JPH01218386A - 直流モータの駆動制御装置 - Google Patents
直流モータの駆動制御装置Info
- Publication number
- JPH01218386A JPH01218386A JP63042203A JP4220388A JPH01218386A JP H01218386 A JPH01218386 A JP H01218386A JP 63042203 A JP63042203 A JP 63042203A JP 4220388 A JP4220388 A JP 4220388A JP H01218386 A JPH01218386 A JP H01218386A
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- Japan
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- motor
- transistor
- current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は直流モータの駆動制御装置に関するもので、詳
しくは差動増幅型駆動装置の改良技術に係るものである
。
しくは差動増幅型駆動装置の改良技術に係るものである
。
［従来の技術］
サーボモータなど直流モータを駆動制御する従来の一般
的な方式として、差動増幅型駆動装置が広く知られてい
る。
的な方式として、差動増幅型駆動装置が広く知られてい
る。
第８図は、この種の駆動装置の一例を示す。本図におい
て、プリンタのキャリッジ等の負荷１の駆動を行うため
に駆動される直流モータ２に対し、駆動トルクに対応し
た電機子電流を指示する指示電流信号Ａは指示電流信号
装Ｍ（図示せず）から供給される。ここで、信号Ａは設
定すべき電機子電流値に対応する電圧として与えられる
。
て、プリンタのキャリッジ等の負荷１の駆動を行うため
に駆動される直流モータ２に対し、駆動トルクに対応し
た電機子電流を指示する指示電流信号Ａは指示電流信号
装Ｍ（図示せず）から供給される。ここで、信号Ａは設
定すべき電機子電流値に対応する電圧として与えられる
。
上述した指示電流信号Ａは、抵抗ｒ＋ （例えば１０
にΩ）を介して演算増幅器３の反転ふ力端に印加される
。
にΩ）を介して演算増幅器３の反転ふ力端に印加される
。
一方、直流モータ２の電機子の一方の端子（本図では、
下側）と接地点の間には抵抗ｒ、が接続されている。こ
の抵抗ｒ２（例えばｌΩ）は、直流モータ２の電機子に
流れる電流を検出するために挿入されている。抵抗ｒ２
の両端は各々ｒ３＋ｒ４＋ｆ’ｓ＋ｒａ（例えばｉｎｋ
Ω）および演算増幅器４で構成される電流・電圧変換回
路に接続されている。
下側）と接地点の間には抵抗ｒ、が接続されている。こ
の抵抗ｒ２（例えばｌΩ）は、直流モータ２の電機子に
流れる電流を検出するために挿入されている。抵抗ｒ２
の両端は各々ｒ３＋ｒ４＋ｆ’ｓ＋ｒａ（例えばｉｎｋ
Ω）および演算増幅器４で構成される電流・電圧変換回
路に接続されている。
抵抗ｒ２に実線矢印の方向に１アンペアの電流が流れて
いる時（すなわち、直流モータの電機子に実線矢印方向
に１アンペアの電流が流れている時）、演算増幅器４の
出力電圧りは＋１ボルトを呈し、これとは逆に、逆方向
（破線矢印方向）に菫アンペアの電流が流れている時に
は演算増幅器４の出力りは−ｌボルトを呈するように設
計されている。
いる時（すなわち、直流モータの電機子に実線矢印方向
に１アンペアの電流が流れている時）、演算増幅器４の
出力電圧りは＋１ボルトを呈し、これとは逆に、逆方向
（破線矢印方向）に菫アンペアの電流が流れている時に
は演算増幅器４の出力りは−ｌボルトを呈するように設
計されている。
演算増幅器４の出力りは、抵抗ｒ、およびコンデンサ５
の並列回路を介して、演算増幅器３の反転入力端に供給
