JPH01212108A

JPH01212108A - Ｓｓｂ信号発生器

Info

Publication number: JPH01212108A
Application number: JP63332779A
Authority: JP
Inventors: Mustafa K Gurcan; ムスタファ・キュビレイ・ガーカン; Anne Watteau; アンヌ・ワトー
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1988-01-06
Filing date: 1988-12-29
Publication date: 1989-08-25
Anticipated expiration: 2014-07-28
Also published as: JP2926615B2; KR0130471B1; DE3888336T2; EP0323675B1; GB2214374A; KR890012443A; GB8800244D0; EP0323675A1; DE3888336D1; US4974236A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明はＳＳＢ信号発生回路配置に関し、ライ−バーの
方法により構成されるアナログ用及び適宜のディジタル
用両方の単側波帯変調器に応用される。かかる変調器は
、移動式ラジオのための通話及びデータ伝送におけるＳ
ＳＢ発生で用いられる。

ライ−バーの方法は、プロシーディングズ　オブ　ジ　
アイアールイー「ア　サード　メソッドオブ　ジェネレ
ーション　アンド　デテクションオブ　サンプルサイド
バンド　シグナル」ドナルド　Ｋ、ライ−バー　ジュニ
ア、　　１７０３乃至１７０５頁に開示されている。添
句の図面中第１図は、ライ−バーの方法による変調器を
示す２．入力１０へのアナログ入力信号は帯域フィルタ
１２で帯域制限され、ついで平衡混合器１４及び１６に
供給されて、そこで直交関係にある搬送波信号ＣＯＳ〈
ωｏｉ）及び５ｉｎ（ωｏｔ）と混合される。

ただし、ω。ｔはフィルタ１２からの信号の通過帯域の
中心に対応する搬送周波数である。これらの混合の結果
発生する直交関係にある信号■及びＱはベースバンドに
単側波帯域成分及び高周波数の不要成分を有する。Ｉ及
びＱ信号の不要成分は低域フィルタ１８及び２０により
選択され、平衡混合器２２及び２４によりその搬送波周
波数（ωｃｔ）に周波数アップ変換される。これらの混
合器からの信号は、端子２６に出力が得られるよう前筒
回路２５で組み合わされる。

データ転送においては、データに対応するベースバンド
Ｉ及びＱ被変調信号を周波数アップ変換するのに第１図
に示された回路配置と同様な回路配置が用いられる。ラ
イ−バーの方法は、移動式無線ディジタル伝送に適する
定常的包路線信号を発生するのにも用いられる。

ライ−バーの方法の欠点は、周波数アップ変換部分、つ
まりＲＦ部分を集積回路として構成するのが困難だとい
うことである。この困難の原因としては、混合器２２及
び２４（第１図）の整合が複雑であり、所望の性能を得
るには混合器を大電力レベルで動作せしめる必要がある
ということがある。また１対の直交局部発振器が広範囲
の周波数を発生しうるようにする必要がある。混合器に
不整合があるか直交ＲＦ信号の発生が不完全であると不
要信号のレベルが増大する。

前述の不整合の問題は、ＲＦ局部発振器のディジタルサ
ンプルを発生し、ＲＦ混合器の代わりにディジタル乗算
器を用いることで解決される。これは、ライ−バーの方
法の従来のディジタル的構成を図示する添付の図面の第
２図に示されている。

第２図では、帯域フィルタ１２の出力は、り０ツク周波
数ｆ’ｓ＋でサンプリングされる７すＯグディジタル変
換器２８によりディジタル化される。

ディジタル化信号は、それぞれディジタル化局部発振器
信号ＣＯ８［２πｆ＋　　（ｍ／ｆｓｔ　）］及び５ｆ
ｒｌ［２πｆｔ　　（ｍ／でｓｌ）】が供給される混合
器１４及び１６に印加される。混合器からのｌ及びＱ信
号は、ナイキストサンプリングレートを満たす周波数ｆ
ｓｌでりＯツク駆動されるディジタルフィルタ１８及び
２０で低域）１波される。

