JPH01227516A - デジタル伝送方法およびデジタル伝送装置 - Google Patents
デジタル伝送方法およびデジタル伝送装置Info
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- JPH01227516A JPH01227516A JP2595789A JP2595789A JPH01227516A JP H01227516 A JPH01227516 A JP H01227516A JP 2595789 A JP2595789 A JP 2595789A JP 2595789 A JP2595789 A JP 2595789A JP H01227516 A JPH01227516 A JP H01227516A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0294—Variable filters; Programmable filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0294—Variable filters; Programmable filters
- H03H2017/0295—Changing between two filter characteristics
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Mathematical Physics (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、請求項１又は４に記載の上位概念に記載のデ
ジタル伝送方法、及び、請求項５又は８に記載のデジタ
ル伝送装置に関する。
ジタル伝送方法、及び、請求項５又は８に記載のデジタ
ル伝送装置に関する。
このような方法及び装置は一般にデジタルフィルタリン
グの場合に、しかしレベル設定の場合にも使用可能であ
り、その際に、フィルタパラメータ（即ち伝達素子の係
数の組）は動作中には切換えることができる。デジタル
信号としては音声信号・音楽信号の他に可聴信号等があ
る。
グの場合に、しかしレベル設定の場合にも使用可能であ
り、その際に、フィルタパラメータ（即ち伝達素子の係
数の組）は動作中には切換えることができる。デジタル
信号としては音声信号・音楽信号の他に可聴信号等があ
る。
動作中にデジタル信号のために伝送装置の伝達関数を変
化する最も簡単な方法は、２つの標本化時点の間に係数
の組全体を交換することである。このような突然で瞬時
の、係数の組の切換えはしかし、障害抑圧のための特別
な措置なしには伝送装置の出力信号における障害を発生
させる原因となり、このような障害は、例えばオーディ
オ信号においては聴覚器官にとって不愉快である。例え
ば、その時点の状態と、偶然に選択される切換時点に依
存して大なり小なりクリック音が発生する。
化する最も簡単な方法は、２つの標本化時点の間に係数
の組全体を交換することである。このような突然で瞬時
の、係数の組の切換えはしかし、障害抑圧のための特別
な措置なしには伝送装置の出力信号における障害を発生
させる原因となり、このような障害は、例えばオーディ
オ信号においては聴覚器官にとって不愉快である。例え
ば、その時点の状態と、偶然に選択される切換時点に依
存して大なり小なりクリック音が発生する。
このような障害を、障害抑圧素子をデジタル信号伝送路
の途中に設けることにより低減することは可能である。
の途中に設けることにより低減することは可能である。
このような解決方法はしかし完全に満足できるものでは
ない、何故ならば使用信号に望ましくない影響を与える
からである。
ない、何故ならば使用信号に望ましくない影響を与える
からである。
これに対して、先願の西独特許出願第Ｐ３３３３２７４
．６号明細書により、切換可能な係数の組を有する伝達
素子に並列に、第２のデジタル伝達素子を有する第２の
分岐路を設けることが提案、されている。第１の伝達素
子の伝達関数を変化したい場合には、第１の伝達素子の
係数を変化する代わりに、第２の伝達素子の係数を所望
の値に切換える。第２の伝達素子の出力量はしかし切換
手段を介して、第２の伝達素子のビルドアップ時間だけ
遅延して作動するディスクリミネータが、双方の伝達素
子の出力量を比較した後に切換手段の切換えを行った後
に初めて伝送装置の出力側に供給される。
．６号明細書により、切換可能な係数の組を有する伝達
素子に並列に、第２のデジタル伝達素子を有する第２の
分岐路を設けることが提案、されている。第１の伝達素
