JPH01209985A - Ｄｃブラシレスモータ - Google Patents
ＤｃブラシレスモータInfo
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- JPH01209985A JPH01209985A JP63032272A JP3227288A JPH01209985A JP H01209985 A JPH01209985 A JP H01209985A JP 63032272 A JP63032272 A JP 63032272A JP 3227288 A JP3227288 A JP 3227288A JP H01209985 A JPH01209985 A JP H01209985A
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- Japan
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- current
- power supply
- stator
- permanent magnet
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は位置検出にホール素子を用いたＤＣブラシレス
モータに関するものである。
モータに関するものである。
［従来の技術］
一般に低価格の製品に使用されるモータは３相ブラシ付
きモータが多かったが近年電子回路部品の低価格化やブ
ラシによる火花、雑音等の解消、長寿命化の要求によっ
てＤＣブラシレスモータにとって変わりつつある。
きモータが多かったが近年電子回路部品の低価格化やブ
ラシによる火花、雑音等の解消、長寿命化の要求によっ
てＤＣブラシレスモータにとって変わりつつある。
このＤＣブラシレスモータのなかで２相式のものは構成
する部品点数が最も少なく、低コスト化に適している。
する部品点数が最も少なく、低コスト化に適している。
またこの種のブラシレスモータの回転速度の切換としで
しては通常商用電源と主電源部との間に直列挿入した抵
抗の値を変化させることにより行っていた。
しては通常商用電源と主電源部との間に直列挿入した抵
抗の値を変化させることにより行っていた。
又通常ホール素子や電流切換回路の制御電源部には平滑
用コンデンサとツェナーダイオードを使用した安定化電
源回路が用いられていた。
用コンデンサとツェナーダイオードを使用した安定化電
源回路が用いられていた。
［発明が解決しようとする課ｆｆｉ］
ところで上述のｖｆ徴と有する２相式のＤＣブラシレス
モータでは固定子の巻線に流す電流の供給源として平滑
されたリップルの小さい安定化電源を使用しなければな
らないという制限があった。
モータでは固定子の巻線に流す電流の供給源として平滑
されたリップルの小さい安定化電源を使用しなければな
らないという制限があった。
つまりこの２相式ＤＣブラシレスモータを商用電源を整
流して得られた脈流電源で駆動した場合、モータ自体が
持つ第１８図（ａ）Ｉ（ｂ）に示す各相の巻線に発生す
るトルクＴ ａ、 Ｔ ｂを合成した第１８図（ｃ）に
示すトルクＴａ＋ｂのリップルと電源のリップルとが同
期し、電源電圧と速度の関係がｉｆＭ的で無いため任意
の回転数でモータを制御することが難しいという欠点が
あった。
流して得られた脈流電源で駆動した場合、モータ自体が
持つ第１８図（ａ）Ｉ（ｂ）に示す各相の巻線に発生す
るトルクＴ ａ、 Ｔ ｂを合成した第１８図（ｃ）に
示すトルクＴａ＋ｂのリップルと電源のリップルとが同
期し、電源電圧と速度の関係がｉｆＭ的で無いため任意
の回転数でモータを制御することが難しいという欠点が
あった。
このような点から鑑みて３相以上のＤＣブラシレスモー
タにも固定子の巻線の電流供給源とし安定化電源を使用
しでいるのが常であった。
タにも固定子の巻線の電流供給源とし安定化電源を使用
しでいるのが常であった。
また回転速度の切り換えを行う場合抵抗変化で行ってい
たため抵抗での損失が大きくモータ全体の効率が悪いと
いう問題があった。
たため抵抗での損失が大きくモータ全体の効率が悪いと
いう問題があった。
更に制御電源部では電源投入から平滑用コンデンサの電
圧が電流切換回路が安定して動作する電圧に達するまで
に時間がかかり、或いは電源遮断時から平滑用コンデン
サの電圧が電流切換回路が全く動作しないレベルに低下
するまでに時間がかかるため、この間に於いて電流切換
回路が不安定動作し、振動発生等の不都合が生じていた
。
圧が電流切換回路が安定して動作する電圧に達するまで
に時間がかかり、或いは電源遮断時から平滑用コンデン
サの電圧が電流切換回路が全く動作しないレベルに低下
するまでに時間がかかるため、この間に於いて電流切換
回路が不安定動作し、振動発生等の不都合が生じていた
。
本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、安定化
電源を使用することなくリップルの大きな脈流電源を用
いても同期現象を回避でき、制御性が良く且つ雑音発生
が小さく長寿命で安価なりＣブラシレスモータを提供す
ることを目的とし、併せてモータの起動時と定常時との
コイルインビーグンス変動に左右されることなく安定し
た状態で制御用の電源を得ることができるＤＣブラシレ
スモータを提供することを目的とし、またモータの回転
速度の切換えを損失を増やすことなく行えるＤＣブラシ
レスモータを提供することを目的とし、更に電源投入時
、或いは遮断時に振動発生等が生じない安定した動作が
得られるＤＣブラシレスモータを提供することを目的と
する。
電源を使用することなくリップルの大きな脈流電源を用
いても同期現象を回避でき、制御性が良く且つ雑音発生
が小さく長寿命で安価なりＣブラシレスモータを提供す
ることを目的とし、併せてモータの起動時と定常時との
コイルインビーグンス変動に左右されることなく安定し
た状態で制御用の電源を得ることができるＤＣブラシレ
スモータを提供することを目的とし、またモータの回転
速度の切換えを損失を増やすことなく行えるＤＣブラシ
レスモータを提供することを目的とし、更に電源投入時
、或いは遮断時に振動発生等が生じない安定した動作が
得られるＤＣブラシレスモータを提供することを目的と
する。
［課題を解決する手段］
本発明はＮ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石
回転子と、巻線の層流方向が固定された複数組の磁極を
