JPH01206875A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents
電力変換装置の制御装置Info
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- JPH01206875A JPH01206875A JP3078988A JP3078988A JPH01206875A JP H01206875 A JPH01206875 A JP H01206875A JP 3078988 A JP3078988 A JP 3078988A JP 3078988 A JP3078988 A JP 3078988A JP H01206875 A JPH01206875 A JP H01206875A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は、電力変換装置の制御装置に関する。
（従来の技術）
第４図は高周波電源装置を電圧源とし、電動機を可変速
運転を行う従来の駆動装置の構成図を示す。
運転を行う従来の駆動装置の構成図を示す。
第４図において、ＢＵＳは交流電源、ＨＦＶは高周波電
源装置、ＬＯＡＤは負荷である。
源装置、ＬＯＡＤは負荷である。
高周波電源装置ＨＦＶは、循環電流式サイクロコンバー
タＣＣ−１と高周波進相コンデンサＣａＰおよび制御回
路で構成されている。制御回路は電圧制御回路ＡＶＲ，
電流制御回路ＡＣ：Ｒ１，位相制御回路ＰＨＣＩ、外部
発振器０８ｏ及び進相コンデンサ電圧の波高値Ｖ。ａｐ
を求める演算回路りで構成されている。また、検出手段
としては入力電流検出器ＣＴと進相コンデンサ電圧検出
器ＰＴがある。高周波電圧の確立は、サイクロコンバー
タＣＣ−１によって、進相コンデンサＣａＰに印加され
る電圧の波高値ｖｃａｐがほぼ一定になるように交流電
源ＢＵＳから供給される電流ｉ１を制御して行なわれる
。
タＣＣ−１と高周波進相コンデンサＣａＰおよび制御回
路で構成されている。制御回路は電圧制御回路ＡＶＲ，
電流制御回路ＡＣ：Ｒ１，位相制御回路ＰＨＣＩ、外部
発振器０８ｏ及び進相コンデンサ電圧の波高値Ｖ。ａｐ
を求める演算回路りで構成されている。また、検出手段
としては入力電流検出器ＣＴと進相コンデンサ電圧検出
器ＰＴがある。高周波電圧の確立は、サイクロコンバー
タＣＣ−１によって、進相コンデンサＣａＰに印加され
る電圧の波高値ｖｃａｐがほぼ一定になるように交流電
源ＢＵＳから供給される電流ｉ１を制御して行なわれる
。
この場合、高周波電圧ｕ ａ、Ｔ ｂ＋ Ｖ。の周波数
と位相は外部発振器０８゜から与えられる位相基準信号
ｅａ＋ ｅｂ＋ ｅｃに一致するように、サイクロコン
バータＣＣ−１内の循Ｑ電流工。が自動釣に調整される
。
と位相は外部発振器０８゜から与えられる位相基準信号
ｅａ＋ ｅｂ＋ ｅｃに一致するように、サイクロコン
バータＣＣ−１内の循Ｑ電流工。が自動釣に調整される
。
負荷ＬＯＡＤは、高周波電圧すａ、すｂｒｕＱを電圧源
とし、可変電圧可変周波数電力を出力する電力変換器Ｃ
Ｃと、その負荷として交流電動機Ｍ及び電動機速度を検
出する速度検出器ＰＧで構成されている。
とし、可変電圧可変周波数電力を出力する電力変換器Ｃ
Ｃと、その負荷として交流電動機Ｍ及び電動機速度を検
出する速度検出器ＰＧで構成されている。
制御回路Ｃ０ＮＴは速度制御ループを構成し、交流電動
機Ｍを可変速運転する。
機Ｍを可変速運転する。
以りのように、高周波電源装置ＨＦＶを電圧源として、
交流電動機Ｍを可変速運転を行った場合。
交流電動機Ｍを可変速運転を行った場合。