ｆｓＩでサンプリングされた出力信号は、サンプリング
周波数Ｎｆｓで動作する補間回路３０及び３２へそれぞ
れ供給される。補間回路３０及び３２の出力は、直交搬
送波信号ｃｏｓ［２πｆｃ（ｎ／Ｎｆｓ）］及びｓ　ｉ
　ｎ　［２πｆｃ　（ｎ／Ｎｆｓ　）］それぞれが供給
されるディジタル乗算器３４及び３６において周波数ア
ップ変換される。

ディジタル乗算器３４及び３６からの出力は加算回路２
５で組み合わされて端子２６にＲＦ比出力出される。こ
のライ−バーの方法のディジタル的構成では性能が向上
するが、その代わりにディジタル乗算器が等価なアナロ
グ混合器より大きな電力を必要とするため電力消費が増
大する。またＲＦ直交信号サンプルを発生することによ
り、一定周波数勺ンプリングがＲＦで必要な場合無線送
信器の集積化に別の問題が生じる。正弦サンプル及び余
弦サンプルはルックアップテーブルを用いてもオンライ
ン処′理によっても発生されるが、どちらの方法も集積
化に適さない。

本発明の目的は、電力の使用が経済的で集積化可能なＳ
ＳＢ発生器を提供するにある。

本発明によれば、ベースバンド周波数の直交関係にある
ディジタル化された第１及び第２の入力信号を供給する
手段と、前記第１及び第２の信号を周波数アップ変換す
る補間手段と補間手段に接続され、所望の搬送波周波数
を有するディジタル化ＳＳＢ信号が得られるよう周波数
アップ変換された第１及び第２の入力信号を多重化する
多重化手段とからなるｓｓｓ＠ｑ発生器が提供される。

°補間手段は、第１及び第２の補間手段からなり、第１
の補間手段はディジタル化周波数より大なる周波数（ｆ
ｓ）で第１及び第２の信号をそれぞれサンプリングし、
第２の補間手段は前記サンプリング周波数の倍数の周波
数で第１の補間手段からの信号をサンプリングするよう
にできる。多重化手段は第２の補間手段のサンプリング
周波数でサンプルを多重化するよう構成することができ
る。

補間手段を第１及び第２の補間信号として構成すること
でそれぞれを必要とされる動作に適合さぜることができ
る。第１の補間１手段はディジタルフィルタとして動作
し、ディジタル低域フィルタからの信号の繰り返しレー
トを第２の補間手段での線形補間に適合するよう増大せ
しめる。第２の補間手段は、周波数をＲＦまで上昇せし
める線形補間回路として動作する。

本発明の一実施例では、第２の補間回路で用いられるサ
ンプリング周波数は、第１の補間で用いられるサンプリ
ング周波数（ｆｓ　）の４Ｎ倍、つまり４Ｎｆｓであり
、多重化は４Ｎｆｓのクロック周波数で行なわれてＮｒ
ｓのＳＳＢ信号を発生する。

多重化された出力には、多重化手段に接続されるディジ
タルアナログ変換器に接続される低域フィルタの帯域幅
外の高い周波数にサンプリング周波数４Ｎｆｓをずらす
ため３度目の補間を行なってもよい。

第２の補間手段は、周波数アップ変換された第１及び第
２のディジタル化信号の全ザンブルの値を形算するよう
にできる。あるいは多重化後に最後の１８号に付与する
サンプルの値を計算するだけにして電力、を節約しても
よい。このためには、第１及び第２の補間された信号の
一方の信号の奇数番目のリンプルの３１算及び第１及び
第２の補間された信号の使方の信号の偶数番目のサンプ
ルの計口のみが行なわれる。

