JPH01218323A - デジタル保護継電器 - Google Patents
デジタル保護継電器Info
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- JPH01218323A JPH01218323A JP4131088A JP4131088A JPH01218323A JP H01218323 A JPH01218323 A JP H01218323A JP 4131088 A JP4131088 A JP 4131088A JP 4131088 A JP4131088 A JP 4131088A JP H01218323 A JPH01218323 A JP H01218323A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔産業上の利用分野〕
この発明は、電圧と電流より、抵抗分及びインダクタン
ス分（又はリアクタンス分〕を算出するデジタル保護継
電器に関するものである。 〔従来の技術〕 第４図は、例えば１９８０年１１月三菱電機（株〕発行
の三菱電機技報ＣＶＯ１，５４−Ｎｏ、 １１−１９８
０ ）に示された従来のデジタル保護継電装置のモー要
素の原理図である。図に示すように、電流ベクトルｉに
インピーダンス２を乗じたＺｌベクトルと電圧ベクトル
９との差のベクトル（之ｉ−ψ〕を求め、この差のベク
トル（λｉ−※〕と電圧ベクトル※との位相差が９０°
以内かどうかを判定する。位相が９０°以内であれば動
作域で示した円周内に、電圧ベクトル※が入ったことが
判明する。 これを式で示せば、電流と電圧の位相差ｒ、インピーダ
ンス２のインピーダンス角度０として、より小さいとき
、円内に有ると判定する。 これ“をデジタル保護継電装置のアルゴリズムで実現さ
せる手法を次に説明する。 □交流電圧Ｖ （ｔ
）と交流電流１（ｔ）とを同時に、サンプリング間隔Ｔ
でサンプリングすることとし、テを電気角で３０°相当
の時間とする。 又流電流ｉ （ｔ）をθだけ進ませると、１（ｔ）・ｅ
ｊ −（ｃｏｓθ）・１（ｔ）−（ｓｉｎθ）・１（
ｔ−３Ｔ） ■となる。２つのベクトルを基準ベク
トルＶｐｏＪｔ） 。 演算ベクトルＶｏｐ （ｔ）とすれば Ｖ ｐ ｏ ｇ （ｔ）厘Ｖ（ｔ）
■Ｖｏｐ（ｔ）＝ １２１ ・１（ｔ）・ｅｊθ−
ｖ（ｔ）−ＩＺｉ（（ｃｏｓｌ・１（ｔ）−（ｓｉｎθ
Ｊ ・ｉ （ｔ−３７） ） −Ｖ（ｔ）■ が得られる。２つのベクトルＶｐｏｇ（ｔ）とＶｏｐ（
ｔ）とが９０″以内である条件は０式により求めること
ができる。 ・・ ＶｐＯ４ｌ（ｔ−３７）−ＶＯｐ（ｔ−３７）＋ＶｐＯ
ｇ（ｔ）−ＶＯｐ（ｔ）＞０ ０以上述べた■式、■式
、■式とも、交流避圧、交流電流の周波数が一定である
ことが条件になつ゛しかじ、最近の電力系統では、ケー
ブル系統の増加、力率改善用のスタティックコンデンサ
の増加などで、系統事故発生時に、送電線のりアクタン
スと共振した自由振動の高周波電流・電圧が発生し、こ
の高調波の次数が基本波に近くなって、かつ含有率が非
常に大きくなってきた。 従って、基本波のみに着目した上記０式では、誤差が非
常に大きく、実用に供せない場合が出現してきた。
′ この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、低次扁調波の含有率が多くても、判定が正
確□にできるデジタル保護継電器を得ることを目的とす
る。 （！を解決するための手段〕 この発明に係るデジタル保護継電器は、電圧と電流のサ
ンプリング値を用い、交流理論を利用した２元連立方程
式を解くことにより、抵抗分とインダクタンス分（又は
リアクタンス分〕を求めるようにしたもので、具体的に
は、電力系統の電圧及び電流を、一定周期でサンプリン
グしてデジタル変換した後、このデジタル変換された数
値に基づいて抵抗分Ｒ及びインダクタンスＬを演算処理
して得るデジタル保護継電器に−おいて、上記サンプリ
ングの周期をＴ、当該サシプリングの時刻を及びこのサ
ンプリング時刻ｔから所定サンプル数ｇだけ離れた時刻
ｔ−ｌＴのそれぞれにおける上記電圧及び電流をそれぞ
れＶ （ｔ）と１ｔ−ｌＴ）及びｉ’ （ｔ）と目ｔ−
ｌＴ）、上記時刻を及び上記時刻ｔ−ｌＴのそれぞれの
前後の
ス分（又はリアクタンス分〕を算出するデジタル保護継
電器に関するものである。 〔従来の技術〕 第４図は、例えば１９８０年１１月三菱電機（株〕発行
の三菱電機技報ＣＶＯ１，５４−Ｎｏ、 １１−１９８
０ ）に示された従来のデジタル保護継電装置のモー要
素の原理図である。図に示すように、電流ベクトルｉに
インピーダンス２を乗じたＺｌベクトルと電圧ベクトル
９との差のベクトル（之ｉ−ψ〕を求め、この差のベク
トル（λｉ−※〕と電圧ベクトル※との位相差が９０°
以内かどうかを判定する。位相が９０°以内であれば動
作域で示した円周内に、電圧ベクトル※が入ったことが
判明する。 これを式で示せば、電流と電圧の位相差ｒ、インピーダ