■力行時は電力変換器ＣＣより電動機Ｍへ負荷電力ＰＬ
が供給されると、高周波電源装置ＨＦＶの電圧制御回路
ＡＶＲが働き、進相コンデンサ電圧？／ａｎ Ｚ’ｂｔ
ｙＣが一定になるように、入力電力Ｐ１が増加する。
が供給されると、高周波電源装置ＨＦＶの電圧制御回路
ＡＶＲが働き、進相コンデンサ電圧？／ａｎ Ｚ’ｂｔ
ｙＣが一定になるように、入力電力Ｐ１が増加する。
■回生時は、電動機Ｍの回生電力ＰＬが電力変換器ＣＣ
を介して、進相コンデンサＣａＰに充電されるため、進
相コンデンサ電圧Ｖ ａｔ ｕ ｂｙ Ｖ Ｃが大きく
なる。しかし、カ行時同様、電圧制御回路ＡＶＲが働き
、波高値指令Ｖｃａｐより大きくなつた場合は循環電流
式サイクロコンバータＣＣ−１を介して交流電源ＢＵＳ
へ回生電力ＰＬとして回生され、進相コンデンサ電圧が
常に一定になるように制御される。
を介して、進相コンデンサＣａＰに充電されるため、進
相コンデンサ電圧Ｖ ａｔ ｕ ｂｙ Ｖ Ｃが大きく
なる。しかし、カ行時同様、電圧制御回路ＡＶＲが働き
、波高値指令Ｖｃａｐより大きくなつた場合は循環電流
式サイクロコンバータＣＣ−１を介して交流電源ＢＵＳ
へ回生電力ＰＬとして回生され、進相コンデンサ電圧が
常に一定になるように制御される。
（発明が解決しようとする課題）
以上のような構成からなる従来の高周波電源装置には次
のような問題点がある。高周波型′ｇ装置は、進相コン
デンサＣａＰの容量を大きくするために、高周波電圧の
周波数ｆ ｅａＰを高く設定される。
のような問題点がある。高周波型′ｇ装置は、進相コン
デンサＣａＰの容量を大きくするために、高周波電圧の
周波数ｆ ｅａＰを高く設定される。
０式はコンデンサ容量の計算式を示す。
容量（ＫｖＡ）＝２・π・ｆｃａＰ−Ｃ−Ｅ２ ・
・・■ｆ ｃａｐ ：周波数 Ｃ：静電容量 Ｅ ：電圧 従って１周波数ｆ。８ｐを高くすることで、 コンデン
サの静電容量を小さくすることができるためにコンデン
サを小形化、軽量化ができる。
・・■ｆ ｃａｐ ：周波数 Ｃ：静電容量 Ｅ ：電圧 従って１周波数ｆ。８ｐを高くすることで、 コンデン
サの静電容量を小さくすることができるためにコンデン
サを小形化、軽量化ができる。
しかし、負荷側の回生運転によって、回生電力Ｐ′Ｌ、
を進相コンデンサ６ａｐに回生され、進相コンデンサ電
圧が一定になるように、循環電流式サイクロコンバータ
ＣＣ−１を介して交流電源ＢＵＳへ回生電力Ｐ、を回生
じている場合に交流電源ＢＵＳに瞬時停電が発生すると
、循環電流式サイクロコンバータＣＣ−１は回生不能と
なるために、負荷の回生電力ＰＬは全て進相コンデンサ
ｃａｐに充電されるため、定格以上の電圧が印加される
。
を進相コンデンサ６ａｐに回生され、進相コンデンサ電
圧が一定になるように、循環電流式サイクロコンバータ
ＣＣ−１を介して交流電源ＢＵＳへ回生電力Ｐ、を回生
じている場合に交流電源ＢＵＳに瞬時停電が発生すると
、循環電流式サイクロコンバータＣＣ−１は回生不能と
なるために、負荷の回生電力ＰＬは全て進相コンデンサ
ｃａｐに充電されるため、定格以上の電圧が印加される
。
その場合充電時間は静電容量が小さいほど瞬時に充電さ
れる。その結果、進相コンデンサｃａｐは過電圧のため
に壊れてしまう。また、電圧上昇は変換素子等の他の電
気部品へも悪影響を与える。
れる。その結果、進相コンデンサｃａｐは過電圧のため
に壊れてしまう。また、電圧上昇は変換素子等の他の電
気部品へも悪影響を与える。
そこで、本発明は、上記のような問題点を解決するもの
で、電源に瞬時停電が発生した場合、負荷側の回生電力