図面中、対応する特徴には同一の参照番号が用いられて
いる。

第３図を参照するに、図示のＳＳＢ変調器は、低域フィ
ルタ１８及び２０の帯域の上限周波数の３０倍程度のサ
ンプリング周波数ｔ’ｓで動作する補間回路３０及び３
２に関しては、第２図に示されるＳＳＢ変調器と路間−
である。補間回路３０及び３２からの出力は、ｆｓより
高いサンプリング周波数Ｎｆｓで動作する第２の補間回
路３８及び４０に供給される。第２の補間回路３８及び
４０からの出力はマルチプレクサ４２で多重化されてＮ
　ｆ　ｓ　／　４を中心とするＳＳＢ信号とマルチプレ
クサの出力中のサンプリング周波数成分とからなる出力
が得られる。出力はＮｆｓの整数倍のサンプリング周波
数を有する第３の補間回路４４に供給される。ディジタ
ルアナログ変換器４６は第３の補間回路４４に接続され
て端子４４に出力を出す。このようにすることでＳＳＢ
信号の周波数帯域はｔ’ｓ付近に維持されたままＮｆ’
ｓ成分はＤＡＣ４６内のフィルタの通過帯域幅外の周波
数に周波数アップ変換される。所望の場合に出力２６に
スーパーヘテロダイン段階を接続して、かかる場合には
ＩＦ倍信号表わすＳＳＢ信号の周波数が増大される。

第４図は、第２の補間回路３８又は４０からなる補間フ
ィルタのインパルス応答を示す。縦軸は振幅を表わし横
軸は時間を表わす、、フィルタの応答はＴｓ＝１／ｆｓ
として２ビット期間士ＴｓｆＪ持し、ｓ　ｉ　ｎ２ｘ／
ｘ２型の伝達関係を有する。

応答の形状は、サンプリング周波数のＮ倍、つまりＮｆ
ｓでサンプリングされる。第５図に示される如く、補間
フィルタの周波数応答はｔ’ｓの各種数倍でピロクロス
するが、Ｎ　ｆ　ｓにおいては信号は減衰しない。

従ってｆ　Ｓでサンプリングされたサンプルが補間フィ
ルタに供給されると、フィルタはｆＳとＮｆｓとの間の
全ての信号をなくす。発生される信号は、新たなサンプ
リング周波数Ｎｆｓを有する補間された入力信号である
。

以下第６図、第７図及び第８図を参照して補間フィルタ
を構成する＠甲なｈ法を説明する。Ｎの値は、サンプリ
ング周波数ｆＳを増大するのに用いられるのに必要な最
大整数で決定される。第６図に示されるインパルス応答
を有する補間フィルタを用いる場合フィルタ応答の長さ
は２　／　ｆ　ｓに等しい−ＴｓからＴｓまでである。

また補間フィルタには常にＴｓ＝１／ｆｓ離間した時点
に現われる２つのサンプルＸ、及び×２のみがある。従
って補間フィルタをトランスバーザルフィルタとして実
現するには、同時には２つの乗算器と乗算された信号リ
ンプルを加鋒する加算回路のみが必要なだけある。フィ
ルタの出力に現われる出力信号ｙは、ｎ番目と（ｎ−＋
Ｎ）番目のタップにおけるフィルタのたたみこみの係数
をａ及びｂとして次の式で表わされる。

Ｖ　＝　ａ　Ｘ　＋　＋　ｂ　Ｘ　２　　　　　　　　
　　　（１）第６図に示されるフィルタのインパルス応
答は三角形状であるから、係数ａ及びｂは、Ｎをサンプ
リング周波数の増大に用いられる倍数の整数として次の
式で表わされる。

ａ＝ｎ／Ｎ　　　　　　　　　　　　　　　（２Ｉｂ＝
１−ｎ／ＮＧ）式（′ｌ）に式■及び０を代入すると次の式が得られる
。

ｙ＝ａＸ１＋ｂＸ２＝Ｘ２　＋ｎ　（ＸＩ　−Ｘ２　）／Ｎこれはつまり、
サンプリング周波数ｆＳがＮ倍される場合には、サンプ
リング周波数ｆｓにおける隣り合うサンプルＸ、と×２
との差を、補間の倍数Ｎで割った商は、新たなサンプリ
ング周波数Ｎｔ’ｓで入力信号の補間されたサンプルを
発生するよう各瞬間でサンプル×２に加算される増加分
であるということである。