有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久磁石
回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、このホー
ル素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線に電
流を切換供給する電流切換回路とを基本的な構成とし備
え、その上に上記固定子の巻線として３相以上のものを
用いるとともに、電流切換回路の主？！源として商用電
源を整流する整流器と降圧用抵抗とからなる主電源部の
脈流出力を用いている。
回転子と、巻線の層流方向が固定された複数組の磁極を
有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久磁石
回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、このホー
ル素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線に電
流を切換供給する電流切換回路とを基本的な構成とし備
え、その上に上記固定子の巻線として３相以上のものを
用いるとともに、電流切換回路の主？！源として商用電
源を整流する整流器と降圧用抵抗とからなる主電源部の
脈流出力を用いている。
更に又回転速度の切り換えのために上記商用電源と主？
！！源部との間に半波整流器とスイッチとの並列回路を
挿入している。
！！源部との間に半波整流器とスイッチとの並列回路を
挿入している。
又制御電源部がコイルインビーグンスの変動の影響を受
けないように上記商用電源と上記降圧用抵抗との接続点
と、上記電流切換回路及びホール素子に安定化した制御
用電源を供給する制御電源部の′Ｗｉ源入力端との間に
抵抗と別の整流器との直列回路を挿入してもよい。
けないように上記商用電源と上記降圧用抵抗との接続点
と、上記電流切換回路及びホール素子に安定化した制御
用電源を供給する制御電源部の′Ｗｉ源入力端との間に
抵抗と別の整流器との直列回路を挿入してもよい。
更に電源投入時或いは遮断時に振動等の発生を防ぐ為に
制御電源部の電源出力端側に該制御電源部の出力電圧が
一定以上でオン動作するスイッチング素子を挿入するか
、上記各ホール素子からの検出出力を波形整形するコン
パレータと、該コンパレータの出力端に直列に接続され
、コンパレータから出力される信号電圧が一定レベル以
上であるときにオンする電圧スイッチング素子と、該電
圧スイッチング素子を介してベース電流が供給されてオ
ン動作し、対応する固定子の８Ｍに電流を流すトランジ
スタとから上記電流切換回路を構成しでもよい。又−上
記電圧スイッチング素子としてはダイオードを用いても
よい。
制御電源部の電源出力端側に該制御電源部の出力電圧が
一定以上でオン動作するスイッチング素子を挿入するか
、上記各ホール素子からの検出出力を波形整形するコン
パレータと、該コンパレータの出力端に直列に接続され
、コンパレータから出力される信号電圧が一定レベル以
上であるときにオンする電圧スイッチング素子と、該電
圧スイッチング素子を介してベース電流が供給されてオ
ン動作し、対応する固定子の８Ｍに電流を流すトランジ
スタとから上記電流切換回路を構成しでもよい。又−上
記電圧スイッチング素子としてはダイオードを用いても
よい。
［作用］
しかして電流切換回路の動作に応じて固定子の巻線に順
次主電源部から脈流電流が流れるが、各巻線には回転ト
ルクが発生し、全体としてこれら回転トルクを合成した
トルクによっでモータが回転する。この合成トルクのリ
フプルは２相ＤＣブラシレスモータのトルクリップルに
比べて小さくなっているため、電源の脈動の影響が受け
にくく、脈流電流での駆動は実用に耐えうるちのである
。
次主電源部から脈流電流が流れるが、各巻線には回転ト
ルクが発生し、全体としてこれら回転トルクを合成した
トルクによっでモータが回転する。この合成トルクのリ
フプルは２相ＤＣブラシレスモータのトルクリップルに
比べて小さくなっているため、電源の脈動の影響が受け
にくく、脈流電流での駆動は実用に耐えうるちのである
。
また電気的時定数Ｌ／Ｒが降圧用抵抗により小さくなる
ため、起動時と定常時との差を少なくでき、電流切換回
路の電流制御のためのスイッチング素子のオフ時のスト
レスが小さくなる。
ため、起動時と定常時との差を少なくでき、電流切換回
路の電流制御のためのスイッチング素子のオフ時のスト
レスが小さくなる。
次に商用電源を遮断すると、モータ自体は慣性力で徐々
に回転数を落としながら停止することになる。
に回転数を落としながら停止することになる。
ここで商用電源と降圧用抵抗との接続点と、制御電源部
の電源入力端との間に抵抗と別の整流器との直列回路を
挿入することにより、起動時と定常時とのコイルインビ
ーグンス変動に左右されずに商用電源から制御電源部に
電源入力があり、安定した状態で上記電流切換回路及び
ホール素子へ電源供給すことができる。
の電源入力端との間に抵抗と別の整流器との直列回路を
挿入することにより、起動時と定常時とのコイルインビ
ーグンス変動に左右されずに商用電源から制御電源部に
電源入力があり、安定した状態で上記電流切換回路及び
ホール素子へ電源供給すことができる。
又回転速度の切り換えのために上記商用電源と主電源部
との間に半波整流器とスイッチとの並列回路を挿入する
ことにより、上記スイッチのオンオフで駆動電力を損失
なく切り換えることができる。
との間に半波整流器とスイッチとの並列回路を挿入する
ことにより、上記スイッチのオンオフで駆動電力を損失
なく切り換えることができる。
更に上記電流切換回路及びホール素子に安定化した制御
用電源を供給する制御電源部の電源出力端側に該制御電
源部の出力電圧が一定以上でオン動作するスイッチング
素子を直列挿入することによって、制御電源部の平滑用
のコンデンサの充電電圧が一定以上無ければスイッチン
グ素子を通じて電流切換回路及びホール素子へ制御用電
源の供給が無いため、不安定状態での動作が無くなり、
振動や騒音の発生が起動時や停止時に生じるのを防止で
きるのである。
用電源を供給する制御電源部の電源出力端側に該制御電
源部の出力電圧が一定以上でオン動作するスイッチング
素子を直列挿入することによって、制御電源部の平滑用
のコンデンサの充電電圧が一定以上無ければスイッチン
グ素子を通じて電流切換回路及びホール素子へ制御用電
源の供給が無いため、不安定状態での動作が無くなり、
振動や騒音の発生が起動時や停止時に生じるのを防止で
きるのである。