、されている。ここで、コンデンサ５は駆動系の応答遅
れを補償するための進相回路の役割を果たしている。
の並列回路を介して、演算増幅器３の反転入力端に供給
、されている。ここで、コンデンサ５は駆動系の応答遅
れを補償するための進相回路の役割を果たしている。
第１図に示した構成において、例えば直流そ−タ２に実
線矢印と逆方向（すなわち、破線矢印方向）に１アンペ
アの電流を流そうとする場合には、指示電流信号Ａを＋
１ボルトにセットす・る。
線矢印と逆方向（すなわち、破線矢印方向）に１アンペ
アの電流を流そうとする場合には、指示電流信号Ａを＋
１ボルトにセットす・る。
このように指示電流Ａがセットされた瞬時には演算増幅
器４の出力りは零ボルトとなフているので、反転型差動
増幅器として働く演算増幅器３の出力Ｂは負の電源電圧
までシフトする。従って、抵抗「、。−トランジスタ７
−抵抗ｒｅのルートによりトランジスタ７が飽和的にオ
ンし、抵抗ｒｌＯ→トランジスタ７のエミッタ・コレク
タ→抵抗ｒ１２を介して、トランジスタ９がやはり飽和
的にオンする。
器４の出力りは零ボルトとなフているので、反転型差動
増幅器として働く演算増幅器３の出力Ｂは負の電源電圧
までシフトする。従って、抵抗「、。−トランジスタ７
−抵抗ｒｅのルートによりトランジスタ７が飽和的にオ
ンし、抵抗ｒｌＯ→トランジスタ７のエミッタ・コレク
タ→抵抗ｒ１２を介して、トランジスタ９がやはり飽和
的にオンする。
その結果、接地点−抵抗ｒ２→直流モータ２−電流ヒユ
ーズ１１−ダイオード１３−トランジスタ９−電源（−
Ｖｌ）という閉回路ができて、直流モータ２に図示の破
線方向の電流が流れ始める。
ーズ１１−ダイオード１３−トランジスタ９−電源（−
Ｖｌ）という閉回路ができて、直流モータ２に図示の破
線方向の電流が流れ始める。
破線方向の電流増加に伴って演算増幅器４の出力りは１
ボルトから負方向にシフトしてゆき、電流の絶対値がほ
ぼ１アンペア付近に達したとき、演算増幅器４の出力り
はほぼ一１ボルトを呈する。すると、差動増幅器として
の演算増幅器３の出力Ｂは負の電源電圧から急激に；方
向への収束動作を始め、トランジスタ９の電流が１アン
ペアを維持する点の電位で平衡状態に入る。すなわち、
この時にトランジスタ７および９は共に非飽和状態の平
衡が保たれることになる。
ボルトから負方向にシフトしてゆき、電流の絶対値がほ
ぼ１アンペア付近に達したとき、演算増幅器４の出力り
はほぼ一１ボルトを呈する。すると、差動増幅器として
の演算増幅器３の出力Ｂは負の電源電圧から急激に；方
向への収束動作を始め、トランジスタ９の電流が１アン
ペアを維持する点の電位で平衡状態に入る。すなわち、
この時にトランジスタ７および９は共に非飽和状態の平
衡が保たれることになる。
上記平衡が保たれた時の０点の電位が、例えば−６ボル
トであるとして、 電源電圧： −Ｖｌ ＝−１５［Ｖｌ とすれば、トランジスタ９で消費されるコレクタ損失は
、 Ｐｃ ４１（−Ｖｌ）−（−６Ｖ）ｌＸＩＡ＝９ ［ｗ
ｌとなる。ただし、ダイオード１３でのロス分は考えな
いものとする。
トであるとして、 電源電圧： −Ｖｌ ＝−１５［Ｖｌ とすれば、トランジスタ９で消費されるコレクタ損失は
、 Ｐｃ ４１（−Ｖｌ）−（−６Ｖ）ｌＸＩＡ＝９ ［ｗ
ｌとなる。ただし、ダイオード１３でのロス分は考えな
いものとする。
同様に直流モータ２に実線矢印方向に１アンペアの電流
を流そうとする場合、指示電流信号Ａには一１ボルトが
与えられる。この場合にも初期の直流モータ２の電機子
電流を零と考えれば、演算増幅器３の出力Ｂは正の電源
電圧にまでシフトし、トランジスタ８および１０を飽和
的にオンさせる。
を流そうとする場合、指示電流信号Ａには一１ボルトが
与えられる。この場合にも初期の直流モータ２の電機子
電流を零と考えれば、演算増幅器３の出力Ｂは正の電源