によって進相コンデンサを充電されるとき、その充電電
圧が進相コンデンサ電圧の最大値をこえないように回生
電力を制御する制御手段を備えた電力変換器の制御装置
を提供することを目的とする。
で、電源に瞬時停電が発生した場合、負荷側の回生電力
によって進相コンデンサを充電されるとき、その充電電
圧が進相コンデンサ電圧の最大値をこえないように回生
電力を制御する制御手段を備えた電力変換器の制御装置
を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段及びその作用）したがって
、上記目的を達成するために、本発明は、循環電流式サ
イグロコンバータと高周波進相コンデンサで構成される
高周波電源装置と、その負荷として高周波電源装置を電
圧源とする電力変換器によって電動機を駆動するシステ
ムにおいて、負荷側より与えられる回生電力によって充
電される進相コンデンサ電圧の最大印加電圧を検出する
回路を設置し、その検出信号によって回生電力を、制御
し、進相コンデンサ電圧を最大印加電圧以下に充電され
るように制御する制御手段を備えた電力変換器の制御装
置を提供する。
、上記目的を達成するために、本発明は、循環電流式サ
イグロコンバータと高周波進相コンデンサで構成される
高周波電源装置と、その負荷として高周波電源装置を電
圧源とする電力変換器によって電動機を駆動するシステ
ムにおいて、負荷側より与えられる回生電力によって充
電される進相コンデンサ電圧の最大印加電圧を検出する
回路を設置し、その検出信号によって回生電力を、制御
し、進相コンデンサ電圧を最大印加電圧以下に充電され
るように制御する制御手段を備えた電力変換器の制御装
置を提供する。
（実施例）
以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。
本実施例では、第１図に示すように、高周波電源装置の
循環電流式サイクロコンバータにΔ結線形振環電流式サ
イクロコンバータ（以下、変換器という。）ＣＯ−１を
適用し、その負荷電力変換装置としてはΔ結線形振環電
流式サイクロコンバータ（以下、変換器という。）ＣＧ
−２を用いて、交流電動機Ｍに可変電圧可変周波数電力
を供給するシステム構成である。
循環電流式サイクロコンバータにΔ結線形振環電流式サ
イクロコンバータ（以下、変換器という。）ＣＯ−１を
適用し、その負荷電力変換装置としてはΔ結線形振環電
流式サイクロコンバータ（以下、変換器という。）ＣＧ
−２を用いて、交流電動機Ｍに可変電圧可変周波数電力
を供給するシステム構成である。
高周波電源装置の変換器ＣＧ−１は、他励コンバータｓ
ｓ、、ｓｓ、、ｓｓ、と、 直流リアクトルＬ１． Ｌ
２． Ｌ、及び絶縁トランスＴＲＩとで構成されており
、その出力端子は交流リアクトルＬ Ｒ＋］１．ｓ、Ｌ
丁を介して三相交流電源に接続されている。
ｓ、、ｓｓ、、ｓｓ、と、 直流リアクトルＬ１． Ｌ
２． Ｌ、及び絶縁トランスＴＲＩとで構成されており
、その出力端子は交流リアクトルＬ Ｒ＋］１．ｓ、Ｌ
丁を介して三相交流電源に接続されている。
また、変換器ＣＧ−２は、変換器ＣＧ−１と同様に他励
コンバータｓｓ４．ｓｓ、、ｓｓ＠と直流リアクトルＬ
、、Ｌ、、ＬＧ及び絶縁トランスＴＲ２で構成され、そ
の出力は交流電動機Ｍに接続される。
コンバータｓｓ４．ｓｓ、、ｓｓ＠と直流リアクトルＬ
、、Ｌ、、ＬＧ及び絶縁トランスＴＲ２で構成され、そ
の出力は交流電動機Ｍに接続される。
制御回路としては、直流電流検出器ＣＴ、〜ＣＴ、、交
流電圧検出器Ｐ Ｔ Ｓ 、 Ｐ Ｔｃａｐ、進相コン
デンサＣａＰの波高値演算回路り、外部発振器０８゜、