第８図はｙ＝ｘ２＋ｎ　（ＸＩ　−Ｘ２　）／Ｎを実現
するためのインクリメンティングフィルタの実施例を示
す。

ｆｓでサンプリングされた信号はシフトレジスタ又はタ
ップ付遅延線路４８に供給される。１／ｆＳ秒離間した
サンプルＸｉ及びｘ２はタップから導き出されて、差つ
まり増加分（ＸＩ　　Ｘ２）を発生する減算器５０へ供
給される。増加分（ＸＩ　−Ｘ２　）は除算器５２に供
給されてＮにより除算される。除ｐ器からの商は累算器
５４でサンプル×２に加算されて、新たなサンプリグ周
波数Ｎｆｓでの入力信号の補間されたサンプルが得られ
る。

第９図は本発明によるＳＳＢ変調器の概略ブロック図で
ある。その前端部は、第３図を参照して記載され第３図
に図示されたＳＳＢ変調器に対応し、その説明は繰り返
さない。第２の補間回路３８及び４０は、第８図に示さ
れた回路を若干変形した回路に導く。第２の補間回路４
０の場合、第２の補間回路３８で用いられる段階に対応
する段階は、プライムを付した参照番号、つまり４８′
。

５０’　、５２’及び５４′で参照する。ただし差は除
ｐ器５２及び５２′においては４Ｎで除算され、累飾器
５４及び５４′は４Ｎｆｓでクロックされる。このよう
にして差を４Ｎで除算することにより増加分が得られる
。増加分は正規のクロック点で遅延された信号サンプル
×２に累算される。

累算は、新たなサンプルがシフトレジスタ又はタップ付
遅延線路４８及び４８′にロードされる毎に開始され、
×２の新たな値について動作が繰り返されるよう新たな
サンプルがシフトレジスタにロードされるまで４Ｎクロ
ック期間続く。クロック信号４Ｎｆｓは、４Ｎｆｓより
高い周波数で動作するマスタクロック５６から分周器５
８で分周することで得られる。この４Ｎｆｓに分周され
た信号は、１００ｋＨｚ程度のｆ’ｓｋクロック信号を
補間回路゛３０及び３２に供給するよう他の分周器６０
により４Ｎで分周する。アナログディジタル変換器２８
及びディジタル低域フィルタ１８及び２０用のクロック
信号ｆｓＩは、ｍを８程度としてｒｓを分周器６２で分
周することが得られる。

マルチプレクサ４２は、４Ｎｆｓでサンプリングされた
公称搬送周波数ＮｆｓのＳＳＢ信号を出す１．マルチプ
レクサ４２は、４Ｎｆｓで動作する４極スイツチ６４の
電子的な等個物である。第９図中上から下の順で、第１
及び第２の極は、それぞれサンプルのディジタル値を出
力する第２の補間回路の前枠段階６６及び６６′に接続
される。

第３及び第４の極は、それぞれ第１及び第２の極の信号
を反転した形の信号を提供する。マルチプレクサ４２か
らの出力は、公称搬送波周波数ＮｆＳのディジタル形式
のＳＳＢ信号と４Ｎｒｓの不要サンプリング周波数とか
らなる。不要サンプリング周波数を除去するため、マル
チプレクサの出力はマスタクロック５６のクロック周波
数でサンプリングされる。マスタクロック５６のクロッ
ク周波数は、ディジタルアナログ変換器４６の出力に接
続される低域フィルタ６８の帯域より高い。このためサ
ンプリング周波数４Ｎｆｓは、低域フィルタ６８の帯域
幅外になるようにして補間により　゛除去される。

第９図に示される回路の動作を説明するに、所望のＳＳ
Ｂ信号を発生するため必要な直交発振器サンプルはＩ及
びＱチヤンネルでそれぞれ１，０１−１．０．１．０及
び０，１．０．−１．０．１である。ＲＦ部分を得るた
め、ベースバンドフィルタ１８及び２０の出力に現われ
るＩ及びＱ信号サンプルは、補間回路３０．３８及び３
２．４０でサンプリング４Ｎｆｓに補間される。これら
のサンプルは、ＲＦ発発振器シンプル上記参照）と乗算
されて１Ｉ−及びＱチャンネルでの乗算結果は交互にゼ
ロに等しくなる。マルチプレクサ４２は、■及びＱチャ
ンネルから交互にサンプルを選択する。このサンプルは
ディジタルアナログ変換及びろ波されると出力２６でＳ
ＳＢ信号となる。