電圧にまでシフトし、トランジスタ８および１０を飽和
的にオンさせる。
そして、実線矢印方向に電流が流れ始めてその値がほぼ
１アンペアに達すると、出力りがほぼ＋ｌボルトになる
。このことにより、差動増幅器としての演算増幅器３の
出力Ｂは、正の電源電圧から急激に零方向への収束動作
を始め、トランジスタｌＯの電流が１アンペアを維持す
る点の電位で平衡状態に入る。すなわち、この時トラン
ジスタ８およびｌＯは共に非飽和状態の平衡が保たれる
ことになる。
１アンペアに達すると、出力りがほぼ＋ｌボルトになる
。このことにより、差動増幅器としての演算増幅器３の
出力Ｂは、正の電源電圧から急激に零方向への収束動作
を始め、トランジスタｌＯの電流が１アンペアを維持す
る点の電位で平衡状態に入る。すなわち、この時トラン
ジスタ８およびｌＯは共に非飽和状態の平衡が保たれる
ことになる。
上記平衡が保たれた時の０点の電位が、例えば＋６ボル
トであるとして、 電源電圧： ＋Ｖ、 ＝＋１５［Ｖｌ とすれば、トランジスタｌＯで消費されるコレクタ損失
は Ｐｃ″Ｆ ｌ （”Ｖｔ） −（＋６Ｖ） ｌ ｘ Ｉ
Ａ＝ ９ ［Ｗ］となる。ただいし、ダイオード１２で
のロス分は考えないものとする。
トであるとして、 電源電圧： ＋Ｖ、 ＝＋１５［Ｖｌ とすれば、トランジスタｌＯで消費されるコレクタ損失
は Ｐｃ″Ｆ ｌ （”Ｖｔ） −（＋６Ｖ） ｌ ｘ Ｉ
Ａ＝ ９ ［Ｗ］となる。ただいし、ダイオード１２で
のロス分は考えないものとする。
なお、第８図において、スイッチ回路１６は駆動部を全
て開放状態にするための安全回路であり、パワースイッ
チのオン／オフ時やシステム異常時に働かせる。
て開放状態にするための安全回路であり、パワースイッ
チのオン／オフ時やシステム異常時に働かせる。
抵抗ｒ１３は一種の負帰還回路であり、駆動系のゲイン
を下げるために入れである（例えばｒ１３：ｒ＋ｏ＝１
：１０等に設定する）。
を下げるために入れである（例えばｒ１３：ｒ＋ｏ＝１
：１０等に設定する）。
抵抗ｒｌｏは、駆動回路の不感帯（電流零付近の）をも
たせるために入れである。
たせるために入れである。
ヒユーズ１１は、トランジスタ９または１０が短絡した
場合の安全回路である。
場合の安全回路である。
第９図は上述した動作に従って直流モータ２に結合した
負荷を加速一定速−減速した場合の各電圧変化を示して
いる。本図に示すＣ，Ｄの電圧波形に注目すれば明らか
なように、トランジスタ９またはｌＯで損失する電力は
大変大きくなる。例えば、 −Ｖ ＋ ＝ −１５［Ｖ］ ＋ Ｖ ＋ ＝ ＋ １５ ［Ｖ２ Ｃ点の電位をＶｃ（ｔ） Ｄ点の電位（直流モータ２の電機子電流値に相当：ＩＶ
＝ＩＡ）を１ｉｓ（ｔ） とすると、加速開始点（１＝０）から減速終了（ｔ＝Ｔ
）までに損失する電力の総和は概むねと近似できる。
負荷を加速一定速−減速した場合の各電圧変化を示して
いる。本図に示すＣ，Ｄの電圧波形に注目すれば明らか
なように、トランジスタ９またはｌＯで損失する電力は
大変大きくなる。例えば、 −Ｖ ＋ ＝ −１５［Ｖ］ ＋ Ｖ ＋ ＝ ＋ １５ ［Ｖ２ Ｃ点の電位をＶｃ（ｔ） Ｄ点の電位（直流モータ２の電機子電流値に相当：ＩＶ
＝ＩＡ）を１ｉｓ（ｔ） とすると、加速開始点（１＝０）から減速終了（ｔ＝Ｔ
）までに損失する電力の総和は概むねと近似できる。
上記動作モデルの場合、加速時および定速区間における
電力損失はほとんどトランジスタ９内で消費され、減速
区間における電力損失はほとんどトランジスタ１０内で
消費される。
電力損失はほとんどトランジスタ９内で消費され、減速
区間における電力損失はほとんどトランジスタ１０内で
消費される。
［発明が解決しようとする課題］
以上述べたとおり従来の駆動制御装置では、駆動回路部
が簡易化されて周波数応答特性も比較的良いので、多く
のシステムに利用されている。
が簡易化されて周波数応答特性も比較的良いので、多く