ンス２のインピーダンス角度０として、より小さいとき
、円内に有ると判定する。 これ“をデジタル保護継電装置のアルゴリズムで実現さ
せる手法を次に説明する。 □交流電圧Ｖ （ｔ
）と交流電流１（ｔ）とを同時に、サンプリング間隔Ｔ
でサンプリングすることとし、テを電気角で３０°相当
の時間とする。 又流電流ｉ （ｔ）をθだけ進ませると、１（ｔ）・ｅ
ｊ −（ｃｏｓθ）・１（ｔ）−（ｓｉｎθ）・１（
ｔ−３Ｔ） ■となる。２つのベクトルを基準ベク
トルＶｐｏＪｔ） 。 演算ベクトルＶｏｐ （ｔ）とすれば Ｖ ｐ ｏ ｇ （ｔ）厘Ｖ（ｔ）
■Ｖｏｐ（ｔ）＝ １２１ ・１（ｔ）・ｅｊθ−
ｖ（ｔ）−ＩＺｉ（（ｃｏｓｌ・１（ｔ）−（ｓｉｎθ
Ｊ ・ｉ （ｔ−３７） ） −Ｖ（ｔ）■ が得られる。２つのベクトルＶｐｏｇ（ｔ）とＶｏｐ（
ｔ）とが９０″以内である条件は０式により求めること
ができる。 ・・ ＶｐＯ４ｌ（ｔ−３７）−ＶＯｐ（ｔ−３７）＋ＶｐＯ
ｇ（ｔ）−ＶＯｐ（ｔ）＞０ ０以上述べた■式、■式
、■式とも、交流避圧、交流電流の周波数が一定である
ことが条件になつ゛しかじ、最近の電力系統では、ケー
ブル系統の増加、力率改善用のスタティックコンデンサ
の増加などで、系統事故発生時に、送電線のりアクタン
スと共振した自由振動の高周波電流・電圧が発生し、こ
の高調波の次数が基本波に近くなって、かつ含有率が非
常に大きくなってきた。 従って、基本波のみに着目した上記０式では、誤差が非
常に大きく、実用に供せない場合が出現してきた。
′ この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、低次扁調波の含有率が多くても、判定が正
確□にできるデジタル保護継電器を得ることを目的とす
る。 （！を解決するための手段〕 この発明に係るデジタル保護継電器は、電圧と電流のサ
ンプリング値を用い、交流理論を利用した２元連立方程
式を解くことにより、抵抗分とインダクタンス分（又は
リアクタンス分〕を求めるようにしたもので、具体的に
は、電力系統の電圧及び電流を、一定周期でサンプリン
グしてデジタル変換した後、このデジタル変換された数
値に基づいて抵抗分Ｒ及びインダクタンスＬを演算処理
して得るデジタル保護継電器に−おいて、上記サンプリ
ングの周期をＴ、当該サシプリングの時刻を及びこのサ
ンプリング時刻ｔから所定サンプル数ｇだけ離れた時刻
ｔ−ｌＴのそれぞれにおける上記電圧及び電流をそれぞ
れＶ （ｔ）と１ｔ−ｌＴ）及びｉ’ （ｔ）と目ｔ−
ｌＴ）、上記時刻を及び上記時刻ｔ−ｌＴのそれぞれの
前後の
【±ｍＴ及びｔ−ｌ１ｔ±ｍＴ（但しｍは正の整
数］の時刻のそれぞれにおける上記電流をそれぞれｉ（
ｔ±ｍＴ）とｉ（ｔ−ｌＴ±ｍＴ） 、上記正の整数ｍ
に対応した定数を馳としたとき、次式％式％ 上記インダクタンス分り により、電力系統の抵抗分Ｒ及び、インダクタ２１５分
を求め、これら値の少なくとも一方が所定値内にあるか
どうかを判定するものであり、また電力系統の電圧及び
電流を、一定周期でサンプリングしてデジタル変換した
後、このデジタル変換された数値に基づいて抵抗分Ｒ及
びリアクタンス分ωＬを演算処理して得るデジタル保護
継電器において、上記サンプリングの周期をＴ、当該サ
ンプリングの時刻を及びこのサンプリング時刻ｔから所
定サンプル数ｇだけ離れた時刻ｔ−ｌＴのそれぞれにお
ける上記電圧及び電流をそれぞれＶ （ｔ）とＶ（ｔ−
ｊＴ）及びｉ （ｔ）とｉ（ｔ−ｇＴ）、上記を及び上
記時刻ｔ−ＪｌＴのそれぞれの前後のｔ±ｍｙ及びｔ−
４Ｔ±ｍＴ（但しｍは正の整数］の時刻のそれぞれにお
ける上記電流をそれぞれｉ（ｔ±ｒｎＴ）と１（ｔ−ｌ
Ｔ±ｍＴ）、上記正の整数ｍに対応した定数を馳、角周
波数をωとしたとき、次式 ％式％ 上記リアクタンス分ωＬ により、電力系統の抵抗分Ｒ及びり７アクタンス分ｍＬ
の値を求め、これらの値の少なくとも一方が所定値内に
あるかどうかを判定するものである。 〔作用〕 この発明によるデジタル保護継電器においては、２つの
サンプリング時刻における回路方程式を、電流の微分値
を必要とする２元連立方程式とし、且つ、サンプリング
時刻の前後の時刻における差電流に最適な錘数で補正し
複数個加算して求める。 その結果、高調波が含まれても正確に抵抗値やインダク
タンス（又はリアクタンス］を求めることができる。 〔発明の実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、（１）は電力系統、（２）は電圧変成器、
（３）は電流変圧器で、それぞれ電力系統の電圧及び電
流を導入する。（Ｊ） 、 （５）は人力及換器で、処
理容易な電圧値を得るもの、（６１、（７３はサンプリ
ングホールド回路で、一定周期毎に前記電圧値の瞬時値
を保持するもの、（８）はマルチプレクサで、入力を順
次切替えて、電圧値を次段の（９）に示すアナログ・デ
ジタル変換器に渡すもの、ＱＱは演算器で、デジタル化