子の伝達関数を変化したい場合には、第１の伝達素子の
係数を変化する代わりに、第２の伝達素子の係数を所望
の値に切換える。第２の伝達素子の出力量はしかし切換
手段を介して、第２の伝達素子のビルドアップ時間だけ
遅延して作動するディスクリミネータが、双方の伝達素
子の出力量を比較した後に切換手段の切換えを行った後
に初めて伝送装置の出力側に供給される。
伝送装置はしかし種々の欠点を有し、その内の最も重大
な欠点は、ハードウェアコスト又は計算コストを、係数
切換えを可能にするために２倍にしなければならない点
である。
な欠点は、ハードウェアコスト又は計算コストを、係数
切換えを可能にするために２倍にしなければならない点
である。
さらに西独特許出願第Ｐ３３３３２７５．４号明細書に
より、伝達素子に切換手段を介して、伝達素子の伝達関
数が細かいステップで初期伝達関数から終期伝達関数へ
変化するように作用する（初期係数組と終期係数組との
間の補間値により形成される）中間係数を対応させるこ
とが提案された。
より、伝達素子に切換手段を介して、伝達素子の伝達関
数が細かいステップで初期伝達関数から終期伝達関数へ
変化するように作用する（初期係数組と終期係数組との
間の補間値により形成される）中間係数を対応させるこ
とが提案された。
この伝送装置も次のような欠点を有する。
１、突然の切換えに比して大幅に改善するために、多く
の場合に比較的多くの中間段階が必要である。
の場合に比較的多くの中間段階が必要である。
２、 これらの中間段階の間には伝達係数は、互いに無
関係に、それらのその都度の初期値と終期値との間で線
形補間されなければならない。この場合に、これらの中
間係数に対応する伝達関数は、初期伝達関数又は終期伝
達関数から、これらの初期伝達関数及び終期伝達関数の
間の偏移に比して大幅に大きく偏移することかある。
関係に、それらのその都度の初期値と終期値との間で線
形補間されなければならない。この場合に、これらの中
間係数に対応する伝達関数は、初期伝達関数又は終期伝
達関数から、これらの初期伝達関数及び終期伝達関数の
間の偏移に比して大幅に大きく偏移することかある。
３、中間係数を得るためには特別の補間手段が必要であ
る。
る。
別の１つの西独特許出願第３７０２２１５号明細書、Ｂ
Ｋ８６／１４１により初期係数組と終期係数組との間に
ただ１つの中間係数組を、切換えの際に発生することが
予測される障害出力を最小にするように決めることが提
案されている。この中間係数組の計算はしかし複雑で、
コストがかかり、ただ中間組をただ１つだけ使用すると
、場合によっては切換えの際にクラック音が発生するこ
とがある。
Ｋ８６／１４１により初期係数組と終期係数組との間に
ただ１つの中間係数組を、切換えの際に発生することが
予測される障害出力を最小にするように決めることが提
案されている。この中間係数組の計算はしかし複雑で、
コストがかかり、ただ中間組をただ１つだけ使用すると
、場合によっては切換えの際にクラック音が発生するこ
とがある。
発明が解決しようとする課題
本発明の課題は、出来るかぎり僅かな計算及び回路コス
トで出来るかぎり障害の少ない切換えを行うことのでき
る、冒頭に述べた形式の伝送方法及び伝送装置を提供す
ることにある。
トで出来るかぎり障害の少ない切換えを行うことのでき
る、冒頭に述べた形式の伝送方法及び伝送装置を提供す
ることにある。
課題を解決するための手段
上記課題は、請求項１又は４に記載の特徴部分に記載の
特徴を有する方法と、請求項５又は８に記載の特徴部分
に記載の構成を有する装置により解決される。有利な実
施例はその他の請求項に記載されている。
特徴を有する方法と、請求項５又は８に記載の特徴部分
に記載の構成を有する装置により解決される。有利な実
施例はその他の請求項に記載されている。
本発明は、初期係数組と終期係数組との間の補間を線形
に行うのではなく、初期位置の極又は零点と、終期位置
の極又は零点との間の差をｎ個の段階で補間するか、又
は、例えば中心周波数・増幅度・帯域幅・基準周波数・
低域フィルタ又は高域フィルタの遮断周波数・中心周波
数及び帯域が一定の場合の等化器フィルタの極限増幅度
又は減衰等の第３のパラメータの初期位置と終期位置と
の間のベクトルを線形に補間するように補間係数切換え
を改善するという思想から出発している。
に行うのではなく、初期位置の極又は零点と、終期位置
の極又は零点との間の差をｎ個の段階で補間するか、又
は、例えば中心周波数・増幅度・帯域幅・基準周波数・
低域フィルタ又は高域フィルタの遮断周波数・中心周波
数及び帯域が一定の場合の等化器フィルタの極限増幅度