のシステムに利用されている。
しかしながら、かかる従来の駆動制御装置では、
′ シリアルプリンタのキャリッジ等
摩擦負荷が大である系に用いると、駆動部における電力
損失が大となって、駆動部に余分な発熱が生じかつ電源
の容量を太きくしなければならないという欠点がみられ
た。
′ シリアルプリンタのキャリッジ等
摩擦負荷が大である系に用いると、駆動部における電力
損失が大となって、駆動部に余分な発熱が生じかつ電源
の容量を太きくしなければならないという欠点がみられ
た。
よって本発明の目的は上述の点に鑑み、負荷の大小にも
拘りなくモータ駆動部で生じる電力損失を極力抑えるよ
う構成した駆動制御装置を提供することにある。
拘りなくモータ駆動部で生じる電力損失を極力抑えるよ
う構成した駆動制御装置を提供することにある。
［課題を解決するための手段］
かかる目的を達成するために本発明では、制御すべき直
流モータの電機子に流れる目標電流値を指示する指示手
段と、前記電機子の瞬時電流値を検出する検出手段と、
前記電機子に流入する電流の向きおよび大きさを制御す
る一対の駆動手段と、前記目標電流値と前記瞬時電流値
との差に応じて、前記一対の駆動手段のいずれか一方を
付勢する差動増幅手段と、前記一対の駆動手段の作動を
所定期間だけ間欠的に停止させる停止手段とを具備する
。
流モータの電機子に流れる目標電流値を指示する指示手
段と、前記電機子の瞬時電流値を検出する検出手段と、
前記電機子に流入する電流の向きおよび大きさを制御す
る一対の駆動手段と、前記目標電流値と前記瞬時電流値
との差に応じて、前記一対の駆動手段のいずれか一方を
付勢する差動増幅手段と、前記一対の駆動手段の作動を
所定期間だけ間欠的に停止させる停止手段とを具備する
。
［作 用］
本発明では、直流モータの電機子電流を制御するに際し
、停止手段（例えば、ＰＷＭ信号を供給する回路）を設
けることによって差動増幅手段の出力を意図的に増大さ
せ、そのことにより一対の駆動手段を飽和領域で作動さ
せ、もって電力損失の低減を図っている。
、停止手段（例えば、ＰＷＭ信号を供給する回路）を設
けることによって差動増幅手段の出力を意図的に増大さ
せ、そのことにより一対の駆動手段を飽和領域で作動さ
せ、もって電力損失の低減を図っている。
［実施例］
以下、実施例に基づいて本発明の詳細な説明する。なお
、従来例として第８図に示した回路要素と同一の回路要
素には、第１図以降に同一の番号、記号を付して説明を
省略する。
、従来例として第８図に示した回路要素と同一の回路要
素には、第１図以降に同一の番号、記号を付して説明を
省略する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第１図に示した実施例では、第２図以降を参照して後に
詳述するように、駆動回路を周期的（現実的には３０ｋ
Ｈｚ〜４０ｋＨｚ）に断続動作させる手段を追加して駆
動用トランジスタ９およびｌＯの開放時間を挿入してや
ることによって、差動増幅器としての演算増幅器３への
人力（つまり誤差信号）を積極的に増加させ、そのこと
によりスイッチング動作駆動に近い駆動系を実現してい
る。すなわち、第１図の特色は第８図示の従来例に対し
て、スイッチ素子１７を追加したことにある。
詳述するように、駆動回路を周期的（現実的には３０ｋ
Ｈｚ〜４０ｋＨｚ）に断続動作させる手段を追加して駆
動用トランジスタ９およびｌＯの開放時間を挿入してや
ることによって、差動増幅器としての演算増幅器３への
人力（つまり誤差信号）を積極的に増加させ、そのこと
によりスイッチング動作駆動に近い駆動系を実現してい
る。すなわち、第１図の特色は第８図示の従来例に対し
て、スイッチ素子１７を追加したことにある。
このスイッチ素子１７は、制御人力信号ＰＷＭが論理レ
ベル“Ｌ”の時にスイッチオン状態となることにより、
２つのトランジスタ７および８のベース・エミッタ間を