された数値を、四に示すメモリーにあらかじめ定めた演
算手法によって演算処理するものである。 今ここで、抵抗分ＲとインダククンスＬとが直列になっ
たインピーダンスを仮定し、第２図に示すように電流１
ｆｉｌ：Ｍすと、その両端に電圧Ｖが得られる。 一定局期Ｔでサンプリングすると、・＝ｔｔｔ−ｚ丁）
。 １（ｔ−Ｔ） 、 １（ｔ） 、及び°−Ｖ（ｔ４）
、 Ｖ（ｔ−ＴＪ 、 Ｖ（ｔ）のデータ列が得られる
。 流れる交流電流を基本波に第１次の高ｎ波が含まれたも
のと仮定すれば、０式のように表現できる。 １（ｔ） Ｗ ｌ １５ｉｎ（ａ＋１＋ａ） ＋ ａ
ｋＩ ５ｉｎ（ｎａ＋ｔ＋β〕 Ｏただし ｌ：
基本波の実効値 ω：角速度 ｔ：時刻 α：基本波の初期位相 に：高調波の含有率 ｎ：高調波の次数 β：高調波の初期位相 この０式の電流が、ＲとＬで構成さまたインピーダンス
に流れることによって、その両端の電圧は時刻ｔにおけ
る回路方程式として０式で表現できる。 ｄ ｉ （ｔ） Ｖ（ｔ）ｍＲ・１（ｔ）＋Ｌ・□ ｔ ！ Ｒ−ｉ（ｔ） ＋Ｌ・Δｉ （ｔ）ただし △ｉ（
ｔ）ｍ−幻四一 ｔ 同様に、！サンプリング間隔Ｔだけ隔った時刻（ｔ−Ｔ
）では ｄｉ（ｔ−Ｔ） Ｖ（ｔ−Ｔ）ｓｍＲ−ｉ（を−丁）＋Ｌ−ｔ ｍＲ−ｉ（ｔ−Ｔ）＋Ｌ・Δｉ（を−丁）
■ｄｉ（ｔ−Ｔ） ただしΔ１（ｔ−Ｔ）■□ ｔ 従って、０式と０式より、Ｖ（ｔ） 、 ｖ（ｔ−Ｔ）
、 １（ｔ） 。 Ｈｔ−Ｔ）、Δ１（ｔ） 、Δ１１１−↑〕の６個の値
が得られるならば、抵抗分Ｒおよびインダクタンス分り
を求めることができる。 ０式と０式を連立方程式として、行列式で解けば０式、
０式が得られる。 （９式は、リアクタンスで表現すると、０式で表現でき
る。 ここで、Ｖ（ｔ）、 Ｖ（ｔ−Ｔ） 、 １（ｔ）、
１（ｔ−Ｔ）は、サンプリング（龜として得られている
ので、次に、Δ１（ｔ）、Δ１（ｔ−Ｔ）の求め方を述
べる。 今、時刻ｔにおけるΔｉ （ｔ）を求める方法として、
時刻ｔ−２Ｔ、 ｔ−Ｔ、 ｔ＋Ｔ、 ｔ＋２Ｔの４個
の電流値１（ｔ−２Ｔ） 、 ｉ（ｔ−Ｔ） 、 ｉ
（ｔ＋Ｔ） 、 ｉ（ｔ＋２Ｔ）を利用する例を述べる
。 数値定数をに、、に、として０式を仮定する。 Ｄ（ｔ）ｇＫ、・（ｉ（ｔ＋Ｔ）−ｉ（を−丁〕）÷に
冨・（ｉ（ｔ＋２７）−ｉｔ ｔ−２Ｔ））” Ｊ’Ｋ
Ｋｌ’ ＩＣｓ １ ｎ （（ＩＩ（ｔ＋Ｔ ）−）
ａ ） −Ｂ １ ｎ （（ｉｌ（ｔ−Ｔ） ＋α）＋
ｋｓｉｎ（ｎｓ（ｔ＋ＴＪ＋β）−ｋｓｉｎ（ｎｏｐ
（ｔ−Ｔ）十β）〕＋ｌｆＫ！１（５ｉｎ（ａ＋（ｔ＋
２ｔ）＋ａ） −５ｉｎ （ａ＋（ｔ−２７）＋ｚ）＋
ｋｓｉｎ（ｎｏｐ（ｔ＋２Ｔ）十β） −ｋ ｓ ｉｎ
（ｎｏｐ（ｔ−２７）十β）〕５−２ｆｆＫ１１（ｓ
ｉｎ（ａ＋Ｔ）ｃｏｓ（ａ＋ｔ＋αＪ＋ｋｓｉｎ（ｎｓ
Ｔ）ｃｏｓ（ｎａ＋ｔ＋β）） ＋２１１Ｔ ＫＨ２１ｓｊｎ（２ωＴ）ｃｏｓ（ωｔ＋
ａ）＋ｋｓｉｎ（２ｎωＴ）ｃｏｇ（ｎω【＋β〕） ＝ ２７ＴＩ（Ｋｌｓｉｎ（ωＴ）＋に２ｓｉｎ（２ω
Ｔ））ｃｏｓ（ωＴ＋ａ）＋ ２／ＥｆｆｋＩ（Ｋｔｓ
ｉｎ（ｎａ＋Ｔ）＋に２ｓｉｎ（２ｎａ＋Ｔ））ｃｏｓ
（ｎａ＋ｔ＋β、）０式の意味は、時刻ｔの１サンプル
前後の電流値の差に、数値定数Ｋｓを乗じたものと２サ
ンプル前後の電流値の差に数個定数に２を乗じたものと
の和を求めたものである。 同様に、時刻（ｔ−Ｔ）におけるＤ（ｔ−Ｔ）は０式と
なる。 Ｄ（ｔ−Ｔ）禦に、 （１（ｔ）−ｉ （ｔ−２Ｔ月十
＆（ｉ（ｔ＋Ｔ）−ｉ（ｔ−３Ｔ））■２ｆｆ Ｉ （
Ｋ’ｓ ｉｎ（ωＴ）＋％５ｉｎ（２ωＴ））ｃｏｓ（
ω（ｔ−Ｔ）＋α）＋ＺｌＴ ｋｌ （Ｋｌｓｉｎ（ｎ
ａ＋Ｔ）＋Ｋｓ＋ ５ｉｎ（２ｎａ＋Ｔ月ｃｏｓｌｎｌ
ｌｌ（ｔ −Ｔ〕＋β） 一方、０式を微分すると０式となる。 ここで、０式と０式とは ２ （Ｋｌ ５ｉｎ（ａ＋丁）＋＆ ５ｉｎ（２ａ＋Ｔ
））ｍ ｍ θ２ （Ｋｌｓ
ｉｎ（ｎωＴ）−Ｉ−に２５ｉｎ（２ｎａ＋Ｔ）） ｗ
ｍ ｎω Ｏの条件が成立すれば、全て等しい
ことが言える。 このに、、に、を行列式の手法で求めると、０式、Ｏ例
えば、基本波がｓ ＯＨｚ ｓサンプリング周波数がｅ
ｏｏｕｚで、第２高調波（ｎ−２３が含まれている場合
に、０式を０式でＩＩき替えるにはに、、に、の値はそ
れぞれ、ω−２πＸ５０．Ｔ−７汀、ｎｍ２とおし１て
に、 −４２９，１５０ Ｋｌｌロー６６．３９ ６と
なり、 Ｄ（ｔ）−４２９，１５（ｉ（を十Ｔ）−ｉ（ｔ−Ｔ）
）−６６，３９（ｉ（ｔ＋２Ｔ）−ｉ（ｔ−２７））◎ を計算することにより、譬の値が求まる。 また同様に０式は、 Ｄ（ｔ−Ｔ）露４２９．１３（ｉ（ｔ）−ｉ（ｔ−２Ｔ
月−６６．３９（ｉ（ｔ＋Ｔ）−ｉ（ｔ−３Ｔ））■ の値が求まる。 従って、■式、ｏ式は、それぞれ として求めることができ、第２次高調波の含有率ｋに関
係なく耳精度で抵抗分及びインダクタンス分を算出する
ことができる。 上記例では、第２高調波が重畳したとき誤差が零となる
ようにに１．に、を選定したが、他の高調波が重畳する