又は減衰等の第３のパラメータの初期位置と終期位置と
の間のベクトルを線形に補間するように補間係数切換え
を改善するという思想から出発している。
発明の効果
本発明により、補間係数切換えを上記のように改善する
ことにより、低コストで、切換えの際のクリック音等の
障害のない切換えが可能となる。
ことにより、低コストで、切換えの際のクリック音等の
障害のない切換えが可能となる。
、 実施例
次に本発明を実施例に基づいて図を用いて説明する。第
り図は２平面であり、これは、複素数周波数ｚ ： −
Ｊ ２ ｒ ｆ ／ ｆ Ａ （但しｆＡ−標本化周
波数）のための平面であり、初期零点はｎｍｏにより示
され、これの共役複素数はｎｍＯにより示され、初期極
はＰ’ｍＯにより示され、これの共役複素数種はＰｍｏ
により示されている。終期零点はｎｍＮ又はｎｍＮによ
り↓ 示され、終期極ＰｍＮ及びｆｉｌ Ｐ ｍ Ｎにより示
されている。初期値、即ち切換前の値と、終期値、即ち
切換後の値はそれぞれ、１本の直線により互いに接続さ
れ、この距離はそれぞれ、Ｎｌｉの等間隔の部分に細分
分割される。従って切換はそれぞれ、１つのこのような
インクリメント分だけのインクリメント後続切換により
行われる。中間零点の代表としてｎｍｎ及びｎｍｎが示
され、中間極としてＰｍｎ及びＰｍｎが示されている。
り図は２平面であり、これは、複素数周波数ｚ ： −
Ｊ ２ ｒ ｆ ／ ｆ Ａ （但しｆＡ−標本化周
波数）のための平面であり、初期零点はｎｍｏにより示
され、これの共役複素数はｎｍＯにより示され、初期極
はＰ’ｍＯにより示され、これの共役複素数種はＰｍｏ
により示されている。終期零点はｎｍＮ又はｎｍＮによ
り↓ 示され、終期極ＰｍＮ及びｆｉｌ Ｐ ｍ Ｎにより示
されている。初期値、即ち切換前の値と、終期値、即ち
切換後の値はそれぞれ、１本の直線により互いに接続さ
れ、この距離はそれぞれ、Ｎｌｉの等間隔の部分に細分
分割される。従って切換はそれぞれ、１つのこのような
インクリメント分だけのインクリメント後続切換により
行われる。中間零点の代表としてｎｍｎ及びｎｍｎが示
され、中間極としてＰｍｎ及びＰｍｎが示されている。
請求項１に記載の前述の方法を実現するために極及び零
点の実数部分と虚数部分とをそれぞれ線形補間して次式
が得られる（ｐ及びｎの代わりに次に一般パラメータ１
を使用する）。
点の実数部分と虚数部分とをそれぞれ線形補間して次式
が得られる（ｐ及びｎの代わりに次に一般パラメータ１
を使用する）。
ｑｎ＝ｑＯ＋ｎ＋（ｑＮ＝ｑＯ）／Ｎ−且０＋ｎ、Δｑ
／Ｎ 又は、実数部分と虚数部分のそれぞれに対して次式が得
られる（但しｎ−１＋Ｌ・・・・・・・・・Ｎ）。
／Ｎ 又は、実数部分と虚数部分のそれぞれに対して次式が得
られる（但しｎ−１＋Ｌ・・・・・・・・・Ｎ）。
Ｒｅ （ｑｎ）−Ｒｅ （ｑＯ）＋ｎ、Ｒｅ （Δｑ）
／Ｎ Ｉｍ （ｑｎ）＝Ｉｍ （ｑＯ） ＋ｎ．Ｉｍ （Δｑ
）／Ｎ 第２図においては、２次の直接形のデジタルフィルタの
ブロック回路図が示されている。このブロックはより高
い次数のフィルタの部分システムとして使用することも
できる。入力値Ｘ（Ｋ Ｔ）は係数ａＯを用いて重み付
けされその都度ステップクロックＴだけ遅延する第１の
遅延素子Ｔに入力されまた、第２の係数ａｌにより重み
付けされ第２の遅延素子Ｔに入力されならびに第３の係
数ａ２により重み付けされ出力信号ｙ （ＫＴ）の一方
の部分として取り出される。出力信号ｙ （ＫＴ）の他
方の部分は第２の遅延素子の出力信号である。この出力
信号は−ｂｌにより重み付けされ、第２の遅延素子に帰
還結合され、また−ｂＯにより重み付けされ第１の遅延
素子に帰還結合される。
／Ｎ Ｉｍ （ｑｎ）＝Ｉｍ （ｑＯ） ＋ｎ．Ｉｍ （Δｑ
）／Ｎ 第２図においては、２次の直接形のデジタルフィルタの
ブロック回路図が示されている。このブロックはより高
い次数のフィルタの部分システムとして使用することも
できる。入力値Ｘ（Ｋ Ｔ）は係数ａＯを用いて重み付
けされその都度ステップクロックＴだけ遅延する第１の
遅延素子Ｔに入力されまた、第２の係数ａｌにより重み
付けされ第２の遅延素子Ｔに入力されならびに第３の係
数ａ２により重み付けされ出力信号ｙ （ＫＴ）の一方
の部分として取り出される。出力信号ｙ （ＫＴ）の他
方の部分は第２の遅延素子の出力信号である。この出力
信号は−ｂｌにより重み付けされ、第２の遅延素子に帰
還結合され、また−ｂＯにより重み付けされ第１の遅延
素子に帰還結合される。
このフィルタの伝達関数はＨ（ｚ） ＝Ｙ （ｚ） ／
Ｘ （ｚ）である（但しＸ （ｚ）はｘ （ＫＴ）を２
変換して得られた関数）。