更に又上記スイッチング素子の代わりに上記各ホール素
子からの検出出力を波形整形するコンパレータと、該コ
ンパレータの出力端に直列に接続され、コンパレータか
ら出力される信号電圧が一定レベル以上であるときにオ
ンする電圧スイッチング素子と、該電圧スイッチング素
子を介してベース電流が供給されてオン動作し、対応す
る固定子の巻線に電流を流すトランジスタとから上記電
流切換回路を構成することにより、制御電源部の出力電
圧が一定以上に達しない場合には電圧スイッチング素子
がオンせず、そのため不安定な状態でコンパレータから
の出力でトランジスタがオン駆動されることが無く、結
果振動や騒音の発生が起動時や停止時に生じるのを防止
できるのである。
子からの検出出力を波形整形するコンパレータと、該コ
ンパレータの出力端に直列に接続され、コンパレータか
ら出力される信号電圧が一定レベル以上であるときにオ
ンする電圧スイッチング素子と、該電圧スイッチング素
子を介してベース電流が供給されてオン動作し、対応す
る固定子の巻線に電流を流すトランジスタとから上記電
流切換回路を構成することにより、制御電源部の出力電
圧が一定以上に達しない場合には電圧スイッチング素子
がオンせず、そのため不安定な状態でコンパレータから
の出力でトランジスタがオン駆動されることが無く、結
果振動や騒音の発生が起動時や停止時に生じるのを防止
できるのである。
［実施例１
以下本発明を実施例により説明する。
及１乱Ｌ
ｆｊＳｉ図は３組式ＤＣブラシレスモータに用いた実施
例１の回路を示す。本実施例の主電源部１は図示するよ
うに商用電源２に降圧用抵抗Ｒ１と、この降圧用抵抗Ｒ
，を介して商用電源２に接続されたダイオードＤ、〜Ｄ
４からなる全波整流器３をと、ノイズ吸収用コンデンサ
Ｃ５とから構成され、全波整流器３の正極出力は後述の
固定子の巻Ｒ４υ１４ Ｈ４ｖの各一端に接続され、各
巻線４ Ｌｌｌ ４ Ｖｓ４ｗの他端は電流切換回路７
のスイッチング用トランジスタＱｕ＝Ｑｖ−Ｑｗのコレ
クタに接続されている。各トランジスタＱυ＊ Ｑ ｖ
＊ Ｑ ｗのエミッタは全波整流器３の負極出力に接
続される。また各トランジスタＱ ｕ＝ Ｑ ｖ−Ｑ
ｗのベース・エミッタ間にはスイッチング速度向上のた
めの抵抗Ｒ２，Ｒ５，Ｒ。
例１の回路を示す。本実施例の主電源部１は図示するよ
うに商用電源２に降圧用抵抗Ｒ１と、この降圧用抵抗Ｒ
，を介して商用電源２に接続されたダイオードＤ、〜Ｄ
４からなる全波整流器３をと、ノイズ吸収用コンデンサ
Ｃ５とから構成され、全波整流器３の正極出力は後述の
固定子の巻Ｒ４υ１４ Ｈ４ｖの各一端に接続され、各
巻線４ Ｌｌｌ ４ Ｖｓ４ｗの他端は電流切換回路７
のスイッチング用トランジスタＱｕ＝Ｑｖ−Ｑｗのコレ
クタに接続されている。各トランジスタＱυ＊ Ｑ ｖ
＊ Ｑ ｗのエミッタは全波整流器３の負極出力に接
続される。また各トランジスタＱ ｕ＝ Ｑ ｖ−Ｑ
ｗのベース・エミッタ間にはスイッチング速度向上のた
めの抵抗Ｒ２，Ｒ５，Ｒ。
が夫々接続される。さらに各ベースは抵抗Ｒ，，Ｒ６，
Ｒ２を夫々介してコンパレータ■Ｃ５の各対応する出力
端に接続される。
Ｒ２を夫々介してコンパレータ■Ｃ５の各対応する出力
端に接続される。
コンパレータＩＣ５は複数の演算増幅器５ａ・・・を内
装したもので、実施例ではその内の３個をＵ。
装したもので、実施例ではその内の３個をＵ。
ｖ、Ｗ相の電流切り換えのために使用して各演算増幅器
５ａ・・・の比較入力にはホール素子（ホールＩＣ）Ｈ
ｖ＝Ｈｖ−Ｈｕの検出出力を接続し′である。
５ａ・・・の比較入力にはホール素子（ホールＩＣ）Ｈ
ｖ＝Ｈｖ−Ｈｕの検出出力を接続し′である。
上記商用電源２と降圧用抵抗Ｒ，の接続点と、全波整流
器３の負極出力との間にはホール素子Ｈｖ＠ Ｈｙ＊
ＨＵと電流切換回路７とに制御用電源を与える制御電源
部６の電源入力端を抵抗Ｒ８と半波整流器たるダイオー
ドＤ、との直列回路を介して接続しており、制御電源部
６は人力する半波の脈流電圧をツェナーダイオードＺＤ
１によって一定の電圧にクリップするとともに平滑用コ
ンデンサＣ１により平滑し、その平滑された直流電圧を
コンパレータＩＣ５に印加し、また抵抗Ｒ１と、ホール
素子Ｈ，，ＨＶ、Ｈ，と、抵抗ＲＩＧとの直列回路にも
印加する。
器３の負極出力との間にはホール素子Ｈｖ＠ Ｈｙ＊
ＨＵと電流切換回路７とに制御用電源を与える制御電源
部６の電源入力端を抵抗Ｒ８と半波整流器たるダイオー
ドＤ、との直列回路を介して接続しており、制御電源部
６は人力する半波の脈流電圧をツェナーダイオードＺＤ
１によって一定の電圧にクリップするとともに平滑用コ
ンデンサＣ１により平滑し、その平滑された直流電圧を
コンパレータＩＣ５に印加し、また抵抗Ｒ１と、ホール
素子Ｈ，，ＨＶ、Ｈ，と、抵抗ＲＩＧとの直列回路にも
印加する。
コンデンサ０２〜Ｃ１はトランジスタＱυ＝Ｑｖ−Ｑ−
のオフ時の巻１１１４ｕ−４ｖ−４ｗに発生する逆起電
圧を吸収するためのコンデンサである。
のオフ時の巻１１１４ｕ−４ｖ−４ｗに発生する逆起電
圧を吸収するためのコンデンサである。
第２図は本実施例に使用する３組式ＤＣブラシレスモー
クの８！枯部の概略構成を示しており、永久磁石回転子
９はＮ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石８を
内装するとともに中心にシャフト１３を貫挿して構成さ
れ、固定子１１は複数極を有した積層鉄心１０にＵ、Ｖ
、Ｗの各相に対応する３組の巻線４を巻装し、また積層
鉄心１０の中央部に軸受１２を挿入固定して構成され、
下部には上記ホール索子Ｈ，，Ｈｖ、Ｈ，を配置してい
る。
クの８！枯部の概略構成を示しており、永久磁石回転子
９はＮ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石８を
内装するとともに中心にシャフト１３を貫挿して構成さ
れ、固定子１１は複数極を有した積層鉄心１０にＵ、Ｖ
、Ｗの各相に対応する３組の巻線４を巻装し、また積層
鉄心１０の中央部に軸受１２を挿入固定して構成され、
下部には上記ホール索子Ｈ，，Ｈｖ、Ｈ，を配置してい
る。
そして上記軸受１２に上記シャフト１３を円滑に回転す
るように挿通して永久磁石回転子９の内周部と固定子１
１の外周面との問屋１水久磁石回転子９の内天井面と軸
受１２の上面との間に０．５ｍｍ程度のギャップを持た
せている。
るように挿通して永久磁石回転子９の内周部と固定子１
１の外周面との問屋１水久磁石回転子９の内天井面と軸
受１２の上面との間に０．５ｍｍ程度のギャップを持た
せている。
次に本実施例の動作を説明する。