場合は、０式のｎをその値にし、０式との連立方程式を
解いて、Ｋ、 、 Ｋ、を最適の他に選定することがで
きる。 第３図は、第１図の演算器ＱＧとメモリー（１１）とが
０式と０式を使用して、０式のＲを求める手法を、処理
フロー図にしたものである。電流値的のサンプリング値
を使って、それぞｊの差演算側を行ない定数に１とに！
を乗算（至）で実施する。それぞれの和演算Ｑｌ）を実
施し、乗算（財）を行ない、それぞれの差演算（財）を
実施する。最後に除算ａ優を実施すれば、所望のＲが求
まる。Ｌについても同様に０式を展開すれば良い。さら
に進めて、含有する高調波次数が場合によって異って重
畳される場合を想定して拡張する方法を述べる。 今、時刻【における△１（ｔ）を求める方法として、時
刻ｔ−３７，ｔ−２Ｔ、 ｔ−Ｔ、 ｔ＋Ｉ ｔ＋２Ｔ
、 ｔ＋３７の６個の電流値より、数値定数をに、、に
、、に、としてＤ（ｔ） ”Ｋｔ （ｉ（ｔ＋Ｔ）−ｉ
（ｔ −Ｔ） ） ＋に２ ｔ ｉ （ｔ＋２Ｔ）−ｉ
（ｔ−２Ｔ） ） ＋ＫｓＬｉ（ｔ＋３７）−ｉ（ｔ
−３Ｔ）） ｓ！（Ｅ ＫｔｌＬｓ １ｎ（ａ＋（ｔ＋Ｔ）＋ａ ）
−ｓｉｎ（ａ＋（ｔ−Ｔ）＋α）＋ｋｓｉｎ（ｎω（ｔ
＋Ｔ）十β）−ｋｓｉｎＬｎａ＋（ｔ−Ｔ）十β】〕＋
ｆｆＫ！Ｉ（ｓｉｎＬω（ｔ＋２Ｔ）＋α）−ｓｉｎ（
ａ＋（ｔ−２Ｔ）＋ａ ）＋ｋｓｉｎ（ｎω（ｔ＋２Ｔ
Ｊ十β）−ｋｓｉｎ（ｎω（ｔ−２Ｔ）＋β）〕＋Ｊｒ
Ｋ３１（ｓｉｎ（ａ＋（ｔ＋ａｒ）＋ａ） −５ｉｎＬ
ωｔｔ−ａｒ）＋ａ）＋ｋ ５ｉｎ（ｎａｐ（ｔ＋３Ｔ
）十β） −ｋ ｓ ｉｎ Ｌｎａ＋（ｔ−３７）＋β
）〕ｍｚｆｆｌ（Ｋｌｓｉｎ（ωＴ）＋に７ｓｉｎ（２
ωＴ）＋に１５ｉｎ（３ａ＋Ｔ））ｃｏｓ（ωｔ＋α）
＋２／ｒｋｌ （Ｋｌ ５ｉｎ（ｎａｐｒ） ＋に２
ｓ ｉｎ（２ｎａ＋ｒ） ＋に３５ｉｎ（３ｎａ＋Ｔ）
）ｃｏｓ（ｎａＩｔ＋β〕 の ここで、０式と０式とは ２（Ｋｌｓｉｎ（ａ＋Ｔ）＋に２ｓｉｎ（２ａ＋Ｔ）＋
Ｋａｓｉｎ（３ａ＋Ｔ））ｍａ＋ ＠２ （Ｋｌ ５
ｉｎ（ｎ＊Ｔ）＋に２５ｉｎ（２ｎａ＋Ｔ） ＋に３５
ｉｎ（３ｎａ＋Ｔ））ｍ ｎωの条件が成立すれば、全
く等しいと言えるが、未知数かに１．に２ ＋ Ｋ３と
３個あるため、０式を第ｎ１次の高調波と、第ｎ２．次
の高調波とで成立するとすれば ２ （Ｋｌｓｉｎ（１，ａ＋Ｔ） ＋［、５ｉｎ（２ｎ
ｓａ＋Ｔ）＋Ｋａ ５ｉｎ（３ｎｔａ＋Ｔ）） ＩＩＨ
，ω＠２ （Ｋｌｓｉｎ（ｎ２ａ＋Ｔ）＋に２５ｉｎ（
２ｎ２ ａ＋Ｔ）＋に３ｓｉｎ（３ｎ２ａ＋Ｔ月ｍｎ２
ａ＋。 カｔ’Ｊ ラレ、０式、０式、０式よりＫｔ 、 Ｋｚ
、Ｋａミラめることができる。 以上の手法を拡張して行けば、含まれる可能性のある高
調波の影暢を除去して、電流の微分値を求めることが可
能である。さらに、ｎは整数でな（てもよ（分数調波で
あってもよいことが、式の上からも判定できる。 なお、上記実施例では、■式と［Ｆ］式で示すように、
時刻ｔとｊ−Ｔとの隣り合ったサンプリング時刻での２
元連立方程式を解くと説明したが、隣り合う必要は無く
任意のサンプリング時間離れた２元連立方程式であって
も良い。 また、上記実施例では、抵抗分Ｒやインダクタンス分Ｌ
（又はリアクタンス分ωＬ〕を計算するとして説明した
が、メモリー内部にＲとＬ（又はωＬ）を記憶させてお
いて、計算した結果との大小を判定させるようなことも
可能であり、さらにＲとＬ（又はωＬ］より電圧と電流
の位相差も判定させる′ことも可能である。 また、上記実施例では、電圧とｔ＆７［をそれぞれｌｆ
ｉづつ導入するとして説明したが電力系統にお；）る相
と線間の関係や零相を含む関係などにより得られた電圧
と電流とであってもよく、上Ｐ実施べす 例と同様の効果を奏する。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明は、電力系統の電圧及び電流を
、一定周期でサンプリングしてデジタル変換した後、こ
のデジクル変換さ１１ｍ数値に基づいて抵抗分Ｒ及びイ
ンダクタンスＬを演算処理して得るデジタル保護継電器
において、上記サンプリングの周期を１′、当該サンプ
リングの時刻を及びこのサンプリング時刻ｔから所定サ
ンプル数ｅだけ離れた時刻ｔ−４ｉＴのそれぞれにおけ
る上記電圧及び層流をそれぞれＶ （ｔ）とＶ（ｔ−ｇ
Ｔ）及びｉ （ｔ）と、 １（ｔ−１１Ｔ）、上記時
刻【及び上記時刻ｔ−ｌＴのそれぞれの前後のｔ±ｍＴ
及びｔ−ｌＴ±ｍＴ（但しｍは正の整数〕の時刻のそれ
ぞれにおける上記電流をそれぞれｉ （ｔ ±ｍＴ、）
と山−ｊｉＴ＋ｒ！ＭＴＪ、、上、配圧の整数ｍに対応
した定数をＫｍとしたとき、次式％式％ 上ｇｅインダクタンス分り により、電力系統の抵抗分Ｒ及びインダクタンスＬ分の
値を求め、これら値の少な（とも一方が所定値内にある
かどうかを判定するようにしたので、又、電カー統の電
圧及び電流を、一定周期でサンプリングしてデジタル変
換した後、このデジタル変換された数値に基づいて抵抗