Ｘ （ｚ）である（但しＸ （ｚ）はｘ （ＫＴ）を２
変換して得られた関数）。
次式はこの伝達関数を係数により表している次式はこの
伝達関数を極ｐ及びｐと、零点ｎ、ｎにより表している
。
伝達関数を極ｐ及びｐと、零点ｎ、ｎにより表している
。
係数の比較により、任意の１つの中間状態インデックス
ｎにおける係数を次式により表すことができる。
ｎにおける係数を次式により表すことができる。
ａｌ ＝−２ａ２Ｒｅ （ｎ ）
ｎ ｎａｏ
＝ａ２１ｎ ｌ２＝ａ２［Ｒｅ２（ｎｎ）＋Ｊｍ２（
ｎｏ）］ｎｎ ｎ ｂｌ −−２Ｒｅ （ｐ ） ｎ ｎ ｂｏ −１ｐ １２−Ｒｅ”（ｐ ）＋Ｊｍ２（
ｐ ）ｎｎ ｎ
ｎａ２＝一定 結論：ａｌ 及びｂｌｎは、極及び零点を線形補間する
際に同様に線形に変化するが、ａＯ。
＝ａ２１ｎ ｌ２＝ａ２［Ｒｅ２（ｎｎ）＋Ｊｍ２（
ｎｏ）］ｎｎ ｎ ｂｌ −−２Ｒｅ （ｐ ） ｎ ｎ ｂｏ −１ｐ １２−Ｒｅ”（ｐ ）＋Ｊｍ２（
ｐ ）ｎｎ ｎ
ｎａ２＝一定 結論：ａｌ 及びｂｌｎは、極及び零点を線形補間する
際に同様に線形に変化するが、ａＯ。
及びｂＯは線形に変化しない。
第２の例として第３図は、この場合には平行形である、
２次の部分システムとして、正常形の状態空間構造にお
けるデジタルフィルタのブロック回路図を示し、従って
入力信号ｘ（ｋＴ）から出力信号ｙ （ｋＴ）への直接
の接続がない。入力信号はｂｌにより重み付けされ、第
１の遅延素子に供給され、第１の遅延素子の出力信号は
ａ２１により重み付けされ第２の遅延素子□に供給され
、またｃｌにより重み付けされ出力信号の一方の部分が
取出される。両方の遅延素子は係数ａｌｌ及びａ２２に
よる重み付けにより直接に帰還結合されている。更に、
係数ａ１２での重み付けにより、第２の遅延素子の出力
側から第１の遅延素子の入力側へ帰還結合が行われ、係
数ａ２１での重み付けにより、第１の遅延素子の出力側
から第２の遅延素子入力側へ帰還結合が行われ、このよ
うにして交差帰還結合が形成される。
２次の部分システムとして、正常形の状態空間構造にお
けるデジタルフィルタのブロック回路図を示し、従って
入力信号ｘ（ｋＴ）から出力信号ｙ （ｋＴ）への直接
の接続がない。入力信号はｂｌにより重み付けされ、第
１の遅延素子に供給され、第１の遅延素子の出力信号は
ａ２１により重み付けされ第２の遅延素子□に供給され
、またｃｌにより重み付けされ出力信号の一方の部分が
取出される。両方の遅延素子は係数ａｌｌ及びａ２２に
よる重み付けにより直接に帰還結合されている。更に、
係数ａ１２での重み付けにより、第２の遅延素子の出力
側から第１の遅延素子の入力側へ帰還結合が行われ、係
数ａ２１での重み付けにより、第１の遅延素子の出力側
から第２の遅延素子入力側へ帰還結合が行われ、このよ
うにして交差帰還結合が形成される。
例えば次の２つの式が成立つ。
ａｌｌ＝ａ２２−実数部分（ｐ）
ａ１２＝−ａ２１−虚数部分（ｐ）
係数により伝達関数は次式のように表される又、極ｐ及
びｐと零点ｎ（実数）により伝達関数は次式のように表
される。
びｐと零点ｎ（実数）により伝達関数は次式のように表
される。
次の２つの式
％式％（）
が成立つと仮定すると、
この仮定の下に、任意の中間状態インデックスｎに対し
て、上記の伝達関数の係数比較によりＪｍ（ｐｎ）≠０
の場合には、すべてのｎに対して次式 を得、ｎ ｎ −Ｒｅ （ｐ ｎ）≠０の場合には、す
べてのｎに対して次式 を得ることができる。この例における結果として、すべ
ての係数は、極及び零点を線形補間する際に、ｃｌ 又
はＣ２ｎ以外は同様に線形に変化する。更に、ｂｌｎ及
びＣ２ｎ又はｃ ｌ ｎの変化は任意に前もって与える
ことができ、これらの所定値に、ｃｌｎ又はＣ２ｎの非
線形変化は依存する。
て、上記の伝達関数の係数比較によりＪｍ（ｐｎ）≠０
の場合には、すべてのｎに対して次式 を得、ｎ ｎ −Ｒｅ （ｐ ｎ）≠０の場合には、す
べてのｎに対して次式 を得ることができる。この例における結果として、すべ
ての係数は、極及び零点を線形補間する際に、ｃｌ 又
はＣ２ｎ以外は同様に線形に変化する。更に、ｂｌｎ及
びＣ２ｎ又はｃ ｌ ｎの変化は任意に前もって与える
ことができ、これらの所定値に、ｃｌｎ又はＣ２ｎの非
線形変化は依存する。
第４ａ図及び第４ｂ図及び第４Ｃ図は、シスタムパラメ
ータのｔ；めの例を説明するために用いられる特性曲線
である。第４ａ図においては、遮断周波数ｆｇを有する
低域フィルタの周波数ｆにわたっての、伝達特性Ｈが、
可変パラメータとして示されている。
ータのｔ；めの例を説明するために用いられる特性曲線
である。第４ａ図においては、遮断周波数ｆｇを有する