短絡させる機能を果たす。その結果として、トランジス
タ９および１０を開放状態にする期間を設定する事がで
きる。
ベル“Ｌ”の時にスイッチオン状態となることにより、
２つのトランジスタ７および８のベース・エミッタ間を
短絡させる機能を果たす。その結果として、トランジス
タ９および１０を開放状態にする期間を設定する事がで
きる。
このような構成とすることにより、指示電流信号Ａが表
わす電流値と、出力りが表わす電機子電流の差が縮まら
ないようにすることによって、すなわち直流モータ２の
電機子電流に相当した出力りの誤差を積極的に増すこと
によって（第２図。
わす電流値と、出力りが表わす電機子電流の差が縮まら
ないようにすることによって、すなわち直流モータ２の
電機子電流に相当した出力りの誤差を積極的に増すこと
によって（第２図。
第９図参照）、トランジスタ９およびｌＯを飽和領域で
駆動させる事が可能となる。かくして、駆動部での電力
損失を大幅に改善でき、発熱の軽減ひいては電源の小型
化も図れることになる。
駆動させる事が可能となる。かくして、駆動部での電力
損失を大幅に改善でき、発熱の軽減ひいては電源の小型
化も図れることになる。
第２図は、正の指示電流信号Ａを与えた時の各部の波形
の時間軸を拡大したものであり、ＰＷＭパルス波形の１
周期は３０μｓｅｃ位（オンデユープイー７５！ｋ）に
設定しである。本図から明らかなようにＰＷＭパルスが
Ｈ′″の時にトランジスタ９が動作すると、直流モータ
２への電流は第３図に示す経路で増加する。また、ＰＷ
ＭパルスがＬ”の時にトランジスタ９は開放状態となる
ので、直流モータ２の電機子に蓄積されたエネルギーは
第４図の経路で電源（＋ Ｖ Ｉ、 Ｇ Ｎ Ｄ ）に
帰還される。従って、この間の６点の電位はダイオード
１４のロス分だけ＋ｖｌより高くなる。
の時間軸を拡大したものであり、ＰＷＭパルス波形の１
周期は３０μｓｅｃ位（オンデユープイー７５！ｋ）に
設定しである。本図から明らかなようにＰＷＭパルスが
Ｈ′″の時にトランジスタ９が動作すると、直流モータ
２への電流は第３図に示す経路で増加する。また、ＰＷ
ＭパルスがＬ”の時にトランジスタ９は開放状態となる
ので、直流モータ２の電機子に蓄積されたエネルギーは
第４図の経路で電源（＋ Ｖ Ｉ、 Ｇ Ｎ Ｄ ）に
帰還される。従って、この間の６点の電位はダイオード
１４のロス分だけ＋ｖｌより高くなる。
第５図は、負の指示電流信号Ａを与えた時の各部の波形
の時間軸を拡大したものであり、ＰＷＭパルス波形の１
周期は３０μＳｅＣ位（オンデユープイー７５豹に設定
しである０本図から明らかなようにＰＷＭパルスが“Ｈ
″の時にトランジスタ１Ｇが動作すると、直流モータ２
への電流は第６図に示す経路で増加する。また、ＰＷＭ
パルスがＬ″の時にトランジスタｌＯは開放状態となる
ので、直流モータ２の電機子に蓄積されたエネルギーは
第７図の経路で電源（Ｇ Ｎ Ｄ 、 Ｖ ＋）に帰
還される。従りて、この間の６点の電位はダイオード１
５のロス分だけ−Ｖ、より低くなる。
の時間軸を拡大したものであり、ＰＷＭパルス波形の１
周期は３０μＳｅＣ位（オンデユープイー７５豹に設定
しである０本図から明らかなようにＰＷＭパルスが“Ｈ
″の時にトランジスタ１Ｇが動作すると、直流モータ２
への電流は第６図に示す経路で増加する。また、ＰＷＭ
パルスがＬ″の時にトランジスタｌＯは開放状態となる
ので、直流モータ２の電機子に蓄積されたエネルギーは
第７図の経路で電源（Ｇ Ｎ Ｄ 、 Ｖ ＋）に帰
還される。従りて、この間の６点の電位はダイオード１
５のロス分だけ−Ｖ、より低くなる。
［発明の効果］
以上述べた如く本発明によれば、直流モータの電機子電
流を制御する駆動部での電力損失をスイッチングロスと
同程度まで下げることが可能となるので、発熱を抑えて
装置全体を小型化することがでミる。よって、本発明は