分Ｒ及びリアクタンス分ωＬを演算処理して得るデジタ
ル保綬継ｍ器において、上記サンプリングの周期を１′
、当該サンプリングの時刻を及びこのサンプリング時刻
ｔから所定サンプル数ｅだけ無れた時刻ｔ−ａＴのそれ
ぞれにおける上記電圧及び電流をそれぞれＶ（ｔ＋とＶ
（ｔ−ｌＴ）及びｉ （ｔ）と１（ｔ−ｌＴ）、上記を
及び上２時刻ｔ−ｇＴのそれぞれの前後の【±ｍＴ及び
ｔ−ｌＴ±ｍＴ（但しｍは正の整数］の時刻のそれぞれ
における上記電流をそれぞれｉ（ｔ±ｍＴ）とｉ（ｔ
−ｌＴ±ｍＴ）、上記圧の整数ｍに対応した定数をＫｍ
、角周波数をωとしたとき、次式 ％式％ 上記リアクタンス分ωＬ により、電力系統の抵抗分Ｒ及びリアクタンス分ωＬの
値を求め、これら値の少なくとも一方が所定値内にある
かどうかを判定するようにしたので、高調波が含まれて
も正確に抵抗値及びインダクタンス（又はリアクタンス
〕を求あることができる。
数］の時刻のそれぞれにおける上記電流をそれぞれｉ（
ｔ±ｍＴ）とｉ（ｔ−ｌＴ±ｍＴ） 、上記正の整数ｍ
に対応した定数を馳としたとき、次式％式％ 上記インダクタンス分り により、電力系統の抵抗分Ｒ及び、インダクタ２１５分
を求め、これら値の少なくとも一方が所定値内にあるか
どうかを判定するものであり、また電力系統の電圧及び
電流を、一定周期でサンプリングしてデジタル変換した
後、このデジタル変換された数値に基づいて抵抗分Ｒ及
びリアクタンス分ωＬを演算処理して得るデジタル保護
継電器において、上記サンプリングの周期をＴ、当該サ
ンプリングの時刻を及びこのサンプリング時刻ｔから所
定サンプル数ｇだけ離れた時刻ｔ−ｌＴのそれぞれにお
ける上記電圧及び電流をそれぞれＶ （ｔ）とＶ（ｔ−
ｊＴ）及びｉ （ｔ）とｉ（ｔ−ｇＴ）、上記を及び上
記時刻ｔ−ＪｌＴのそれぞれの前後のｔ±ｍｙ及びｔ−
４Ｔ±ｍＴ（但しｍは正の整数］の時刻のそれぞれにお
ける上記電流をそれぞれｉ（ｔ±ｒｎＴ）と１（ｔ−ｌ
Ｔ±ｍＴ）、上記正の整数ｍに対応した定数を馳、角周
波数をωとしたとき、次式 ％式％ 上記リアクタンス分ωＬ により、電力系統の抵抗分Ｒ及びり７アクタンス分ｍＬ
の値を求め、これらの値の少なくとも一方が所定値内に
あるかどうかを判定するものである。 〔作用〕 この発明によるデジタル保護継電器においては、２つの
サンプリング時刻における回路方程式を、電流の微分値
を必要とする２元連立方程式とし、且つ、サンプリング
時刻の前後の時刻における差電流に最適な錘数で補正し
複数個加算して求める。 その結果、高調波が含まれても正確に抵抗値やインダク
タンス（又はリアクタンス］を求めることができる。 〔発明の実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、（１）は電力系統、（２）は電圧変成器、
（３）は電流変圧器で、それぞれ電力系統の電圧及び電
流を導入する。（Ｊ） 、 （５）は人力及換器で、処
理容易な電圧値を得るもの、（６１、（７３はサンプリ
ングホールド回路で、一定周期毎に前記電圧値の瞬時値
を保持するもの、（８）はマルチプレクサで、入力を順
次切替えて、電圧値を次段の（９）に示すアナログ・デ
ジタル変換器に渡すもの、ＱＱは演算器で、デジタル化
された数値を、四に示すメモリーにあらかじめ定めた演
算手法によって演算処理するものである。 今ここで、抵抗分ＲとインダククンスＬとが直列になっ
たインピーダンスを仮定し、第２図に示すように電流１
ｆｉｌ：Ｍすと、その両端に電圧Ｖが得られる。 一定局期Ｔでサンプリングすると、・＝ｔｔｔ−ｚ丁）
。 １（ｔ−Ｔ） 、 １（ｔ） 、及び°−Ｖ（ｔ４）
、 Ｖ（ｔ−ＴＪ 、 Ｖ（ｔ）のデータ列が得られる
。 流れる交流電流を基本波に第１次の高ｎ波が含まれたも
のと仮定すれば、０式のように表現できる。 １（ｔ） Ｗ ｌ １５ｉｎ（ａ＋１＋ａ） ＋ ａ
ｋＩ ５ｉｎ（ｎａ＋ｔ＋β〕 Ｏただし ｌ：
基本波の実効値 ω：角速度 ｔ：時刻 α：基本波の初期位相 に：高調波の含有率 ｎ：高調波の次数 β：高調波の初期位相 この０式の電流が、ＲとＬで構成さまたインピーダンス
に流れることによって、その両端の電圧は時刻ｔにおけ
る回路方程式として０式で表現できる。 ｄ ｉ （ｔ） Ｖ（ｔ）ｍＲ・１（ｔ）＋Ｌ・□ ｔ ！ Ｒ−ｉ（ｔ） ＋Ｌ・Δｉ （ｔ）ただし △ｉ（
ｔ）ｍ−幻四一 ｔ 同様に、！サンプリング間隔Ｔだけ隔った時刻（ｔ−Ｔ
）では ｄｉ（ｔ−Ｔ） Ｖ（ｔ−Ｔ）ｓｍＲ−ｉ（を−丁）＋Ｌ−ｔ ｍＲ−ｉ（ｔ−Ｔ）＋Ｌ・Δｉ（を−丁）
■ｄｉ（ｔ−Ｔ） ただしΔ１（ｔ−Ｔ）■□ ｔ 従って、０式と０式より、Ｖ（ｔ） 、 ｖ（ｔ−Ｔ）
、 １（ｔ） 。 Ｈｔ−Ｔ）、Δ１（ｔ） 、Δ１１１−↑〕の６個の値
が得られるならば、抵抗分Ｒおよびインダクタンス分り
を求めることができる。 ０式と０式を連立方程式として、行列式で解けば０式、
０式が得られる。 （９式は、リアクタンスで表現すると、０式で表現でき
る。 ここで、Ｖ（ｔ）、 Ｖ（ｔ−Ｔ） 、 １（ｔ）、