ＳＳＢ変調器が搬送波周波数の範囲で動作する　　−に
は使用されるサンプリング周波数を変化せしめる必要が
ある。このため一定の搬送波周波数ｆｃに対しＳＳＢ信
号サンプリング周波数４　Ｎ　’ｒ　ｓは、ｆｃの４倍
に選定される。補間回路３０及び３２用のサンプリング
周波数ｔ’ｓは、段階６ｏで４Ｎｔ’ｓを４Ｎで分周す
ることが選定される。周波数ｆｓｔＧ；ｔ、段階６２で
ｆｓをｒｎで分周することで発生される。マスタクロッ
ク周波数はフェーズロックドループを用いて発生される
。局部発振器周波数ｆ１は一定に保たれる。

以下周波数の語算方法の数値例を２つ示す。ＳＳＢの発
生がＯ乃至１０Ｍ１ｌｚの周波数範囲をカバーし、従っ
て低域フィルタ６８の帯域幅が１０Ｍ　Ｈｚであるよう
にするものとする。第１の数値例では、ＳＳＢ信号は周
波数Ｎ　ｆｓ　＝５ＭＨｚで伝送されるものとすると、４Ｎｆ’ｓ＝、２０ＭＨｚである。ｆ　Ｓは１００ｋＨｚでなければならないから
、Ｎ　＝　５０００／　１００＝　５０　（従って４Ｎ＝
２００）ｍ＝−８である場合はｆｓ　＋　＝１２．５ｋ
ｌ−１２である。

４Ｎ　ｒｓ＝２０ＭＨｚは、低域フィルタ６８の帯域幅
外であるから、許容しうるレベルまで減衰される。その
場合には第３の補間回路４４を使用しなくてよい。

第２の数値例では、ＳＳＢは周波数Ｎｒｓ−１ＭＨｚで
伝送されるものとすると、４Ｎｆｓ＝４ＭＨｚである。ｆｓは１００ｋＨ２に維持されるから、Ｎ　＝
　１０００／　１００＝　１０　（従って４Ｎ＝４０）
ｍ及びｆｓＩの値はそれぞれ８と１２．５ｋ）ｌｚとに
維持される。

４　Ｎ　’ｒ　ｓ　＝　４　Ｍ　Ｈｚは低域フィルタ６
８の帯域幅内に入っているから、第３の補間回路４４の
補間因数及びサンプリング周波数はそれぞれ３と１２Ｍ
Ｈｚとに設定される。従って分周器５８は、所望の４　
Ｎ　ｔ　ｓ得るよう１２ＭＨｚを３で分周する。

新たな搬送周波数が選定されると、計算が繰り返され、
対応するマスタクロック周波数及びそれぞれの除数が決
定される。

４Ｎｆｓでマルヂプレク＋１４２を作動することで、例
えば１チヤンネルから奇数番目のサンプルが選択され、
使方のＱチャンネルから偶数番目のサンプルが選択され
る。その結果選択されなかったサンプルは用いられない
。従って１チヤンネルの偶数番目のサンプル及びＱチャ
ンネルの奇数番目のサンプルをＭ算する必要はない。よ
って第８図の説明で示された補間式は、ＶＩ　＝Ｘｚ　’　＋２ｎ　（Ｘ１’　−Ｘ２　Ｘ）／
４Ｎ。