まず商用電源２が投入されると、制御電源部６の出力電
圧Ｖｚが立ち上が９、ホール索子ＨＵ＊Ｈ１Ｈｖの機能
が働き始める。この時ホール素子ＨＵ。
圧Ｖｚが立ち上が９、ホール索子ＨＵ＊Ｈ１Ｈｖの機能
が働き始める。この時ホール素子ＨＵ。
Ｈｖ、Ｈｗはその位置に対向した各永久磁石回転子９の
磁極の磁束密度に応じた信号を出力する。ホール素子Ｈ
、、ＨＶｖ Ｈ、は第３図に示すように機械角６０度で
互いに配置され、第４図（ｃ）、（ｂＬ（ａ）に示すよ
うに位相が２ｙｒ／３ずつずれた検出出力が現れる。こ
の出力を各コンパレータＩＣ５の演算増＠器５ ｌｉｔ
５ ｂ、 ５ ｃで波形整形し、第４ ｍ（ｆ）、（
ｅ）。
磁極の磁束密度に応じた信号を出力する。ホール素子Ｈ
、、ＨＶｖ Ｈ、は第３図に示すように機械角６０度で
互いに配置され、第４図（ｃ）、（ｂＬ（ａ）に示すよ
うに位相が２ｙｒ／３ずつずれた検出出力が現れる。こ
の出力を各コンパレータＩＣ５の演算増＠器５ ｌｉｔ
５ ｂ、 ５ ｃで波形整形し、第４ ｍ（ｆ）、（
ｅ）。
（ｄ）に示す方形波を出力し、夫々の”Ｈ”期間のみ隣
の相へ電流を流すように対応するトランジスタＱ ｕ
＝ Ｑ ｖ 、Ｑ ｗをオンする。このオン時に対応す
る巻線４０１４ Ｖ＋ ４ Ｗに電流が流れ、各巻＃Ｘ
４ Ｕｌ ４ ｖｔ４ｖには第４図（ｉ）（１＋）（ｇ
）に示すように回転トルクＴ Ｕ、 Ｔ ｖ、 Ｔ 、
が発生し、全体としてこれら回転トルクを合成した第４
図（ｊ）に示すトルクＴｓによってモータが回転する。
の相へ電流を流すように対応するトランジスタＱ ｕ
＝ Ｑ ｖ 、Ｑ ｗをオンする。このオン時に対応す
る巻線４０１４ Ｖ＋ ４ Ｗに電流が流れ、各巻＃Ｘ
４ Ｕｌ ４ ｖｔ４ｖには第４図（ｉ）（１＋）（ｇ
）に示すように回転トルクＴ Ｕ、 Ｔ ｖ、 Ｔ 、
が発生し、全体としてこれら回転トルクを合成した第４
図（ｊ）に示すトルクＴｓによってモータが回転する。
このトルクＴｓのリップルは第１８図に示す従来の２相
ＤＣブラシレスモータのトルクリップルに比べて小さく
なっているため、電源の脈動を受けにくくなっている。
ＤＣブラシレスモータのトルクリップルに比べて小さく
なっているため、電源の脈動を受けにくくなっている。
商用電源２を遮断すると制御電源部６はオフするが、永
久磁石回転子９は慣性力で徐々に回転数を落としながら
停止する。
久磁石回転子９は慣性力で徐々に回転数を落としながら
停止する。
ところで商用電源２を投入している状態では制御ｌ電源
部６の平滑用コンデンサＣ８の充電が抵抗Ｒ６、ダイオ
ードＤ９、コンデンサＣ１、全波整流器３のダイオード
Ｄ１の直列回路を通じて商用電源２の半波成分によって
行なわれ、残りの半波成分はダイオードＤ ＋ 、Ｄ
９によって遮断される。このように逆方向の電圧が２個
のダイオードＤ 、、Ｄ、で分担されるので、ダイオー
ドＤ５として１圧の小さいダイオードを使用することが
できる。
部６の平滑用コンデンサＣ８の充電が抵抗Ｒ６、ダイオ
ードＤ９、コンデンサＣ１、全波整流器３のダイオード
Ｄ１の直列回路を通じて商用電源２の半波成分によって
行なわれ、残りの半波成分はダイオードＤ ＋ 、Ｄ
９によって遮断される。このように逆方向の電圧が２個
のダイオードＤ 、、Ｄ、で分担されるので、ダイオー
ドＤ５として１圧の小さいダイオードを使用することが
できる。
尚主電源部１の降圧用抵抗Ｒ，は第５図に示すように全
波整流器３の出力側に挿入してら良い６に１九ζ 第６図は実施例２の回路を示しており、この実施例回路
は商用電源２と主電源部１との間にダイオードＤ６とス
イッチＳＷとの並列回路を挿入した点で実施例１と相違
する。
波整流器３の出力側に挿入してら良い６に１九ζ 第６図は実施例２の回路を示しており、この実施例回路
は商用電源２と主電源部１との間にダイオードＤ６とス
イッチＳＷとの並列回路を挿入した点で実施例１と相違
する。
而してこの実施例２ではスイッチＳＷをオンすると主電
源部１より各巻ｆｉ４Ｕｖ４ｖ＋４１に出力する電源電
圧波形は第７図（、）に示すように全波の脈流波形であ
るが、スイッチＳＷをオフすると半波の脈流波形となり
、従ってスイッチＳＷをオフすることにより損失を増や
すことなくオン時の平均電力の約半分の電力を駆動電力
として供給することなって回転速度を変化させることが
できるのである。尚第７図中Ｖ、、Ｖ、は夫々全波、半
波時の平均電圧を示す。
源部１より各巻ｆｉ４Ｕｖ４ｖ＋４１に出力する電源電
圧波形は第７図（、）に示すように全波の脈流波形であ
るが、スイッチＳＷをオフすると半波の脈流波形となり
、従ってスイッチＳＷをオフすることにより損失を増や
すことなくオン時の平均電力の約半分の電力を駆動電力
として供給することなって回転速度を変化させることが
できるのである。尚第７図中Ｖ、、Ｖ、は夫々全波、半
波時の平均電圧を示す。
凡（杜工
上記各実施例１，２の制御電源部６では電源投入時から
コンパレータＩＣ５及びホール素子）（ＵｔＨｖｔ Ｈ
１，ｌに電流が流れるため、平滑用コンデンサＣ１の充
電電圧がツェナーダイオードＺＤ、のツェナー電圧Ｖ２
に至って、ｔＪＳａ図に示すように安定するまでに時間
がかかり、そのためツェナー電圧Ｖｚ以下の領域ではコ
ンパレータＩＣ５が正常動作せず、トランジスタＱ ｕ
、Ｑ ｖ−Ｑ ｗを巻線電流を流すのに不十分な出力し
か得られず、振動の原因となる場合がある。また電源遮
断時にも第９図に示すようにコンデンサＣ１の電荷が放
出されろまでに時間ががかり、この放出期間である低電
圧領域にあっても、振動が生じる恐れがある。そこで本
実施例は！ＩＩ（ＩＩ＋電源部６の出力に平滑用コンデ
ンサＣ７の両端電圧が一定以上にならないとオンしない
スイッチング回路１４を第１０図に示すように設けてい
る点で実施例１，２と相違する。
コンパレータＩＣ５及びホール素子）（ＵｔＨｖｔ Ｈ
１，ｌに電流が流れるため、平滑用コンデンサＣ１の充
電電圧がツェナーダイオードＺＤ、のツェナー電圧Ｖ２
に至って、ｔＪＳａ図に示すように安定するまでに時間
がかかり、そのためツェナー電圧Ｖｚ以下の領域ではコ
ンパレータＩＣ５が正常動作せず、トランジスタＱ ｕ
、Ｑ ｖ−Ｑ ｗを巻線電流を流すのに不十分な出力し
か得られず、振動の原因となる場合がある。また電源遮
断時にも第９図に示すようにコンデンサＣ１の電荷が放
出されろまでに時間ががかり、この放出期間である低電
圧領域にあっても、振動が生じる恐れがある。そこで本
実施例は！ＩＩ（ＩＩ＋電源部６の出力に平滑用コンデ
ンサＣ７の両端電圧が一定以上にならないとオンしない