１（ｔ−Ｔ）は、サンプリング（龜として得られている
ので、次に、Δ１（ｔ）、Δ１（ｔ−Ｔ）の求め方を述
べる。 今、時刻ｔにおけるΔｉ （ｔ）を求める方法として、
時刻ｔ−２Ｔ、 ｔ−Ｔ、 ｔ＋Ｔ、 ｔ＋２Ｔの４個
の電流値１（ｔ−２Ｔ） 、 ｉ（ｔ−Ｔ） 、 ｉ
（ｔ＋Ｔ） 、 ｉ（ｔ＋２Ｔ）を利用する例を述べる
。 数値定数をに、、に、として０式を仮定する。 Ｄ（ｔ）ｇＫ、・（ｉ（ｔ＋Ｔ）−ｉ（を−丁〕）÷に
冨・（ｉ（ｔ＋２７）−ｉｔ ｔ−２Ｔ））” Ｊ’Ｋ
Ｋｌ’ ＩＣｓ １ ｎ （（ＩＩ（ｔ＋Ｔ ）−）
ａ ） −Ｂ １ ｎ （（ｉｌ（ｔ−Ｔ） ＋α）＋
ｋｓｉｎ（ｎｓ（ｔ＋ＴＪ＋β）−ｋｓｉｎ（ｎｏｐ
（ｔ−Ｔ）十β）〕＋ｌｆＫ！１（５ｉｎ（ａ＋（ｔ＋
２ｔ）＋ａ） −５ｉｎ （ａ＋（ｔ−２７）＋ｚ）＋
ｋｓｉｎ（ｎｏｐ（ｔ＋２Ｔ）十β） −ｋ ｓ ｉｎ
（ｎｏｐ（ｔ−２７）十β）〕５−２ｆｆＫ１１（ｓ
ｉｎ（ａ＋Ｔ）ｃｏｓ（ａ＋ｔ＋αＪ＋ｋｓｉｎ（ｎｓ
Ｔ）ｃｏｓ（ｎａ＋ｔ＋β）） ＋２１１Ｔ ＫＨ２１ｓｊｎ（２ωＴ）ｃｏｓ（ωｔ＋
ａ）＋ｋｓｉｎ（２ｎωＴ）ｃｏｇ（ｎω【＋β〕） ＝ ２７ＴＩ（Ｋｌｓｉｎ（ωＴ）＋に２ｓｉｎ（２ω
Ｔ））ｃｏｓ（ωＴ＋ａ）＋ ２／ＥｆｆｋＩ（Ｋｔｓ
ｉｎ（ｎａ＋Ｔ）＋に２ｓｉｎ（２ｎａ＋Ｔ））ｃｏｓ
（ｎａ＋ｔ＋β、）０式の意味は、時刻ｔの１サンプル
前後の電流値の差に、数値定数Ｋｓを乗じたものと２サ
ンプル前後の電流値の差に数個定数に２を乗じたものと
の和を求めたものである。 同様に、時刻（ｔ−Ｔ）におけるＤ（ｔ−Ｔ）は０式と
なる。 Ｄ（ｔ−Ｔ）禦に、 （１（ｔ）−ｉ （ｔ−２Ｔ月十
＆（ｉ（ｔ＋Ｔ）−ｉ（ｔ−３Ｔ））■２ｆｆ Ｉ （
Ｋ’ｓ ｉｎ（ωＴ）＋％５ｉｎ（２ωＴ））ｃｏｓ（
ω（ｔ−Ｔ）＋α）＋ＺｌＴ ｋｌ （Ｋｌｓｉｎ（ｎ
ａ＋Ｔ）＋Ｋｓ＋ ５ｉｎ（２ｎａ＋Ｔ月ｃｏｓｌｎｌ
ｌｌ（ｔ −Ｔ〕＋β） 一方、０式を微分すると０式となる。 ここで、０式と０式とは ２ （Ｋｌ ５ｉｎ（ａ＋丁）＋＆ ５ｉｎ（２ａ＋Ｔ
））ｍ ｍ θ２ （Ｋｌｓ
ｉｎ（ｎωＴ）−Ｉ−に２５ｉｎ（２ｎａ＋Ｔ）） ｗ
ｍ ｎω Ｏの条件が成立すれば、全て等しい
ことが言える。 このに、、に、を行列式の手法で求めると、０式、Ｏ例
えば、基本波がｓ ＯＨｚ ｓサンプリング周波数がｅ
ｏｏｕｚで、第２高調波（ｎ−２３が含まれている場合
に、０式を０式でＩＩき替えるにはに、、に、の値はそ
れぞれ、ω−２πＸ５０．Ｔ−７汀、ｎｍ２とおし１て
に、 −４２９，１５０ Ｋｌｌロー６６．３９ ６と
なり、 Ｄ（ｔ）−４２９，１５（ｉ（を十Ｔ）−ｉ（ｔ−Ｔ）
）−６６，３９（ｉ（ｔ＋２Ｔ）−ｉ（ｔ−２７））◎ を計算することにより、譬の値が求まる。 また同様に０式は、 Ｄ（ｔ−Ｔ）露４２９．１３（ｉ（ｔ）−ｉ（ｔ−２Ｔ
月−６６．３９（ｉ（ｔ＋Ｔ）−ｉ（ｔ−３Ｔ））■ の値が求まる。 従って、■式、ｏ式は、それぞれ として求めることができ、第２次高調波の含有率ｋに関
係なく耳精度で抵抗分及びインダクタンス分を算出する
ことができる。 上記例では、第２高調波が重畳したとき誤差が零となる
ようにに１．に、を選定したが、他の高調波が重畳する
場合は、０式のｎをその値にし、０式との連立方程式を
解いて、Ｋ、 、 Ｋ、を最適の他に選定することがで
きる。 第３図は、第１図の演算器ＱＧとメモリー（１１）とが
０式と０式を使用して、０式のＲを求める手法を、処理
フロー図にしたものである。電流値的のサンプリング値
を使って、それぞｊの差演算側を行ない定数に１とに！
を乗算（至）で実施する。それぞれの和演算Ｑｌ）を実
施し、乗算（財）を行ない、それぞれの差演算（財）を
実施する。最後に除算ａ優を実施すれば、所望のＲが求
まる。Ｌについても同様に０式を展開すれば良い。さら
に進めて、含有する高調波次数が場合によって異って重
畳される場合を想定して拡張する方法を述べる。 今、時刻【における△１（ｔ）を求める方法として、時
刻ｔ−３７，ｔ−２Ｔ、 ｔ−Ｔ、 ｔ＋Ｉ ｔ＋２Ｔ
、 ｔ＋３７の６個の電流値より、数値定数をに、、に
、、に、としてＤ（ｔ） ”Ｋｔ （ｉ（ｔ＋Ｔ）−ｉ
（ｔ −Ｔ） ） ＋に２ ｔ ｉ （ｔ＋２Ｔ）−ｉ
（ｔ−２Ｔ） ） ＋ＫｓＬｉ（ｔ＋３７）−ｉ（ｔ
−３Ｔ）） ｓ！（Ｅ ＫｔｌＬｓ １ｎ（ａ＋（ｔ＋Ｔ）＋ａ ）
−ｓｉｎ（ａ＋（ｔ−Ｔ）＋α）＋ｋｓｉｎ（ｎω（ｔ
＋Ｔ）十β）−ｋｓｉｎＬｎａ＋（ｔ−Ｔ）十β】〕＋
ｆｆＫ！Ｉ（ｓｉｎＬω（ｔ＋２Ｔ）＋α）−ｓｉｎ（
ａ＋（ｔ−２Ｔ）＋ａ ）＋ｋｓｉｎ（ｎω（ｔ＋２Ｔ
Ｊ十β）−ｋｓｉｎ（ｎω（ｔ−２Ｔ）＋β）〕＋Ｊｒ
Ｋ３１（ｓｉｎ（ａ＋（ｔ＋ａｒ）＋ａ） −５ｉｎＬ
ωｔｔ−ａｒ）＋ａ）＋ｋ ５ｉｎ（ｎａｐ（ｔ＋３Ｔ
）十β） −ｋ ｓ ｉｎ Ｌｎａ＋（ｔ−３７）＋β
）〕ｍｚｆｆｌ（Ｋｌｓｉｎ（ωＴ）＋に７ｓｉｎ（２
ωＴ）＋に１５ｉｎ（３ａ＋Ｔ））ｃｏｓ（ωｔ＋α）