’／Ｑ＝Ｘ２°＋（２ｎ＋１）（ｘ＋°−ｘ２°）／４
Ｎとして、ｙ■及びｙＱに対する時に変形しうる。

この変形の結果第２の［及びＱ補間回路３８及び４０は
２’ｌｓで動作し、信号は４　Ｎ　’ｌ’　ｓで多重化
される。

変形された式を実現する本発明の実施例は、第１０図に
示されている。記載を簡単にするため以下第９図の実施
例と第１０図の実施例との差のみを説明する。マスタク
ロック５６は、２Ｎｆｓの出力信号を発生する分周器５
８に接続される。マルチブレクリ４２は４Ｎ　ｆｓでク
ロックされる。

２　Ｎ　ｆ　Ｓの信号は、分周器６０に供給されて補間
回路３０及び３２へのクロック信号ｆｓが得られるよう
２Ｎで分周される一方、カウンタ７０を一度に２段階イ
ンクリメントする。カウンタ７ｏは、データがシフトレ
ジス々４８及び４８′にロードされる時点でリセットさ
れる。カウンタ７０の出力は、乗算器５４′に供給され
る一方、加偉器７４に供給されて、段階７２から得られ
る＋１に加算される。和２ｎ＋１は乗算器５４に供給さ
れる。乗砕器５４において分周器からえられる数値は２
ｎ＋１を乗算されて１ヂヤンネル用のインクリメントが
得られる。同様にして乗砕器５４′において分周器５２
′の出力は２ｎを乗粋されてＱチャンネル用のインクリ
メントが得られる。

第９図及び第１０図に示されるＳＳＢ変調器は集積回路
として構成しつる。所望の場合ベースバンド混合器１４
．１６及び補間回路３０．３２゜３８及び４０を実現す
るのに信号プロセッサを用いてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図はライ−バーの方法に沿って構成されたアナログ
変調器の概略ブロック図、第２図はライ−バーの方法に
従って構成されたディジタル化変調器の概略ブロック図
、第３図は本発明によるＳＳＢ変調器の一実施例の概略
ブロック図、第４図は補間フィルタのインパルス応答を
示す図、第５図は補間フィルタの周波数応答を示す図、
第６図は補間フィルタのインパルス応答を示す図、第７
図は第６図中のインパルス応答において１　／　ｆ　ｓ
の時間離間した２つのサンプルを丞す図、第８図は線形
補間フィルタの概略ブロック図、第９図は第８図に示さ
れた線形補間フィルタを有するＳＳＢ変調器の一実施例
の概略ブロック図、第１０図は第８図及び第９図に丞さ
れた線形補間フィルタとは別の線形補間フィルタを有す
るＳＳＢ変調器の別の実施例の概略ブロック図である。１０・・・入力、１２．１８．２０−・・フィルタ、１
４．１６．２２．２４・・・平衡混合器、２５・・・加
算回路、２６・・・端子、２８・・・アナログディジタ
ル変換器、３０．３２．３８．４０．４４・・・補間回
路、３４．３６・・・ディジタル乗算器、４２・・・・
・・マルチプレクサ、４６・・・ディジタルアナログ変
換器、４８．４８’・・・タップ付遅延回路、５０．５
０’・・・減粋器、５２．５２’・・・除算器、５４．
５４’・・・累算器、５６・・・マスタクロック、５８
，６０゜６２・・・分周器、６４・・・スイッチ、６６
．６６’・・・加算段階、６８・・・低域フィルタ、７
０・・・カウンタ、７４・・・加算器。特許出願人　エヌ・べ−・フィリップス・フルーイラン
ペンファプリケン