スイッチング回路１４を第１０図に示すように設けてい
る点で実施例１，２と相違する。
このスイッチング回路１４のスイッチング素子たるトラ
ンジスタＱ、の動作点は次のような条件で決まる。っま
りｆｊＩＪ１１図に示すように例えば演算増幅器５ｂの
出力電圧ＶｏｐがトランジスタＱｖを十分にスイッチン
グさせるのに必要な電圧はＶｏｐ＝ＶＨＨ＋１ｂＲ６ ｉｂ≧Ｉｃ／１１ｒ！＋ｉｂ＋ Ｖ ｚ＝ Ｖ ｏｐ＋ Ｖ ｒ なる条件で定まる。但しＶｒは演算増幅器５ｂの電源電
圧と最大出力の電圧との差電圧、ＶｆｌＥはトランジス
タＱｖのベース・エミッタ間電圧、ｉｂはそのベース電
流、ｉｂｌは抵抗Ｒ１に流れる電流を夫々示す。
ンジスタＱ、の動作点は次のような条件で決まる。っま
りｆｊＩＪ１１図に示すように例えば演算増幅器５ｂの
出力電圧ＶｏｐがトランジスタＱｖを十分にスイッチン
グさせるのに必要な電圧はＶｏｐ＝ＶＨＨ＋１ｂＲ６ ｉｂ≧Ｉｃ／１１ｒ！＋ｉｂ＋ Ｖ ｚ＝ Ｖ ｏｐ＋ Ｖ ｒ なる条件で定まる。但しＶｒは演算増幅器５ｂの電源電
圧と最大出力の電圧との差電圧、ＶｆｌＥはトランジス
タＱｖのベース・エミッタ間電圧、ｉｂはそのベース電
流、ｉｂｌは抵抗Ｒ１に流れる電流を夫々示す。
従って第１２図に示したスイッチング回路１４を介して
出力される電圧Ｖｚｓは Ｖｚｓ≧Ｖｏｆｉ＋［Ｉｃ／Ｉｎｔ＋ｉｂ＋］” Ｒｓ
十Ｖｒとなる。従って Ｖｙ、−Ｒａ／Ｒａ＋Ｒｂ≧Ｖ ｂｅ（、ａｔ）Ｖ ｚ
ｓ＝ Ｖ ｚ −Ｖ ｃｅ（！ＩＡｙ）より、抵抗Ｒａ
、Ｒｂの値を決めればスイッチング回路１４のトランジ
スタＱ１をオンする電圧が設定される。但しＶｂｅはト
ランジスタＱ、のスイッチング時のベース・エミッタ間
電圧、またＶｃｅはその時のコレクタ・エミッタ間電圧
である。
出力される電圧Ｖｚｓは Ｖｚｓ≧Ｖｏｆｉ＋［Ｉｃ／Ｉｎｔ＋ｉｂ＋］” Ｒｓ
十Ｖｒとなる。従って Ｖｙ、−Ｒａ／Ｒａ＋Ｒｂ≧Ｖ ｂｅ（、ａｔ）Ｖ ｚ
ｓ＝ Ｖ ｚ −Ｖ ｃｅ（！ＩＡｙ）より、抵抗Ｒａ
、Ｒｂの値を決めればスイッチング回路１４のトランジ
スタＱ１をオンする電圧が設定される。但しＶｂｅはト
ランジスタＱ、のスイッチング時のベース・エミッタ間
電圧、またＶｃｅはその時のコレクタ・エミッタ間電圧
である。
而して商用電源２の投入から十分に電流切換回路７のコ
ンパレータＩＣ！Ｊびホール素子Ｈｕ 、Ｈｖ＊Ｈｖ６
を正常に動作するに十分な電圧に平滑用コンデンサＣＩ
の両端電圧が第１３図に示すように達した時点ｔでトラ
ンジスタＱ、がオンし、このオンにより初めて電源切換
回路４及びホール索子ＨＵｓ ＨＩ ＨＭに電源が供給
されることになる。
ンパレータＩＣ！Ｊびホール素子Ｈｕ 、Ｈｖ＊Ｈｖ６
を正常に動作するに十分な電圧に平滑用コンデンサＣＩ
の両端電圧が第１３図に示すように達した時点ｔでトラ
ンジスタＱ、がオンし、このオンにより初めて電源切換
回路４及びホール索子ＨＵｓ ＨＩ ＨＭに電源が供給
されることになる。
また商用電源２の遮断時には第１４図に示す平滑用コン
デンサＣ１の両端電圧がｔ２時点でトランジスタＱ１を
オフする電圧に降下すると、トランジスタＱ、がオフし
てコンデンサＣＩの電荷が電源切換回路４及びホール素
子Ｈυｌ ＨＶ ｔ ＨＷに放出されるのを防ぎ、不安
定動作が起きるのを防止する。
デンサＣ１の両端電圧がｔ２時点でトランジスタＱ１を
オフする電圧に降下すると、トランジスタＱ、がオフし
てコンデンサＣＩの電荷が電源切換回路４及びホール素
子Ｈυｌ ＨＶ ｔ ＨＷに放出されるのを防ぎ、不安
定動作が起きるのを防止する。
そしてトランジスタＱ１のオフ以後は慣性により永久磁
石回松子９は回りやがて自然に停止する。
石回松子９は回りやがて自然に停止する。
Ｋ１に先
本実施例は第１５図に示すようにコンパレータＩＣ５の
各演算増幅器５ ａ、 ５ ｂ、 ５ ｃの出力にダイ
オードＤ ＪＬｔ Ｄ ｂ、 Ｄ ｅからなる電圧スイ
ッチング素子を挿入したものである。
各演算増幅器５ ａ、 ５ ｂ、 ５ ｃの出力にダイ
オードＤ ＪＬｔ Ｄ ｂ、 Ｄ ｅからなる電圧スイ
ッチング素子を挿入したものである。
これらのダイオードＤ ａ、 Ｄ ｂ、 Ｄ ｃは対応
するコンパレータＩＣ５の演算増幅器５ ａ、 ５ ｂ
、 ５ ｃの出力電圧Ｖｏｐが所定電圧以上である時に
オンするものである。
するコンパレータＩＣ５の演算増幅器５ ａ、 ５ ｂ
、 ５ ｃの出力電圧Ｖｏｐが所定電圧以上である時に
オンするものである。
ここで例えば■相に対応する出力電圧Ｖｏｐは第１６図
において Ｖｏｐ：ＶＢＢ＋１ｂＲａ＋Ｖ。
において Ｖｏｐ：ＶＢＢ＋１ｂＲａ＋Ｖ。
゛と示される。ここでトランジスタＱｖのベース電流ｉ
ｂは ｉｂ≧Ｉｃ／ｌ＊＋ｉｂ＋であり、演算増幅器５ｂに印
加される制御電源部６からの出力電圧ＶｚはＶｚ＝Ｖｏ
ｐ十Ｖｒ で与えられる６【但しＶｒは演算増幅器５ｂの電源電圧
と最大出力電圧との差電圧ｌ 而して電源投入時においてＶｂｅ＝１［Ｖ］、ｉｂＲ。
ｂは ｉｂ≧Ｉｃ／ｌ＊＋ｉｂ＋であり、演算増幅器５ｂに印
加される制御電源部６からの出力電圧ＶｚはＶｚ＝Ｖｏ
ｐ十Ｖｒ で与えられる６【但しＶｒは演算増幅器５ｂの電源電圧
と最大出力電圧との差電圧ｌ 而して電源投入時においてＶｂｅ＝１［Ｖ］、ｉｂＲ。
＝０、Ｖｒ−１，５［Ｖ］とすると、
制御電源部６の出力電圧Ｖｚは
Ｖｚ＝１＋１．５＋ＶＤ
＝２．ｓ十ｖＤ
となる。そして対応するトランジスタＱｖは制御電源部
６の出力電圧Ｖｚが２．５ｖ以−ヒでコレクタ電流Ｉｃ
を流せることになる。つまりダイオードＤｂが無ければ
、即ちＶＤ二〇ではＶｚ＝２．５■でトランジスタＱｖ
はオンするが、しかしこの時の出力電圧Ｖｚは３ｖ以下
であるので、コンパレータＩＣ５の正常動作する電圧（
例えば単電源を用いた場合３■以上）以下であるため、
その時の出力電圧Ｖｏｐが正しい電圧とは限らない。つ
まりトランジスタＱｖをオンさせて巻線４ｖに電流を流
してはいけない場合に電流が流れでしまうことが生じる
。しかし本実施例では上述のように電圧スイッチング素
子が挿入されることによりトランジスタＱυ＊Ｑｖ＊Ｑ
ｖがオンするのに必要な制御電源部６の出力電圧Ｖｚは
最低２．５＋Ｏ，ｆ３＝３゜１ｖとなり、そのためコン
パレータ■Ｃ５の演算増幅器５ ｍ、 ５ ｂ、 ５
ｅの正常動作領域でトランジスタＱυ＊ Ｑ ｖ ＊
Ｑ ｖがスイッチングを開始することができるのである
。
６の出力電圧Ｖｚが２．５ｖ以−ヒでコレクタ電流Ｉｃ
を流せることになる。つまりダイオードＤｂが無ければ
、即ちＶＤ二〇ではＶｚ＝２．５■でトランジスタＱｖ
はオンするが、しかしこの時の出力電圧Ｖｚは３ｖ以下