＋２／ｒｋｌ （Ｋｌ ５ｉｎ（ｎａｐｒ） ＋に２
ｓ ｉｎ（２ｎａ＋ｒ） ＋に３５ｉｎ（３ｎａ＋Ｔ）
）ｃｏｓ（ｎａＩｔ＋β〕 の ここで、０式と０式とは ２（Ｋｌｓｉｎ（ａ＋Ｔ）＋に２ｓｉｎ（２ａ＋Ｔ）＋
Ｋａｓｉｎ（３ａ＋Ｔ））ｍａ＋ ＠２ （Ｋｌ ５
ｉｎ（ｎ＊Ｔ）＋に２５ｉｎ（２ｎａ＋Ｔ） ＋に３５
ｉｎ（３ｎａ＋Ｔ））ｍ ｎωの条件が成立すれば、全
く等しいと言えるが、未知数かに１．に２ ＋ Ｋ３と
３個あるため、０式を第ｎ１次の高調波と、第ｎ２．次
の高調波とで成立するとすれば ２ （Ｋｌｓｉｎ（１，ａ＋Ｔ） ＋［、５ｉｎ（２ｎ
ｓａ＋Ｔ）＋Ｋａ ５ｉｎ（３ｎｔａ＋Ｔ）） ＩＩＨ
，ω＠２ （Ｋｌｓｉｎ（ｎ２ａ＋Ｔ）＋に２５ｉｎ（
２ｎ２ ａ＋Ｔ）＋に３ｓｉｎ（３ｎ２ａ＋Ｔ月ｍｎ２
ａ＋。 カｔ’Ｊ ラレ、０式、０式、０式よりＫｔ 、 Ｋｚ
、Ｋａミラめることができる。 以上の手法を拡張して行けば、含まれる可能性のある高
調波の影暢を除去して、電流の微分値を求めることが可
能である。さらに、ｎは整数でな（てもよ（分数調波で
あってもよいことが、式の上からも判定できる。 なお、上記実施例では、■式と［Ｆ］式で示すように、
時刻ｔとｊ−Ｔとの隣り合ったサンプリング時刻での２
元連立方程式を解くと説明したが、隣り合う必要は無く
任意のサンプリング時間離れた２元連立方程式であって
も良い。 また、上記実施例では、抵抗分Ｒやインダクタンス分Ｌ
（又はリアクタンス分ωＬ〕を計算するとして説明した
が、メモリー内部にＲとＬ（又はωＬ）を記憶させてお
いて、計算した結果との大小を判定させるようなことも
可能であり、さらにＲとＬ（又はωＬ］より電圧と電流
の位相差も判定させる′ことも可能である。 また、上記実施例では、電圧とｔ＆７［をそれぞれｌｆ
ｉづつ導入するとして説明したが電力系統にお；）る相
と線間の関係や零相を含む関係などにより得られた電圧
と電流とであってもよく、上Ｐ実施べす 例と同様の効果を奏する。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明は、電力系統の電圧及び電流を
、一定周期でサンプリングしてデジタル変換した後、こ
のデジクル変換さ１１ｍ数値に基づいて抵抗分Ｒ及びイ
ンダクタンスＬを演算処理して得るデジタル保護継電器
において、上記サンプリングの周期を１′、当該サンプ
リングの時刻を及びこのサンプリング時刻ｔから所定サ
ンプル数ｅだけ離れた時刻ｔ−４ｉＴのそれぞれにおけ
る上記電圧及び層流をそれぞれＶ （ｔ）とＶ（ｔ−ｇ
Ｔ）及びｉ （ｔ）と、 １（ｔ−１１Ｔ）、上記時
刻【及び上記時刻ｔ−ｌＴのそれぞれの前後のｔ±ｍＴ
及びｔ−ｌＴ±ｍＴ（但しｍは正の整数〕の時刻のそれ
ぞれにおける上記電流をそれぞれｉ （ｔ ±ｍＴ、）
と山−ｊｉＴ＋ｒ！ＭＴＪ、、上、配圧の整数ｍに対応
した定数をＫｍとしたとき、次式％式％ 上ｇｅインダクタンス分り により、電力系統の抵抗分Ｒ及びインダクタンスＬ分の
値を求め、これら値の少な（とも一方が所定値内にある
かどうかを判定するようにしたので、又、電カー統の電
圧及び電流を、一定周期でサンプリングしてデジタル変
換した後、このデジタル変換された数値に基づいて抵抗
分Ｒ及びリアクタンス分ωＬを演算処理して得るデジタ
ル保綬継ｍ器において、上記サンプリングの周期を１′
、当該サンプリングの時刻を及びこのサンプリング時刻
ｔから所定サンプル数ｅだけ無れた時刻ｔ−ａＴのそれ
ぞれにおける上記電圧及び電流をそれぞれＶ（ｔ＋とＶ
（ｔ−ｌＴ）及びｉ （ｔ）と１（ｔ−ｌＴ）、上記を
及び上２時刻ｔ−ｇＴのそれぞれの前後の【±ｍＴ及び
ｔ−ｌＴ±ｍＴ（但しｍは正の整数］の時刻のそれぞれ
における上記電流をそれぞれｉ（ｔ±ｍＴ）とｉ（ｔ
−ｌＴ±ｍＴ）、上記圧の整数ｍに対応した定数をＫｍ
、角周波数をωとしたとき、次式 ％式％ 上記リアクタンス分ωＬ により、電力系統の抵抗分Ｒ及びリアクタンス分ωＬの
値を求め、これら値の少なくとも一方が所定値内にある
かどうかを判定するようにしたので、高調波が含まれて
も正確に抵抗値及びインダクタンス（又はリアクタンス
〕を求あることができる。
第１図は、この発明の一実施例によるデジ々ル保護継電
器を示すブロック図、第２図は、電圧と電流のサンプリ
ング関係を示す図、第３図は、抵抗分を求める処理フロ
ー図、第４図は従来のモー要素の原理図である。 （υは電力系統、（２）は電圧変成器、（３）は電流変
成器、（４） 、 （５月よ入力変換器、（６］、（７
）はサンプリングホールド回路、（８）はマルチプレク
サ、（９）はアナログ・デジタル変換器、αｑは演算器
、仙はメモリーである。 なお図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
器を示すブロック図、第２図は、電圧と電流のサンプリ
ング関係を示す図、第３図は、抵抗分を求める処理フロ
ー図、第４図は従来のモー要素の原理図である。 （υは電力系統、（２）は電圧変成器、（３）は電流変