電圧制御回路ＡＶＲ１速度制御回路５ＰＣ１電流制御回
路ＡＣＲ１，ＡＣＲ２、位相制御回路ＰＨＣＩ。
流電圧検出器Ｐ Ｔ Ｓ 、 Ｐ Ｔｃａｐ、進相コン
デンサＣａＰの波高値演算回路り、外部発振器０８゜、
電圧制御回路ＡＶＲ１速度制御回路５ＰＣ１電流制御回
路ＡＣＲ１，ＡＣＲ２、位相制御回路ＰＨＣＩ。
ＰＨＣ２及び電圧制限回路ｖＬｘ、が用意されている。
次に、変換器ＣＧ−１を用いた高周波電源装置の制御動
作について説明する。
作について説明する。
第２図は、変換器ＣＣ−１の制御ブロック図を示す。
進相コンデンサＣａｐに印加される三相高周波電圧Ｐａ
ｒ Ｚ’ｂ＊ Ｚ’ｃは、電圧検出器ＰＴＣａｐで検出
され、波高値演算回路りによって進相コンデンサ電圧の
波高値ｖｃａｐを求める。その波高値Ｖ。ａｐは高周波
電圧設定器より与えられる指令値ＶｅａＦと比較器Ｃ１
で比較され、その変差ε。は直列補償回路Ｇ０に入力し
、電源電流ＩＲｙ Ｉ３ｔ ＩＴの波高値ｒｓｍを出力
する。波高値Ｉｇｍは乗算器ＭＬ、、ＭＬ、。
ｒ Ｚ’ｂ＊ Ｚ’ｃは、電圧検出器ＰＴＣａｐで検出
され、波高値演算回路りによって進相コンデンサ電圧の
波高値ｖｃａｐを求める。その波高値Ｖ。ａｐは高周波
電圧設定器より与えられる指令値ＶｅａＦと比較器Ｃ１
で比較され、その変差ε。は直列補償回路Ｇ０に入力し
、電源電流ＩＲｙ Ｉ３ｔ ＩＴの波高値ｒｓｍを出力
する。波高値Ｉｇｍは乗算器ＭＬ、、ＭＬ、。
ＭＬ、で、電源電圧より求めた単位正弦波φＲ２φＳ。
φ丁と乗算し、電源電流ＩＲｔ ＩＳ＋ ＩＴの指令値
”ＲＩ Ｉｓｔ Ｉ７を求め、実電流ＩＲ＋ ＩＳ＋
ＩＴと各々に比較器Ｃ，，Ｃ，，Ｃ４で比較される。実
電流ＩＲｔ Ｉ３． ＩＴは、 各コンバータｓｓ
１．ｓｓ、。
”ＲＩ Ｉｓｔ Ｉ７を求め、実電流ＩＲ＋ ＩＳ＋
ＩＴと各々に比較器Ｃ，，Ｃ，，Ｃ４で比較される。実
電流ＩＲｔ Ｉ３． ＩＴは、 各コンバータｓｓ
１．ｓｓ、。
ＳＳ、の出力電流Ｉ工ｔ Ｌｔ Ｉ３より、加算器ＡＤ
、。
、。
ＡＤ２．ＡＤ、に演算によって求められる。この場合、
実電流を直接検出して使用してもかまわない。
実電流を直接検出して使用してもかまわない。
比較器Ｃ，，Ｃ，，Ｃ４の偏差は、増幅器ＧＲ＋ ＧＳ
＋ＧＴで増幅され、その出力ｆｆｉＲｗ ε５ｙＥＴは
加算器Ａ、、Ａ、、Ａ、に入力し、各コンバータの位相
電圧指令値？αｔ＝ Ｅ Ｓ Ｅ Ｒｅ ｐα、：
ｆ Ｔ−εＳ＋ｆ（ｔｓ＝εＲｔＴを求める。
＋ＧＴで増幅され、その出力ｆｆｉＲｗ ε５ｙＥＴは
加算器Ａ、、Ａ、、Ａ、に入力し、各コンバータの位相
電圧指令値？αｔ＝ Ｅ Ｓ Ｅ Ｒｅ ｐα、：
ｆ Ｔ−εＳ＋ｆ（ｔｓ＝εＲｔＴを求める。
この電圧位相信号Ｖα、＊ ｆａｓｔ ＶＣｌ３は、各
コンバータｓｓ１．ｓｓ２．ｓｓ、にゲート信号Ｓ□、
Ｓ２゜Ｓ３を与える位相制御回路ＰＨＣ１，，ＰＨＣ１
□。
コンバータｓｓ１．ｓｓ２．ｓｓ、にゲート信号Ｓ□、
Ｓ２゜Ｓ３を与える位相制御回路ＰＨＣ１，，ＰＨＣ１
□。
ＰＨＣｌ、に入力する。この位相制御回路ＰＨＣは、外
部発振器０８ｃより位相基準信号ｅａｔ ｅｂ＋ ８ｅ
が与えられている。
部発振器０８ｃより位相基準信号ｅａｔ ｅｂ＋ ８ｅ
が与えられている。
この位相基準信号は、進相コンデンサｃａｐに印加され
る高周波電圧Ｖａｔ ？ｂ＋ Ｚ’ｃの周波数を決定す
る信号である。
る高周波電圧Ｖａｔ ？ｂ＋ Ｚ’ｃの周波数を決定す
る信号である。
進相コンデンサ電圧の制限回路ｖＬＩＭには、進相コン
デンサ電圧の最大印加電圧指令値Ｖ ｍ ａ Ｘと、検
出波高値Ｖ。ａｐが入力され、比較器Ｃ３で比較され、