であるので、コンパレータＩＣ５の正常動作する電圧（
例えば単電源を用いた場合３■以上）以下であるため、
その時の出力電圧Ｖｏｐが正しい電圧とは限らない。つ
まりトランジスタＱｖをオンさせて巻線４ｖに電流を流
してはいけない場合に電流が流れでしまうことが生じる
。しかし本実施例では上述のように電圧スイッチング素
子が挿入されることによりトランジスタＱυ＊Ｑｖ＊Ｑ
ｖがオンするのに必要な制御電源部６の出力電圧Ｖｚは
最低２．５＋Ｏ，ｆ３＝３゜１ｖとなり、そのためコン
パレータ■Ｃ５の演算増幅器５ ｍ、 ５ ｂ、 ５
ｅの正常動作領域でトランジスタＱυ＊ Ｑ ｖ ＊
Ｑ ｖがスイッチングを開始することができるのである
。
そしてやがて制御電源ＷＳ６の出力電圧Ｖｚは時間とと
もに安定して正常なスイッチング動作を保ちながら定常
状態となる。
もに安定して正常なスイッチング動作を保ちながら定常
状態となる。
次に商用電源２５をｉ＠断すると、制御電源部６の出力
電圧Ｖｚは次第に低下し、この低下に伴いコンパレータ
ＩＣ５の演算増幅器５ ａ、 ５ ｂ、 ５ ｃの出力
電圧Ｖｏｐも低下するためトランジスタＱ ｕ＊ Ｑ
ｖ＋Ｑｗのベース電流ｉｂも小さくなり、結果コレクタ
電流Ｉｃも小さくなって（る。ここでダイオードＤ ａ
、 Ｄ ｂ、 Ｄ ｃが無い場合、電源電圧Ｖｚが３Ｖ
以下になってもベース電流ｉｂが流れて、コレクタ電流
Ｉｃも流れる。しかし電源電圧Ｖｚが３Ｖ以下であるた
め出力電圧Ｖｏｐが正しい信号とは限らず、コレクタ電
流Ｉｃを流してはいけない時に流してしまい、そのため
制動がかかったり振動の原因となるが、本実施例ではダ
イオードＤ ａ＝ Ｄ ｂ、 Ｄ ｃがあるため、出力
電圧Ｖｚ＝３．ＩＶで、ベース電流ｒ ｂ＝ ｏ 、つ
まりトランジスタＱυ、Ｑｖ−Ｑりは機能しなくなるの
で、制御電源部６の出力電圧Ｖｚが３Ｖ以下になって出
力電圧Ｖｏｐに異常電圧が出ても影響がない。
電圧Ｖｚは次第に低下し、この低下に伴いコンパレータ
ＩＣ５の演算増幅器５ ａ、 ５ ｂ、 ５ ｃの出力
電圧Ｖｏｐも低下するためトランジスタＱ ｕ＊ Ｑ
ｖ＋Ｑｗのベース電流ｉｂも小さくなり、結果コレクタ
電流Ｉｃも小さくなって（る。ここでダイオードＤ ａ
、 Ｄ ｂ、 Ｄ ｃが無い場合、電源電圧Ｖｚが３Ｖ
以下になってもベース電流ｉｂが流れて、コレクタ電流
Ｉｃも流れる。しかし電源電圧Ｖｚが３Ｖ以下であるた
め出力電圧Ｖｏｐが正しい信号とは限らず、コレクタ電
流Ｉｃを流してはいけない時に流してしまい、そのため
制動がかかったり振動の原因となるが、本実施例ではダ
イオードＤ ａ＝ Ｄ ｂ、 Ｄ ｃがあるため、出力
電圧Ｖｚ＝３．ＩＶで、ベース電流ｒ ｂ＝ ｏ 、つ
まりトランジスタＱυ、Ｑｖ−Ｑりは機能しなくなるの
で、制御電源部６の出力電圧Ｖｚが３Ｖ以下になって出
力電圧Ｖｏｐに異常電圧が出ても影響がない。
尚第１７図に示すように複数のダイオードＤａ１・・・
を接続して、コンパレータ■Ｃ５やトランジスタＱ ｕ
＝ Ｑ ｖ−Ｑ ｗの種類に応じて正常動作電圧を調整
しても良い。またダイオードの代わりに発光ダイオード
やトランジスタ等を使用してもよい。
を接続して、コンパレータ■Ｃ５やトランジスタＱ ｕ
＝ Ｑ ｖ−Ｑ ｗの種類に応じて正常動作電圧を調整
しても良い。またダイオードの代わりに発光ダイオード
やトランジスタ等を使用してもよい。
［発明の効果］
本発明はＤＣブラシレスモータにおいて、固定子の巻線
として３相以上のものを用いるとともに、上記各巻線に
流す電流の供給電源として商用電源を整流する整流器と
降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力を用いである
から、トルクリップルが電源リフプルと同期現象を起こ
すことなく、効率よく安定動作を確保でき、しかも安定
化電源を使用しない分だけコストの低減と小型化が図れ
、また降圧用抵抗に上って電気的時定数Ｌ／Ｒが小さく
設定できるため、起動時のコイル電流と定常時のコイル
電流との差を少なくでき、そのため電流切換回路に使用
するスイッチング素子のオフ時のストレスが小さくなっ
て、長寿命化が図れる。
として３相以上のものを用いるとともに、上記各巻線に
流す電流の供給電源として商用電源を整流する整流器と
降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力を用いである
から、トルクリップルが電源リフプルと同期現象を起こ
すことなく、効率よく安定動作を確保でき、しかも安定
化電源を使用しない分だけコストの低減と小型化が図れ
、また降圧用抵抗に上って電気的時定数Ｌ／Ｒが小さく
設定できるため、起動時のコイル電流と定常時のコイル
電流との差を少なくでき、そのため電流切換回路に使用
するスイッチング素子のオフ時のストレスが小さくなっ
て、長寿命化が図れる。
又上記商用電源と上記降圧用抵抗との接続点と、上記電
流切換回路及びホール素子に安定化した制御用電源を供
給する制御電源部の入力端との間に抵抗と別の整流器と
の直列回路を挿入することにより電流切換回路の制御用
電源をモータの起動時と定常時とのコイルインピーダン
ス変動に左右されない安定し群状態で得ることができる
。
流切換回路及びホール素子に安定化した制御用電源を供
給する制御電源部の入力端との間に抵抗と別の整流器と
の直列回路を挿入することにより電流切換回路の制御用
電源をモータの起動時と定常時とのコイルインピーダン
ス変動に左右されない安定し群状態で得ることができる
。
更に電流切換回路の主電源として商用電源を整流する全
波整流器と降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力を
用い、上記商用電源と主電源部との間に半波整流器とス
イッチとの並列回路を挿入したので、スイッチをオフす
るだけで、駆動電力を約１／２として損失を増やすこと
なくモータの回転速度の切換えを行うことができる。
波整流器と降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力を
用い、上記商用電源と主電源部との間に半波整流器とス
イッチとの並列回路を挿入したので、スイッチをオフす
るだけで、駆動電力を約１／２として損失を増やすこと
なくモータの回転速度の切換えを行うことができる。
父上充電流切換回路及びホール素子に安定化した制御用
電源を供給する制御電源部の電源出力端側に該制御電源
部の出力電圧が一定以上でオン動作するスイッチング素
子を直列挿入するか、或いは上記各ホール素子からの検