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ベースバンド周波数の直交関係にあるディジタル
化された第１及び第２の入力信号を供給する手段と、該
第１及び第２の信号を周波数アップ変換する補間手段と
、補間手段に接続され、所望の搬送周波数を有するディ
ジタル化ＳＳＢ信号が得られるよう周波数アップ変換さ
れた第１及び第２の入力信号を多重化する多重化手段と
からなるＳＳＢ信号発生器。
（２）補間手段は、第１及び第２の補間手段からなり、
第１の補間手段はディジタル化周波数より大なる周波数
（ｆｓ）で第１及び第２の信号をそれぞれサンプリング
し、第２の補間手段は前記サンプリング周波数の倍数の
周波数で第１の補間手段からの信号をサンプリングし、
多重化手段は第２の補間手段のサンプリング周波数でサ
ンプルを多重化することを特徴とする請求項１記載のＳ
ＳＢ信号発生器。
（３）第２の補間手段は、第１の補間手段の出力を前記
第１の補間手段のサンプリング周波数の４Ｎ倍、つまり
４Ｎｆｓでサンプリングし、多重化手段はＮｆｓの出力
信号を提供するよう４Ｎｆｓで動作されることを特徴と
する請求項２記載のＳＳＢ信号発生器。
（４）ディジタルアナログ変換器が多重化手段に接続さ
れ、該ディジタルアナログ変換器の出力には低域フィル
タが接続されること特徴とする請求項２又は３記載のＳ
ＳＢ信号発生器。
（５）第３の補間手段が多重化手段の出力に接続され、
補間された周波数が低域フィルタの帯域幅外にあるよう
第２の補間手段のサンプリング周波数より大なるサンプ
リング周波数で動作されることを特徴とする請求項４記
載のＳＳＢ信号発生器。
（６）第２の補間手段は、ｘ＿１及びｘ＿２をフィルタ
のインパルス応答の時間が１／ｆｓ離間したサンプルと
し、（ｘ＿１−ｘ＿２）を２つのサンプルの振幅差とし
、ＮをＳＳＢ信号を得るための第１の補間手段のサンプ
リング周波数（ｆｓ）への倍数として、式ｙ＝ａｘ＿１
＋ｂｘ＿２＝ｘ＿２＋ｎ（ｘ＿１−ｘ＿２）／Ｎを実行
する手段からなることを特徴とする請求項２乃至５のい
ずれか一項記載のＳＳＢ信号発生器。
（７）第２の補間手段は、第１の補間手段から供給され
る直交関係にある信号の一方の信号の奇数番目のサンプ
ルと第１の補間手段から供給される直交関係にある信号
の他方の信号の偶数番目のサンプルについて動作するこ
とを特徴とする請求項２乃至５のいずれか一項記載のＳ
ＳＢ信号発生器。
（８）第２の補間手段は、ｙ＿Ｉ及びｙ＿Ｑを第２の補
間手段により発生される直交関係にある信号とし、ｘ＿
１＾Ｉ、ｘ＿２＾Ｉ及びｘ＿１＾Ｑ、ｘ＿２＾Ｑをフィ
ルタのインパルス応答の時間が１／ｆｓ離間したサンプ
ルとし、（ｘ＿１＾Ｉ−ｘ＿２＾Ｉ）及び（ｘ＿１＾Ｑ
−ｘ＿２＾Ｑ）を各サンプル対の振幅差とし、ＮをＳＳ
Ｂ信号を得るための第１の補間手段のサンプリング周波
数（ｆｓ）への倍数として、補間式ｙ＿Ｉ＝ｘ＿２＾Ｉ
＋２ｎ（ｘ＿１＾Ｉ−ｘ＿２＾Ｉ）／４Ｎ及びｙ＿Ｑ＝
ｘ＿２＾Ｑ＋（２ｎ＋１）（ｘ＿１＾Ｑ−ｘ＿２＾Ｑ）
／４Ｎを実行する手段からなること特徴とする請求項７
記載のＳＳＢ信号発生器。
（９）第２の補間手段は、直交関係にある信号の各々に
対し、シフトレジスタ手段と、記憶されたビットの大き
さをサンプリングする手段と時間が１／ｆｓ離間した２
つのビットの大きさの差を得る差分手段と、得られた差
を第２のサンプルの大きさに加える手段とからなること
を特徴とする請求項６乃至８のいずれか一項記載のＳＳ
Ｂ信号発生器。
（１０）多重化手段は、それぞれの直交関係にある、よ
り高いサンプリング周波数のサンプル及び該それぞれの
直交関係にある信号の反転値を提供する手段と、該サン
プル及び該反転値を走査する手段からなることを特徴と
する請求項２乃至９のいずれか一項記載のＳＳＢ信号発
生器。