエリアシング
フィルタとスムージングフィルタが実現できる。
すように、サンプリング周波数ＦＳに応じて変化するス
イッチド・キャパシタ・フィルタ用アンチエリアシング
フィルタとスムージングフィルタが実現できる。
［発明の効果］
以上詳細に説明したように、本発明によれば次のような
効果がある。
効果がある。
（１）乗算型Ｄ／Ａコンバータをカットオフ周波数を決
定する可変抵抗素子として使用することにより、ＴＴＬ
レベルの信号でカットオフ周波数を広い範囲（１０）［
Ｚ〜２０ＫＨ７）にわたって、（２）サンプリング周波
数の変化に追従して変化し、（３〕減減衰度が大きい（
７５ｄＢ１０ｃｔ相当）ものを、 （４）小規模かつ安価に 構成できる。
定する可変抵抗素子として使用することにより、ＴＴＬ
レベルの信号でカットオフ周波数を広い範囲（１０）［
Ｚ〜２０ＫＨ７）にわたって、（２）サンプリング周波
数の変化に追従して変化し、（３〕減減衰度が大きい（
７５ｄＢ１０ｃｔ相当）ものを、 （４）小規模かつ安価に 構成できる。
また、本発明によれは、ローパスフィルタ部とコントロ
ール部とを分けて構成したことにより、多点のアンチエ
リアシングフィルタを構成する場合、コントロール部を
共通とし、ローパスフィルタ部だけを複数個にすればよ
く、小規模に構成することができるという利点がある。
ール部とを分けて構成したことにより、多点のアンチエ
リアシングフィルタを構成する場合、コントロール部を
共通とし、ローパスフィルタ部だけを複数個にすればよ
く、小規模に構成することができるという利点がある。
第１図は本発明に係るサンプリング周波数追従形のアン
チエリアシングフィルタの原理構成図、第２図は周波数
特性制御可能なアナログフィルタの構成図、第３図は８
次連立チエビシエフロ−パスフィルタの基本構成要素で
ある伝送零点のある２次のアクティブフィルタ回路の基
本構成図、第４図は伝送零点のある２次のアクティブフ
ィルタ回路の実施例構成図、第５図はコントロール部の
詳細を示す構成図、第６図は本発明の詳細な説明するた
めの周波数特性図、第７図はアンチエリアシングフィル
タの周波数について説明するための周波数特性図である
。 １０・・・ローパスフィルタ部、１１・・・第１のロー
パスフィルタ、１２・・・第２のローパスフィルタ、１
３・・・第３のローパスフィルタ、２０・・・コントロ
ール部、５１・・・クロック発生器、５２・・・制御デ
ータ生成回路、５３・・・ダウンカウンタ、５４・・・
演算回路、ｌａ、ｌｂ、ｌｃ、ｌｄ・・・伝送零点のあ
る２次のアクティブフィルタ回路、Ａｌ、Ａ２゜Ａ３・
・・演算増幅器、Ａ、Ｂ・・・乗算型Ｄ／Ａコンバータ
、ＢＡ４．ＢＡ５・・・バッファ・アンプ。 第１図 ２ｎ 第２図 コントコール弓ＰＪす １（７，〜ｌｄ、イ云送判ご水４シＺ次辺ア７ディブ左
げ第３図 尺Ａ ル ４ｂｊ Ａ デ゛−７コントロー）しイ与号 第５図 Ｌｆ’ＦＺへＬＦＦＩ。ＬＰＦ３へ
チエリアシングフィルタの原理構成図、第２図は周波数
特性制御可能なアナログフィルタの構成図、第３図は８
次連立チエビシエフロ−パスフィルタの基本構成要素で
ある伝送零点のある２次のアクティブフィルタ回路の基
本構成図、第４図は伝送零点のある２次のアクティブフ
ィルタ回路の実施例構成図、第５図はコントロール部の
詳細を示す構成図、第６図は本発明の詳細な説明するた
めの周波数特性図、第７図はアンチエリアシングフィル
タの周波数について説明するための周波数特性図である
。 １０・・・ローパスフィルタ部、１１・・・第１のロー
パスフィルタ、１２・・・第２のローパスフィルタ、１
３・・・第３のローパスフィルタ、２０・・・コントロ
ール部、５１・・・クロック発生器、５２・・・制御デ
ータ生成回路、５３・・・ダウンカウンタ、５４・・・
演算回路、ｌａ、ｌｂ、ｌｃ、ｌｄ・・・伝送零点のあ
る２次のアクティブフィルタ回路、Ａｌ、Ａ２゜Ａ３・
・・演算増幅器、Ａ、Ｂ・・・乗算型Ｄ／Ａコンバータ
、ＢＡ４．ＢＡ５・・・バッファ・アンプ。 第１図 ２ｎ 第２図 コントコール弓ＰＪす １（７，〜ｌｄ、イ云送判ご水４シＺ次辺ア７ディブ左
げ第３図 尺Ａ ル ４ｂｊ Ａ デ゛−７コントロー）しイ与号 第５図 Ｌｆ’ＦＺへＬＦＦＩ。ＬＰＦ３へ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 外部信号によるカットオフ周波数制御が可能に構成され
たアンチエリアシングフィルタであって、スイッチド・
キャパシタ・フィルタにより形成されローパスフィルタ
系の核となる第２のローパスフィルタと、 アンチエリアシングフィルタとして前記第２のローパス
フィルタの前段に接続され、カットオフ周波数特性が外
部信号により制御可能に構成された第１のローパスフィ
ルタと、 スムージングを行うために前記第２のローパスフィルタ
の後段に接続され、カットオフ周波数特性が外部信号に
より制御可能に構成された第３のローパスフィルタと、 与えられるサンプリングパルスに基づき、前記第１のロ
ーパスフィルタ、第２のローパスフィルタおよび第３の
ローパスフィルタに与える制御信号およびデータを生成
するコントロール部 を具備し、前記第１のローパスフィルタ、第２のローパ
スフィルタおよび第３のローパスフィルタのカットオフ
周波数をサンプリング周波数に応じて変化させ得るよう
にしたことを特徴とするアンチエリアシングフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2726188A JPH01202914A (ja) | 1988-02-08 | 1988-02-08 | アンチエリアシングフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2726188A JPH01202914A (ja) | 1988-02-08 | 1988-02-08 | アンチエリアシングフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01202914A true JPH01202914A (ja) | 1989-08-15 |
Family
ID=12216134
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2726188A Pending JPH01202914A (ja) | 1988-02-08 | 1988-02-08 | アンチエリアシングフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01202914A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8018273B2 (en) | 2009-12-21 | 2011-09-13 | Onkyo Corporation | Filter circuit |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6133524B2 (ja) * | 1976-04-09 | 1986-08-02 | Yanmar Agricult Equip | |
| JPS6324709A (ja) * | 1986-07-17 | 1988-02-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フイルタ装置 |
-
1988
- 1988-02-08 JP JP2726188A patent/JPH01202914A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6133524B2 (ja) * | 1976-04-09 | 1986-08-02 | Yanmar Agricult Equip | |
| JPS6324709A (ja) * | 1986-07-17 | 1988-02-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フイルタ装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8018273B2 (en) | 2009-12-21 | 2011-09-13 | Onkyo Corporation | Filter circuit |
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