低域フィルタの周波数ｆにわたっての、伝達特性Ｈが、
可変パラメータとして示されている。
第４ｂ図においては、等化器フィルタのための、周波数
ｆにわたる増幅特性が示され、この場合には例えば中心
周波数ｆｍは一定であり、帯域幅は一定であり、最適増
幅度ｖ□及び減衰度を変化することができる。勿論、最
適増幅度ｖｏが一定であり、中心周波数ｆｍが一定であ
る場合に、システムパラメータ中心周波数ｆｍを線形に
変化させることも可能であり、又、最適増幅度ｖｏが一
定であり、中心周波数ｔｍが一定である場合に、帯域幅
を変化させることも可能である。第４ｃ図は低域（高域
）シエルヴイング（Ｓｃｈｅｌｖｉｎｇ） ７４ルタの
伝達関数特性を示し、例えば、増幅度が対数関数の尺度
で１／２の値を取る基準周波数ｆ ＶＯ／２を一定に保
持する場合にシステムパラメータ増幅度Ｖ。を線形に変
化させるか、又は最適増幅度を一定に保持する場合に基
準周波数ｆ ＶＯ／１！を線形に変化させることができ
る。
ｆにわたる増幅特性が示され、この場合には例えば中心
周波数ｆｍは一定であり、帯域幅は一定であり、最適増
幅度ｖ□及び減衰度を変化することができる。勿論、最
適増幅度ｖｏが一定であり、中心周波数ｆｍが一定であ
る場合に、システムパラメータ中心周波数ｆｍを線形に
変化させることも可能であり、又、最適増幅度ｖｏが一
定であり、中心周波数ｔｍが一定である場合に、帯域幅
を変化させることも可能である。第４ｃ図は低域（高域
）シエルヴイング（Ｓｃｈｅｌｖｉｎｇ） ７４ルタの
伝達関数特性を示し、例えば、増幅度が対数関数の尺度
で１／２の値を取る基準周波数ｆ ＶＯ／２を一定に保
持する場合にシステムパラメータ増幅度Ｖ。を線形に変
化させるか、又は最適増幅度を一定に保持する場合に基
準周波数ｆ ＶＯ／１！を線形に変化させることができ
る。
第５図には、本発明の方法を実現するための装置のため
のブロック回路図が示されている。
のブロック回路図が示されている。
右側には、入力量がｘ （ｋＴ）で出力量がｙ（ｋＴ）
である切換可能なデジタルフィルタが示されている。切
換えのためには補助計算機ＨＲが用いられ、この補助計
算機ＨＲは、自身に入力されたシステムパラメータ、即
ち初期値ｑＯ及び終期値ｑＮから線形補間により、対応
する中間値ｑｎ又はインクリメントｑｎを算出し、この
値から、対応する中間係数の組ｃｎを求め、この中間係
数の組ｃｎはデジタルフィルタに入力される。入力パラ
メータが初期中間係数の組ｃＯ又は終期中間係数の組ｃ
Ｎである場合には、別の計算機ＶＲにより、対応する初
期零点ｎｍｏ°及び終期零点ｎｍＮ、又は初期極Ｐｍ。
である切換可能なデジタルフィルタが示されている。切
換えのためには補助計算機ＨＲが用いられ、この補助計
算機ＨＲは、自身に入力されたシステムパラメータ、即
ち初期値ｑＯ及び終期値ｑＮから線形補間により、対応
する中間値ｑｎ又はインクリメントｑｎを算出し、この
値から、対応する中間係数の組ｃｎを求め、この中間係
数の組ｃｎはデジタルフィルタに入力される。入力パラ
メータが初期中間係数の組ｃＯ又は終期中間係数の組ｃ
Ｎである場合には、別の計算機ＶＲにより、対応する初
期零点ｎｍｏ°及び終期零点ｎｍＮ、又は初期極Ｐｍ。
及び終期極ＰｍＮが求められる。次いで前置計算機ＶＲ
の結果は、補助計算機ＨＲにシス手ムパラメータとして
供給され、更に処理される。
の結果は、補助計算機ＨＲにシス手ムパラメータとして
供給され、更に処理される。
第６図においては１、インクリメントΔｑ／Ｎと入力シ
ステムパラメータｉｏからその都度に中間シスタムパラ
メータｑｎを求める装置のブロック回路図が示されてい
る。このために遅延素子Ｔが設けられ、この遅延素子Ｔ
に始めにスイッチを介して入力量ｑＯが入力される。遅
延素子Ｔは加算素子を介して正帰還され、この加算素子
には自身の第２の入力側と第２のスイッチとを介してイ
ンクリメントΔｑ ／ Ｎが供給される。両方のスイッ
チはカウンタ２により制御され、第１のスイッチはスタ
ート時に短時間にわたり初期システムパラメータ値ｉｏ
を通し、第２のスイッチはインクリメントΔｑ／Ｎの入
力を、カウンタ２が値Ｎに達するまで行う。
ステムパラメータｉｏからその都度に中間シスタムパラ
メータｑｎを求める装置のブロック回路図が示されてい
る。このために遅延素子Ｔが設けられ、この遅延素子Ｔ
に始めにスイッチを介して入力量ｑＯが入力される。遅
延素子Ｔは加算素子を介して正帰還され、この加算素子
には自身の第２の入力側と第２のスイッチとを介してイ
ンクリメントΔｑ ／ Ｎが供給される。両方のスイッ
チはカウンタ２により制御され、第１のスイッチはスタ