出出力を波形整形するコンパレータと、該コンパレータ
の出力端に直列に接続され、コンパレータから出力され
る信号電圧が一部レベル以上であるときにオンする電圧
スイッチング素子と、該電圧スイッチング素子を介して
ベース電流が供給されてオン動作し、対応する固定子の
巻線に電流を流すトランジスタとから上記電流切換回路
を構成することにより、電源投入時、或いは電源遮断時
の制御電源部の出力電圧が不安定な頌域で電流切換回路
が異常動作して振動や騒音等を発生するということを防
止でき、安定した動作が得られる。
電源を供給する制御電源部の電源出力端側に該制御電源
部の出力電圧が一定以上でオン動作するスイッチング素
子を直列挿入するか、或いは上記各ホール素子からの検
出出力を波形整形するコンパレータと、該コンパレータ
の出力端に直列に接続され、コンパレータから出力され
る信号電圧が一部レベル以上であるときにオンする電圧
スイッチング素子と、該電圧スイッチング素子を介して
ベース電流が供給されてオン動作し、対応する固定子の
巻線に電流を流すトランジスタとから上記電流切換回路
を構成することにより、電源投入時、或いは電源遮断時
の制御電源部の出力電圧が不安定な頌域で電流切換回路
が異常動作して振動や騒音等を発生するということを防
止でき、安定した動作が得られる。
第１図は本発明の実施例１の具体回路図、第２図は同上
の機構部の一部破断し且つ省略した分解斜視図、第３図
は同上の永久磁石回軒子と固定子とホール素子の構成関
係説明図、第４図は動作説明用の波形図、第５図は同上
の主電源部の別例の回路図、第６図は本発明の実施例２
の具体回路図、第７図は同上の動作説明用の波形図、第
８図、第９図は本発明の実施例３の前提条件の説明図、
第１０図は同上の具体回路図、第１１図、第１２図は同
上のスイッチング回路の動作条件設定説明図、第１３図
、第１４図は同上の動作説明図、第１５図は本発明の実
施例４の具体回路図、第１６図は同上の動作説明図、第
１７図は同上の別例の要部回路図、第１８図は従来例の
動作説明用波形図である。 １・・・主？Ｉｔ源部、２・・・商用電源部、３・・・
全波整流器、４１ＪＩ ４ Ｖｌ ４ Ｗ・・・巻線、
５・・・コンパレータＴＣ。 ６・・・制御電源部、７・・・電流切換回路、８・・・
永久磁石、９・・・永久磁石回転子、１１・・・固定子
、１４・・・スイッチング回路、Ｑｕ＝Ｑｖ−Ｑｗ・・
・トランジスタ、Ｈ、、Ｈｖｔ Ｈ、・・・ホール素子
、Ｄ、・・・ダイオード、Ｒ１・・・降圧用抵抗、Ｒ８
・・・抵抗、Ｃ１・・・平滑用コンデンサ、ＺＤ、・・
・ツェナーダイオード、Ｑ、・・・トランジスタ、Ｄ
ａ、 Ｄ ｂ、 Ｄ ｃ・・・ダイオードである。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第２図 第３図 第４図 第５図 ｒ−−−−−−−−−−一−−−−−−−−コ第１３図 第１４図 ↑ 奄源ｄ軒 第１６図 第旧図 手続補正書く自発〉 昭和６３年７月８丁
の機構部の一部破断し且つ省略した分解斜視図、第３図
は同上の永久磁石回軒子と固定子とホール素子の構成関
係説明図、第４図は動作説明用の波形図、第５図は同上
の主電源部の別例の回路図、第６図は本発明の実施例２
の具体回路図、第７図は同上の動作説明用の波形図、第
８図、第９図は本発明の実施例３の前提条件の説明図、
第１０図は同上の具体回路図、第１１図、第１２図は同
上のスイッチング回路の動作条件設定説明図、第１３図
、第１４図は同上の動作説明図、第１５図は本発明の実
施例４の具体回路図、第１６図は同上の動作説明図、第
１７図は同上の別例の要部回路図、第１８図は従来例の
動作説明用波形図である。 １・・・主？Ｉｔ源部、２・・・商用電源部、３・・・
全波整流器、４１ＪＩ ４ Ｖｌ ４ Ｗ・・・巻線、
５・・・コンパレータＴＣ。 ６・・・制御電源部、７・・・電流切換回路、８・・・
永久磁石、９・・・永久磁石回転子、１１・・・固定子
、１４・・・スイッチング回路、Ｑｕ＝Ｑｖ−Ｑｗ・・
・トランジスタ、Ｈ、、Ｈｖｔ Ｈ、・・・ホール素子
、Ｄ、・・・ダイオード、Ｒ１・・・降圧用抵抗、Ｒ８
・・・抵抗、Ｃ１・・・平滑用コンデンサ、ＺＤ、・・
・ツェナーダイオード、Ｑ、・・・トランジスタ、Ｄ
ａ、 Ｄ ｂ、 Ｄ ｃ・・・ダイオードである。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第２図 第３図 第４図 第５図 ｒ−−−−−−−−−−一−−−−−−−−コ第１３図 第１４図 ↑ 奄源ｄ軒 第１６図 第旧図 手続補正書く自発〉 昭和６３年７月８丁
Claims (6)
- （１） Ｎ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石
回転子と、巻線の電流方向が固定された複数組の磁極を
有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久磁石
回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、このホー
ル素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線に電
流を切換供給する電流切換回路とを備えたＤＣブラシレ
スモータにおいて、上記固定子の巻線として３相以上の
ものを用いるとともに、上記各巻線に流す電流の供給源
として商用電源を整流する整流器と降圧用抵抗とからな
る主電源部の脈流出力を用いたことを特徴とするＤＣブ
ラシレスモータ。 - （２） Ｎ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石
回転子と、巻線の電流方向が固定された複数組の磁極を
有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久磁石
回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、このホー
ル素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線に電
流を供給する電流切換回路とを備えたＤＣブラシレスモ
ータにおいて、上記固定子の巻線として３相以上のもの
を用いるとともに、上記各巻線に流す電流の供給源とし
て商用電源を整流する整流器と降圧用抵抗とからなる主
電源部の脈流出力を用い、上記商用電源と上記降圧用抵
抗との接続点と、上記電流切換回路及びホール素子に安
定化した制御用電源を供給する制御電源部の電源入力端