成器、（４） 、 （５月よ入力変換器、（６］、（７
）はサンプリングホールド回路、（８）はマルチプレク
サ、（９）はアナログ・デジタル変換器、αｑは演算器
、仙はメモリーである。 なお図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (2)
- （１）電力系統の電圧及び電流を、一定周期でサンプリ
ングしてデジタル変換した後、このデジタル変換された
数値に基づいて抵抗分Ｒ及びインダクタンスＬを演算処
理して得るデジタル保護継電器において、上記サンプリ
ングの周期をＴ、当該サンプリングの時刻ｔ及びこのサ
ンプリング時刻ｔから所定サンプル数ｌだけ離れた時刻
ｔ−ｌＴのそれぞれにおける上記電圧及び電流をそれぞ
れｖ（ｔ）とｖ（ｔ−ｌＴ）及びｉ（ｔ）とｉ（ｔ−ｌ
Ｔ）、上記時刻ｔ及び上記時刻ｔ−ｌＴのそれぞれの前
後のｔ±ｍＴ及びｔ−ｌＴ±ｍＴ（但しｍは正の整数）
の時刻のそれぞれにおける上記電流をそれぞれｉ（ｔ±
ｍＴ）とｉ（ｔ−ｌＴ±ｍＴ）、上記正の整数ｍに対応
した定数をＫｍとしたとき、次式 上記抵抗分Ｒ ▲数式、化学式、表等があります▼ 上記インダクタンス分Ｌ ▲数式、化学式、表等があります▼ により、電力系統の抵抗分Ｒ及びインダクタンスＬ分の
値を求め、これら値の少なくとも一方が所定値内にある
かどうかを判定することを特徴とするデジタル保護継電
器。 - （２）電力系統の電圧及び電流を、一定周期でサンプリ
ングしてデジタル変換した後、このデジタル変換された
数値に基づいて抵抗分Ｒ及びリアクタンス分ωＬを演算
処理して得るデジタル保護継電器において、上記サンプ
リングの周期をＴ、当該サンプリングの時刻ｔ及びこの
サンプリング時刻ｔから所定サンプル数ｌだけ離れた時
刻ｔ−ｌＴのそれぞれにおける上記電圧及び電流をそれ
ぞれｖ（ｔ）とｖ（ｔ−ｌＴ）及びｉ（ｔ）とｉ（ｔ−
ｌＴ）、上記ｔ及び上記時刻ｔ−ｌＴのそれぞれの前後
のｔ±ｍＴ及びｔ−ｌＴ±ｍＴ（但しｍは正の整数）の
時刻のそれぞれにおける上記電流をそれぞれｉ（ｔ±ｍ
Ｔ）とｉ（ｔ−ｌＴ±ｍＴ）、上記正の整数ｍに対応し
た定数をＫｍ、角周波数をωとしたとき、次式 上記抵抗分Ｒ ▲数式、化学式、表等があります▼ 上記リアクタンス分ωＬ ▲数式、化学式、表等があります▼ により、電力系統の抵抗分Ｒ及びリアクタンス分ωＬの
値を求め、これらの値の少なくとも一方が所定値内にあ
るかどうかを判定することを特徴とするデジタル保護継
電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63041310A JP2665759B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | デジタル保護継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63041310A JP2665759B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | デジタル保護継電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01218323A true JPH01218323A (ja) | 1989-08-31 |
| JP2665759B2 JP2665759B2 (ja) | 1997-10-22 |
Family
ID=12604929
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63041310A Expired - Lifetime JP2665759B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | デジタル保護継電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2665759B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6356123A (ja) * | 1986-08-27 | 1988-03-10 | 株式会社日立製作所 | デイジタル形保護継電装置 |
-
1988
- 1988-02-24 JP JP63041310A patent/JP2665759B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6356123A (ja) * | 1986-08-27 | 1988-03-10 | 株式会社日立製作所 | デイジタル形保護継電装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2665759B2 (ja) | 1997-10-22 |
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