その出力は判定回路ＧＬを介して負荷側の変換器ＣＧ
−２へ制御信号ＳＳを送る。
デンサ電圧の最大印加電圧指令値Ｖ ｍ ａ Ｘと、検
出波高値Ｖ。ａｐが入力され、比較器Ｃ３で比較され、
その出力は判定回路ＧＬを介して負荷側の変換器ＣＧ
−２へ制御信号ＳＳを送る。
制限回路ＶＬＩＭは比較器Ｃｇの偏差εＬを判定回路Ｇ
Ｌによって、正・負を判別するもので次のような制御動
作を行うものである。
Ｌによって、正・負を判別するもので次のような制御動
作を行うものである。
Ｖ、ａＸ≧ＶｅａＰの場合（εＬが正又は０）、制御信
号５Ｓ＝１を出力し、Ｖ−ａｘ＜Ｖｃａｐの場合（εＬ
力号υ、制御信号５Ｓ＝Ｏを出力する。
号５Ｓ＝１を出力し、Ｖ−ａｘ＜Ｖｃａｐの場合（εＬ
力号υ、制御信号５Ｓ＝Ｏを出力する。
以上の制御動作によって、進相コンデンサＣ８Ｐに印加
される三相高周波電圧ｖａｓ ｖｂ＋ ？ｃの波高値ｖ
ｃａｐがほぼ一定になるように三相交流電圧から供給
される電流工に＊ Ｉ３ｔ Ｔ−Ｔを制御する。
される三相高周波電圧ｖａｓ ｖｂ＋ ？ｃの波高値ｖ
ｃａｐがほぼ一定になるように三相交流電圧から供給
される電流工に＊ Ｉ３ｔ Ｔ−Ｔを制御する。
この場合、高周波電圧の周波数と位相は位相基準信号ｅ
ａ、ｅｂｙ ８ｃに一致するように、変換器ＣＧ−１に
循環電流１．が自動的に流れる。
ａ、ｅｂｙ ８ｃに一致するように、変換器ＣＧ−１に
循環電流１．が自動的に流れる。
次に、負荷側の変換器ＣＣ−２の制御動作について説明
する。
する。
第３図は、変換器ＣＧ−２の制御ブロック図を示す。
速度検出ＰＧで検出された電動機の実速度ω１は、比較
器Ｃ９で速度指令値ω１と比較され、その出力値εＰは
直列補償回路ＧＰに入力する。また、実速度ω２は正弦
波発振器ＦＵＮＣに入力される。
器Ｃ９で速度指令値ω１と比較され、その出力値εＰは
直列補償回路ＧＰに入力する。また、実速度ω２は正弦
波発振器ＦＵＮＣに入力される。
この発振器ＦＵＮＣは、実速度ω、に比例した三相の単
位正弦波Ｕ、、Ｖｓ、Ｗ、を出力するものである。
位正弦波Ｕ、、Ｖｓ、Ｗ、を出力するものである。
直列補償回路ＧＰの出力値は乗算器ＭＬに入力し、電源
側変換器ＣＣ−１の制限回路ＶＬＩＭから与えられる制
御信号ＳＳと乗算され、負荷電流■υ。
側変換器ＣＣ−１の制限回路ＶＬＩＭから与えられる制
御信号ＳＳと乗算され、負荷電流■υ。
ＩＶｐ ＩＷの電流波高値指令ＩＬｍが求められる。指
令値ＩＬｍは、乗算器ＭＬ４．ＭＬ、、ＭＬ、で正弦波
発振器ＦＵＮＣの三相単位正弦波Ｕ Ｂ ｔ Ｖ ｇ
ｅ Ｗ ｇと乗算され、負荷電流の指令値Ｉυ＋ ＩＶ
ｐ ｘｖを求める。
令値ＩＬｍは、乗算器ＭＬ４．ＭＬ、、ＭＬ、で正弦波
発振器ＦＵＮＣの三相単位正弦波Ｕ Ｂ ｔ Ｖ ｇ
ｅ Ｗ ｇと乗算され、負荷電流の指令値Ｉυ＋ ＩＶ
ｐ ｘｖを求める。
その指令値Ｉｕ＋ Ｉｖｙ ＩＷは、比較器Ｃ，，Ｃ，
。
。
Ｃ，で実負荷電流Ｉυｙ ＩＶｔ ｘｗと比較し、増幅
器ＧＲＲｅ ＧＳＳ＋ Ｇ ＴＴに入力する。この場合
、実負荷電流ＩＵ、Ｉヮｒ ＩＷは各コンバータの出力
電流値Ｉ、、Ｉ、、Ｉ。から加算器Ａ Ｄ ４ ｔ Ａ
Ｄ ｓ ｔ Ａ Ｄ ｓによって求められる。
器ＧＲＲｅ ＧＳＳ＋ Ｇ ＴＴに入力する。この場合
、実負荷電流ＩＵ、Ｉヮｒ ＩＷは各コンバータの出力
電流値Ｉ、、Ｉ、、Ｉ。から加算器Ａ Ｄ ４ ｔ Ａ
Ｄ ｓ ｔ Ａ Ｄ ｓによって求められる。
増幅器ＧＲＲ２ＧＳＳ、ＧＳＴは出力εＵ、εＶ、εＶ
を加算器Ａ４．Ａ、、Ａｓに出力し、加算器Ａ４．Ａｇ
。
を加算器Ａ４．Ａ、、Ａｓに出力し、加算器Ａ４．Ａｇ
。