ート時に短時間にわたり初期システムパラメータ値ｉｏ
を通し、第２のスイッチはインクリメントΔｑ／Ｎの入
力を、カウンタ２が値Ｎに達するまで行う。
【図面の簡単な説明】
第１図は零点及び極の時間変化を示す線図、第２図は２
次の形の直接形のデジタルフィルタのブロック回路図、
第３図は状態空間構造におけるデジタルフィルタ、のブ
ロック回路図、第４ａ・図は低域フィルタの伝達特性を
示す線図、第４ｂ図は等化器のための増幅特性を示す線
図、第４ｃ図は低域（高域）シェルヴイングフィルタの
伝達特性を示す線図、第５図は本発明の方法を実現する
装置のブロック回路図、第６図は中間システムパラメー
タを求めるための装置のブロック回路図である。 ｎ ｍ ｏ・・・初期零点、ｎｍｎ・・・中間零点、ｎ
ｍＮ・・・終期零点、Ｐｍｏ・・・初期極、Ｐ ｍ ｎ
・・・中間極、ＰｍＮ・・・終期極、ｘ（ｋＴ）・・・
久方信号、ｙ （ｋＴ）・・・出力信号、Ｔ・・・遅延
素子、ｆ・・・周波数、ｖ。・・・最適増幅度 虚数部
次の形の直接形のデジタルフィルタのブロック回路図、
第３図は状態空間構造におけるデジタルフィルタ、のブ
ロック回路図、第４ａ・図は低域フィルタの伝達特性を
示す線図、第４ｂ図は等化器のための増幅特性を示す線
図、第４ｃ図は低域（高域）シェルヴイングフィルタの
伝達特性を示す線図、第５図は本発明の方法を実現する
装置のブロック回路図、第６図は中間システムパラメー
タを求めるための装置のブロック回路図である。 ｎ ｍ ｏ・・・初期零点、ｎｍｎ・・・中間零点、ｎ
ｍＮ・・・終期零点、Ｐｍｏ・・・初期極、Ｐ ｍ ｎ
・・・中間極、ＰｍＮ・・・終期極、ｘ（ｋＴ）・・・
久方信号、ｙ （ｋＴ）・・・出力信号、Ｔ・・・遅延
素子、ｆ・・・周波数、ｖ。・・・最適増幅度 虚数部
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、符号化された標本により動作し、初期伝達関数から
出発してほぼ障害なしに終期伝達関数まで伝達関数を動
作の中断なしに変化することができ、その都度に伝達素
子に対応する伝達係数のための切換手段により、初期係
数組から終期係数組への切換えが行われるデジタル伝送
方法において、初期係数組￥ｃ￥Ｏから終期係数組￥ｃ
￥Ｎへの前記切換えを多段階で、極Ｐｍｏ及び零点ｎｍ
ｏの位置を、前記初期係数組￥ｃ￥Ｏと前記終期係数組
￥ｃ￥Ｎとのための複素数周波数のｚ平面において決定
することができるように行い、前記初期係数組に対する
前記極Ｐｍｏと、前記終期係数組に対する対応する極Ｐ
ｍＮとの間の差と、前記初期係数組に対する零点Ｎｍｏ
と、前記終期係数組に対する対応する零点ｎｍＮとの間
の差とをＮ個の部分に分割し、前記初期極Ｐｍｏと前記
終期極ＰｍＮとの間に位置する極Ｐｍｎと、前記初期零
点ｎｍｏと前記終期零点ｎｍＮとの間に位置する零点ｎ
ｍｎとのそれぞれのために中間係数組￥ｃ￥ｎを求め、
前記初期係数組から出発して段階的にその都度に、終期
係数組ｃＮに達するまで、後続のインクリメントに対応
する中間係数組￥ｃ￥ｎに切換えることを特徴とするデ
ジタル伝送方法。 ２、初期係数組￥ｃ￥Ｏから終期係数組￥ｃ￥Ｎへの切
換えをＮ個の中間段階で等間隔のインクリメントで線形
補間し、前記線形補間は、初期極と終期極との間、又は
初期零点と終期零点との間の複素数ベクトルの実数部分
と虚数部分とを線形補間して、 ￥ｑ￥ｎ＝￥ｑ￥Ｏ＋ｎ（￥ｑ￥Ｎ−￥ｑ￥Ｏ）／Ｎ＝
￥ｑ￥Ｏ＋ＮΔｑ／Ｎ 又は Ｒｅ（￥ｑ￥Ｏ）＋ｎ／Ｎ．Ｒｅ（Δ￥ｑ￥）及び Ｉｍ（￥ｑ￥Ｏ）＋ｎ／Ｎ．Ｉｍ（Δ￥ｑ￥）を得る（
但しｎ＝１，２，………Ｎ）ことにより行うことを特徴
とする請求項１に記載のデジタル伝送方法。 ３、初期係数組￥ｃ￥Ｏから終期係数組￥ｃ￥Ｎへの切
換えをＮ個の中間段階で非線形、例えば対数インクリメ
ントにより補間することを特徴とする請求項１に記載の
デジタル伝送方法。 ４、符号化された標本により動作し、初期伝達関数から
出発してほぼ障害なしに終期伝達関数まで伝達関数を動
作の中断なしに変化することができ、その都度に伝達素
子に対応する伝達係数のための切換手段により、初期係
数組から終期係数組への切換えが行われるデジタル伝送
方法において、初期係数組￥ｃ￥Ｏから終期係数組￥ｃ
￥Ｎへの前記切換えを多段階で行って、前もって与えら
れているシステムパラメータを、初期値￥ｑ￥Ｏから出
発して中間値￥ｑ￥ｎを経由して所望の終期値￥ｑ￥Ｎ
へ、等間隔のインクリメントで、￥ｑ￥ｎ＝￥ｑ￥Ｏ＋
ｎ・（￥ｑ￥Ｎ−￥ｑ￥Ｏ）／Ｎ＝￥ｑ￥ｑＯ＋ｎ・Δ
￥ｑ￥／Ｎにより線形補間し、これらの中間値のそれぞ