との間に抵抗と別の整流器との直列回路を挿入したこと
を特徴とするＤＣブラシレスモータ。 - （３） Ｎ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石
回転子と、巻線の電流方向が固定された複数組の磁極を
有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久磁石
回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、このホー
ル素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線に電
流を切換供給する電流切換回路とを備えたＤＣブラシレ
スモータにおいて、上記固定子の巻線としで３相以上の
ものを用いるとともに、上記各巻線に流す電流の供給源
として商用電源を整流する全波整流器と降圧用抵抗とか
らなる主電源部の脈流出力を用い、上記商用電源と主電
源部との間に半波整流器とスイッチとの並列回路を挿入
したことを特徴とするＤＣブラシレスモータ。 - （４） Ｎ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石
回転子と、巻線の電流方向が固定された複数組の磁極を
有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久磁石
回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、このホー
ル素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線に電
流を供給する電流切換回路とを備えたＤＣブラシレスモ
ータにおいて、上記電流切換回路及びホール素子に制御
用電源を供給する制御電源部の電源出力端側に該制御電
源部の出力電圧が一定以上でオン動作するスイッチング
素子を直列挿入したことを特徴とするＤＣブラシレスモ
ータ。 - （５） Ｎ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石
回転子と、巻線の電流方向が固定された複数組の磁極を
有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久磁石
回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、このホー
ル素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線に電
流を供給する電流切換回路とを備えたＤＣブラシレスモ
ータにおいて、上記各ホール素子からの検出出力を各別
に波形整形して出力するコンパレータと、該コンパレー
タの各出力端に直列に接続され、コンパレータから出力
される信号電圧が一定レベル以上であるときにオンする
電圧スイッチング素子と、該電圧スイッチング素子を介
してベース電流が供給されてオン動作し、対応する上記
固定子の巻線に電流を流すトランジスタとから上記電流
切換回路を構成したことを特徴するＤＣブラシレスモー
タ。 - （６） 上記電圧スイッチング素子をダイオードで構成
したことを特徴とする請求項５記載のＤＣブラシレスモ
ータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63032272A JP2533598B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | Ｄｃブラシレスモ―タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63032272A JP2533598B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | Ｄｃブラシレスモ―タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01209985A true JPH01209985A (ja) | 1989-08-23 |
| JP2533598B2 JP2533598B2 (ja) | 1996-09-11 |
Family
ID=12354353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63032272A Expired - Lifetime JP2533598B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | Ｄｃブラシレスモ―タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2533598B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002186278A (ja) * | 2000-12-18 | 2002-06-28 | Toshiya Yoshida | ブラシレスモータおよびその駆動装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS534883A (en) * | 1977-07-25 | 1978-01-17 | Hitachi Cable Ltd | Cable and members |
| JPS58133195A (ja) * | 1982-02-01 | 1983-08-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ブラシレス直流モ−タの駆動回路 |
| JPS59132394U (ja) * | 1983-02-22 | 1984-09-05 | 松下電工株式会社 | ブラシレスモ−タの駆動回路 |
| JPS62225173A (ja) * | 1986-03-25 | 1987-10-03 | Hitachi Ltd | 直流ブレ−キ用整流回路 |
-
1988
- 1988-02-15 JP JP63032272A patent/JP2533598B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (4)
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2533598B2 (ja) | 1996-09-11 |
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