Ａ、で各コンバータの位相電圧指令値Ｖα４＝εｕ−ε
Ｖ ｐ Ｚ’ １ｆｆｓ ＝＝ε９−εｖ、９ａｓ：ε
１−ε１を求め、各指令値Ｚ’（！＊ｔ ７１（１ｓ＊
？ｆｆｓを加算器Ａｔ −Ａｓ 、Ａｍに入力し、循
環電流指令値工。と加算され、 その出力は各コンバー
タｓｓ、、ｓｓ、、ｓｓＧの位相制御回路ＰＨＣ２１，
ＰＨＣ２２，ＰＨＣ２３に入力される。位相制御回路Ｐ
ＨＣ２１，ＰＨＣ２２，ＰＨＣ２３は各コンバータへゲ
ート信号Ｓ、、Ｓ、、Ｓ、 を与える。
Ｖ ｐ Ｚ’ １ｆｆｓ ＝＝ε９−εｖ、９ａｓ：ε
１−ε１を求め、各指令値Ｚ’（！＊ｔ ７１（１ｓ＊
？ｆｆｓを加算器Ａｔ −Ａｓ 、Ａｍに入力し、循
環電流指令値工。と加算され、 その出力は各コンバー
タｓｓ、、ｓｓ、、ｓｓＧの位相制御回路ＰＨＣ２１，
ＰＨＣ２２，ＰＨＣ２３に入力される。位相制御回路Ｐ
ＨＣ２１，ＰＨＣ２２，ＰＨＣ２３は各コンバータへゲ
ート信号Ｓ、、Ｓ、、Ｓ、 を与える。
この場合、位相制御回路ＰＨＣ２１，ＰＨＣ２２゜ＰＨ
Ｃ２３には外部発振器より位相基準信号ｅａ＋ｅｂ＋ｅ
０が入力されている。
Ｃ２３には外部発振器より位相基準信号ｅａ＋ｅｂ＋ｅ
０が入力されている。
循環電流指令値工０は、トータル電流指令値ＩＴと実ト
ータル電流値ＩＴ （” Ｉ４ ＋ＩＳ ＋ ＩＧ）を
比較し、増幅器Ｇｏを介して得られる。
ータル電流値ＩＴ （” Ｉ４ ＋ＩＳ ＋ ＩＧ）を
比較し、増幅器Ｇｏを介して得られる。
以上の制御動作によって、交流電動機Ｍへ可変電圧可変
周波電力を供給される。
周波電力を供給される。
次に、負荷側の変換器ＣＧ−２が回生運転時に、電源側
の変換器ＣＧ−１の入力電源に瞬時停電が発生した場合
の制御動作について説明する。
の変換器ＣＧ−１の入力電源に瞬時停電が発生した場合
の制御動作について説明する。
瞬時停電時、回生電力ｐ、−は電源側の変換器ＣＣ−１
より入力電源への回生が不能となるために、回生電力Ｐ
【、はほとんど進相コンデンサＣａＰに充電されるので
、コンデンサ電圧ｖｃａＰが上昇する。
より入力電源への回生が不能となるために、回生電力Ｐ
【、はほとんど進相コンデンサＣａＰに充電されるので
、コンデンサ電圧ｖｃａＰが上昇する。
制限回路ＶＬＩＭは、上昇電圧■。ａｐが最大電圧指令
値ｖｍａつより大きくなると１判定回路ＧＬはその出力
値５Ｓ＝Ｏを出力する。
値ｖｍａつより大きくなると１判定回路ＧＬはその出力
値５Ｓ＝Ｏを出力する。
その信号ＳＳは、負荷側の変換器ＣＧ−２の制御回路系
の乗算器ＭＬへ与えられる。従って、乗算器ＭＬの出力
値１１．、＝Ｏとなるため、回生電流の指令値工υｙ
ＩＶｐ 工、は零になる。
の乗算器ＭＬへ与えられる。従って、乗算器ＭＬの出力
値１１．、＝Ｏとなるため、回生電流の指令値工υｙ
ＩＶｐ 工、は零になる。
その結果、 回生電力Ｐ′Ｌが零となり、進相コンデン
サ電圧Ｖ。ａｐは最大電圧指令値Ｖｍａつ以下に制御さ
れる。
サ電圧Ｖ。ａｐは最大電圧指令値Ｖｍａつ以下に制御さ
れる。
以上、負荷側の変換器ＣＧ−１にΔ結線形＠環電流式す
イグロコンバータを利用したもので説明したが、他の変
換器でも同様に行なえる。
イグロコンバータを利用したもので説明したが、他の変
換器でも同様に行なえる。
以上、述べたように、本発明においては、電源の瞬時停
電時、容量性負荷が第２の電力変換器からの回生電力に
よって充電される過大電圧を防止することができ、容量
性負荷等の破壊を防ぐことができる。
電時、容量性負荷が第２の電力変換器からの回生電力に
よって充電される過大電圧を防止することができ、容量
性負荷等の破壊を防ぐことができる。
第１図は本発明の一実施例を示す概要構成図、第２図は