れに対して、対応する中間係数組￥ｃ￥ｎを求め、初期
係数組￥ｃ￥Ｏから出発して段階的にその都度、終期係
数組￥ｃ￥Ｎに達するまで、後続のインクリメントに対
応する中間係数組￥ｃ￥ｎに切換えることを特徴とする
デジタル伝送方法。 ５、符号化された標本により動作し、初期伝達関数から
出発してほぼ障害なしに終期伝達関数まで伝達関数を動
作の中断なしに変化することができ、その都度の伝達素
子に対応する伝達係数のための切換手段により初期係数
組から終期係数組への切換えを行うデジタル伝送装置に
おいて、極Ｐｍｏ及び零点ｎｍｏの位置を、初期係数組
￥ｃ￥Ｏと終期係数組￥ｃ￥Ｎに対する複素数周波数の
ｚ平面の中に決定しかつ前記初期係数組￥ｃ￥Ｏと前記
終期係数組￥ｃ￥Ｎとにより、前記初期係数組に対する
極Ｐｍｏと、前記終期係数組に対する極ＰｍＮとの間の
差と、前記初期係数組に対する零点Ｎｍｏと、前記終期
係数組に対する対応する零点ｎｍＮとの間の差とのそれ
ぞれをＮ個の部分に分割し、かつ前記初期係数組￥ｃ￥
Ｏと前記終期係数組￥ｃ￥Ｎとにより、前記初期極Ｐｍ
ｏと前記終期極ＰｍＮとの間に位置する極Ｐｍｎと、前
記初期零点ｎｍｏと前記終期零点ｎｍＮとの間に位置す
る零点ｎｍｎとのそれぞれのために中間係数組￥ｃ￥ｎ
を求める手段を設け、前記切換手段を、前記初期係数か
ら出発して段階的にその都度に、終期係数組￥ｃ￥Ｎに
到達するまで、次に続くインクリメントに対応する中間
係数組￥ｃ￥ｎに切換えるように構成したことを特徴と
するデジタル伝送装置。 ６、初期係数組￥ｃ￥Ｏから終期係数組￥ｃ￥Ｎへの切
換えをＮ個の段階で、等間隔のインクリメントにより線
形補間し、前記線形補間は、初期極と終期極との間、又
は、初期零点と終期極との間の複素数ベクトルの実数部
分及び虚数部分を線形補間して、 ￥ｑ￥ｎ＝￥ｑ￥Ｏ＋ｎ（￥ｑ￥Ｎ−￥ｑ￥Ｏ）／Ｎ＝
￥ｑ￥Ｏ＋ＮΔ￥ｑ￥／Ｎ 又は、 Ｒｅ（￥ｑ￥Ｏ）＋ｎ／Ｎ．Ｒｅ（Δ￥ｑ￥）及び Ｉｍ（￥ｑ￥Ｏ）＋ｎ／Ｎ．Ｉｍ（Δ￥ｑ￥）を得る（
但しｎ＝１，２，………Ｎ）手段を設けたことを特徴と
する請求項５に記載のデジタル伝送装置。 ７、初期係数組￥ｃ￥Ｏから終期係数組￥ｃ￥Ｎへの切
換えをＮ個の中間段階で非線形、例えば対数インクリメ
ントにより補間する手段を設けたことを特徴とする請求
項５に記載のデジタル伝送装置。 ８、デジタル伝送装置であって、符号化された標本によ
り動作し、前記デジタル伝送装置の初期伝達関数から出
発してほぼ障害なしに終期伝達関数まで伝達関数を動作
の中断なしに変化することができ、その都度の伝達素子
に対応する伝達係数のための切換手段により初期係数組
から終期係数組への切換えを行うデジタル伝送装置にお
いて、初期係数組￥ｃ￥Ｏから終期係数組￥ｃ￥Ｎへの
前記切換えを多段階で行って、前もって与えられている
システムパラメータを、初期値￥ｑ￥Ｏから出発して中
間値￥ｑ￥ｎを経由して所望の終期値￥ｑ￥Ｎへ等間隔
のインクリメントで、￥ｑ￥ｎ＝￥ｑ￥Ｏ＋ｎ．（￥ｑ
￥Ｎ−￥ｑ￥Ｏ）／Ｎ＝￥ｑ￥Ｏ＋ｎ・Δ￥ｑ￥／Ｎに
より線形補間し、これらの中間値￥ｑ￥ｎのそれぞれの
ために、対応する中間係数組ｃ￥ｃｎを求める手段を設
け、前記切換手段を、初期係数組￥ｃ￥Ｏから出発して
段階的にその都度に、終期係数組￥ｃ￥Ｎに到達するま
で、次に続くインクリメントに対応する中間係数組￥ｃ
￥ｎに切換えるように構成することを特徴とするデジタ
ル伝送装置。 ９、前記手段が計算機（ＶＲ、ＨＲ）を備えている（第
５図）ことを特徴とする請求項５ないし８のうちのいず
れか１項に記載のデジタル伝送装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3803446.8 | 1988-02-05 | ||
| DE19883803446 DE3803446C1 (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01227516A true JPH01227516A (ja) | 1989-09-11 |
Family
ID=6346695
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2595789A Pending JPH01227516A (ja) | 1988-02-05 | 1989-02-06 | デジタル伝送方法およびデジタル伝送装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0326672A1 (ja) |
| JP (1) | JPH01227516A (ja) |