例えば摩擦負荷の大きい系に対してもより好適である。
流を制御する駆動部での電力損失をスイッチングロスと
同程度まで下げることが可能となるので、発熱を抑えて
装置全体を小型化することがでミる。よって、本発明は
例えば摩擦負荷の大きい系に対してもより好適である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、
第２図は第１図の各部電圧を示す波形図、第３図および
第４図はそれぞれ本実施例における電機子電流路を示す
図、 第５図は第１図の各部電圧を示す波形図、第６図および
第７図はそれぞれ本実施例における電機子電流路を示す
図、 第８図は従来から知られている駆動制御装置の一例を示
すブロック図、 第９図は第８図の動作を示す波形図である。 １・・・負荷、 ２・・・直流モータ、 １６・・・スイッチ回路、 １７・・・スイッチ素子。 手続補正書 昭和６３年７月２５日
第４図はそれぞれ本実施例における電機子電流路を示す
図、 第５図は第１図の各部電圧を示す波形図、第６図および
第７図はそれぞれ本実施例における電機子電流路を示す
図、 第８図は従来から知られている駆動制御装置の一例を示
すブロック図、 第９図は第８図の動作を示す波形図である。 １・・・負荷、 ２・・・直流モータ、 １６・・・スイッチ回路、 １７・・・スイッチ素子。 手続補正書 昭和６３年７月２５日
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）制御すべき直流モータの電機子に流れる目標電流値
を指示する指示手段と、 前記電機子の瞬時電流値を検出する検出手段と、 前記電機子に流入する電流の向きおよび大きさを制御す
る一対の駆動手段と、 前記目標電流値と前記瞬時電流値との差に応じて、前記
一対の駆動手段のいずれか一方を付勢する差動増幅手段
と、 前記一対の駆動手段の作動を所定期間だけ間欠的に停止
させる停止手段と を具備したことを特徴とする駆動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63042203A JP2575165B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 直流モータの駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63042203A JP2575165B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 直流モータの駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01218386A true JPH01218386A (ja) | 1989-08-31 |
| JP2575165B2 JP2575165B2 (ja) | 1997-01-22 |
Family
ID=12629451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63042203A Expired - Fee Related JP2575165B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 直流モータの駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2575165B2 (ja) |
-
1988
- 1988-02-26 JP JP63042203A patent/JP2575165B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2575165B2 (ja) | 1997-01-22 |
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