第１図に示した高周波電源装置の制御ブロック図、第３
図は第１図に示した負荷電力変換装置の制御ブロック図
、第４図は従来の電力変換装置を示す概要構成図である
。 ＣＧ−１，ＣＧ−２・・・Δ結線形循環電流式サイクロ
コンバータ ＣａＰ・・・進相コンデンサ ｖＬｒｘ・・・制限回路
Ｃｇ・・・比較回路 Ｇし・・・判定回路代理人
弁理士 則 近 憲 佑 同 第子丸 健
第１図に示した高周波電源装置の制御ブロック図、第３
図は第１図に示した負荷電力変換装置の制御ブロック図
、第４図は従来の電力変換装置を示す概要構成図である
。 ＣＧ−１，ＣＧ−２・・・Δ結線形循環電流式サイクロ
コンバータ ＣａＰ・・・進相コンデンサ ｖＬｒｘ・・・制限回路
Ｃｇ・・・比較回路 Ｇし・・・判定回路代理人
弁理士 則 近 憲 佑 同 第子丸 健
Claims (1)
- 電源に接続された第１の電力変換器と、この第１の電力
変換器に接続された第２の電力変換器と、前記第１およ
び第２の電力変換器間に設けられた容量性負荷とを有す
る電力変換装置において、前記第２の電力変換器の回生
運転時に前記電源に瞬時停電が発生した場合、前記第２
の電力変換器からの回生電力による前記容量性負荷の電
圧上昇を防止する制御手段を具備したことを特徴とする
電力変換装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3078988A JPH01206875A (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | 電力変換装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3078988A JPH01206875A (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | 電力変換装置の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01206875A true JPH01206875A (ja) | 1989-08-21 |
Family
ID=12313443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3078988A Pending JPH01206875A (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | 電力変換装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01206875A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014199382A3 (en) * | 2013-06-11 | 2015-03-19 | Mantisvision Ltd. | Laser driver system and method |
-
1988
- 1988-02-15 JP JP3078988A patent/JPH01206875A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014199382A3 (en) * | 2013-06-11 | 2015-03-19 | Mantisvision Ltd. | Laser driver system and method |
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