| DE (1) | DE3803446C1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4326427A1 (de) * | 1993-08-06 | 1995-02-09 | Thomson Brandt Gmbh | Digitaler Abtastratenumsetzer |
| US5621345A (en) * | 1995-04-07 | 1997-04-15 | Analog Devices, Inc. | In-phase and quadrature sampling circuit |
| US5835895A (en) * | 1997-08-13 | 1998-11-10 | Microsoft Corporation | Infinite impulse response filter for 3D sound with tap delay line initialization |
| US6661900B1 (en) * | 1998-09-30 | 2003-12-09 | Texas Instruments Incorporated | Digital graphic equalizer control system and method |
| EP0991184B1 (en) * | 1998-09-30 | 2009-04-22 | Texas Instruments Incorporated | Digital tone control with linear step coefficients |
| US6393450B1 (en) * | 1999-08-25 | 2002-05-21 | Visteon Global Technologies, Inc. | Switched bandwidth digital filters with slewing |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2164156C3 (de) * | 1971-12-23 | 1975-08-14 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Pulsradarempfänger mit dem Bewegtzeichenfilter nachgeschaltetem digitalem Tiefpaß variabler Grenzfrequenz |
| DE3333275A1 (de) * | 1983-09-15 | 1985-04-18 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Uebertragungsanordnung fuer digitale signale |
| DE3333274A1 (de) * | 1983-09-15 | 1985-04-18 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Uebertragungsanordnung fuer digitale signale |
| DE3621632A1 (de) * | 1986-06-27 | 1988-01-14 | Matthias Bogner | Digitale signaluebertragungsanordnung mit veraenderbarer uebertragungsfunktion |
| DE3702215A1 (de) * | 1987-01-26 | 1988-08-04 | Ant Nachrichtentech | Uebertragungsanordnung fuer digitale signale |
-
1988
- 1988-02-05 DE DE19883803446 patent/DE3803446C1/de not_active Expired
- 1988-11-30 EP EP88119945A patent/EP0326672A1/de not_active Ceased
-
1989
- 1989-02-06 JP JP2595789A patent/JPH01227516A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3803446C1 (ja) | 1989-08-10 |
| EP0326672A1 (de) | 1989-08-09 |
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