JPH01236705A - Frequency multiplier - Google Patents
Frequency multiplierInfo
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- JPH01236705A JPH01236705A JP6303988A JP6303988A JPH01236705A JP H01236705 A JPH01236705 A JP H01236705A JP 6303988 A JP6303988 A JP 6303988A JP 6303988 A JP6303988 A JP 6303988A JP H01236705 A JPH01236705 A JP H01236705A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
入力信号周波数をＮ逓倍（Ｎは整数）して出力する周波
数逓倍器の回路構成に関し、
小型化を図ると共に、逓倍特性の改善に寄与することが
可能な周波数逓倍器を提供することを目的とし、
入力信号が導入される入力側低域フィルタ、当該入力側
低域フィルタに結合される入力側整合回路、当該入力側
整合回路に結合される逓倍素子、当該逓倍素子に結合さ
れる出力側整合回路、当該出力側整合回路に結合される
出力側帯域フィルタ、当該出力側帯域フィルタに結合さ
れて所望する周波数信号を出力する出力導波管をそなえ
、上記入力信号の周波数を整数倍の周波数に逓倍して所
望する整数倍の周波数の出力信号を上記出力導波管より
出力するよう構成された周波数逓倍器において、所望す
るＮ逓倍波を通過させかつ（Ｎ−１）逓倍波以下の周波
数出力を遮断する中継導波管をそなえ、当該中継導波管
を上記出力側帯域フィルタと上記出力導波管との間に介
在せしめるよう構成する。[Detailed Description of the Invention] [Summary] Regarding the circuit configuration of a frequency multiplier that multiplies the input signal frequency by N (N is an integer) and outputs the result, it is possible to reduce the size and contribute to improving the multiplication characteristics. The purpose of the invention is to provide a frequency multiplier, which includes an input-side low-pass filter into which an input signal is introduced, an input-side matching circuit coupled to the input-side low-pass filter, and a multiplier element coupled to the input-side matching circuit. , an output-side matching circuit coupled to the multiplier element, an output-side bandpass filter coupled to the output-side matching circuit, and an output waveguide coupled to the output-side bandpass filter to output a desired frequency signal, A frequency multiplier configured to multiply the frequency of the input signal to an integral multiple of the frequency and output an output signal of a desired integral multiple of the frequency from the output waveguide, which passes a desired N-multiple wave and (N-1) A relay waveguide is provided for blocking frequency output below the multiplied wave, and the relay waveguide is configured to be interposed between the output-side bandpass filter and the output waveguide.
本発明は、周波数逓倍器、特にマイクロ波周波数帯で使
用される周波数逓倍器に関するものである。The present invention relates to frequency multipliers, particularly those used in the microwave frequency band.
マイクロ波周波数帯で使用される周波数逓倍器としては
、従来から種々の構成が提案されているが、第３図図示
従来例もその一つである。なお、第３図図示従来例は、
１２Ｇ＋（Ｚ（ギガヘルツ）の周波数帯の入力を３６Ｇ
Ｈｚの周波数帯の出力に変換して出力するいわゆる３逓
倍器であり、第３図（Ａ）は平面図、第３図（Ｂ）は第
３図（Ａ）図示矢印Ａ−Ａにおける側断面図、第３図（
Ｃ）は第３図（Ａ）図示矢印Ｂ−Ｂにおける側面図を示
している。そして、図中の符号ｌは入力側低域フィルタ
、２は入力側整合回路、３は逓倍素子、４は出力側整合
回路、５は出力側帯域フィルタ、６は出力導波管、７は
同軸コネクタ、８はコンデンサ、９は導波管変換器を表
す。周知のように、上記逓倍素子３としては、バラクタ
・ダイオード。Various configurations have been proposed for frequency multipliers used in the microwave frequency band, and the conventional example shown in FIG. 3 is one of them. In addition, the conventional example shown in FIG.
12G+(Z (gigahertz) frequency band input to 36G)
It is a so-called triple multiplier that converts into an output in the Hz frequency band and outputs it. Fig. 3 (A) is a plan view, and Fig. 3 (B) is a side cross section taken along the arrow A-A in Fig. 3 (A). Figure, Figure 3 (
C) shows a side view taken along arrow B--B in FIG. 3(A). In the figure, l is the input side low-pass filter, 2 is the input side matching circuit, 3 is the multiplier element, 4 is the output side matching circuit, 5 is the output side band filter, 6 is the output waveguide, and 7 is the coaxial 8 represents a connector, 8 represents a capacitor, and 9 represents a waveguide converter. As is well known, the multiplier element 3 is a varactor diode.
ショットキーバリア・ダイオード等のグイオートや、バ
イポーラ・トランジスタ、電界効果型トランジスタ等の
トランジスタが用いられている。Transistors such as Schottky barrier diodes, bipolar transistors, and field effect transistors are used.
従来の周波数逓倍器の構造を示す第３図において、同軸
コネクタ７を介して周波数１２ＧＨｚの入力信号がコン
デンサ８を含む入力側低域フィルタ１に導入される。当
該入力側低域フィルタ１に導入される入力信号は、入力
側低域フィルタｌ。In FIG. 3, which shows the structure of a conventional frequency multiplier, an input signal with a frequency of 12 GHz is introduced into an input-side low-pass filter 1 including a capacitor 8 via a coaxial connector 7 . The input signal introduced into the input-side low-pass filter 1 is input to the input-side low-pass filter l.
入力側整合回路２を経由して、逓倍素子３に入力される
。当該逓倍素子３において発生した周波数２４ＧＨｚ帯
２周波数３６ＧＨｚ帯のマイクロ波は、出力側整合回路
４．出力側帯域フィルタ５を経由して当該出力側帯域フ
ィルタ５の出力端の導波管変換器９から出力導波管６に
出力される。なお、上記出力側帯域フィルタ５は、上記
逓倍素子３において発生した周波数２４ＧＨｚ帯のマイ
クロ波を遮断して周波数３６ＧＨｚ帯のマイクロ波を通
過せしめるように構成されている。従って、上記出力導
波管６から所望する３逓倍波即ち周波数３６ＧＨｚ帯の
マイクロ波を取り出すことができる。通常、上記出力導
波管６としては、ＷＲ＋＝３２０が用いられることが昔
通である。The signal is input to the multiplier element 3 via the input matching circuit 2. The microwaves of 24 GHz band and 36 GHz band generated in the multiplier element 3 are passed through the output side matching circuit 4. It is output from the waveguide converter 9 at the output end of the output side band filter 5 to the output waveguide 6 via the output side band filter 5 . The output-side bandpass filter 5 is configured to block microwaves in the frequency band of 24 GHz generated in the multiplier element 3 and allow microwaves in the frequency band of 36 GHz to pass. Therefore, the desired third harmonic wave, that is, the microwave having a frequency of 36 GHz band can be extracted from the output waveguide 6. Usually, as the output waveguide 6, WR+=320 is used.
第３図図示実施例は、いわゆる３逓倍器であるため、上
記出力側帯域フィルタ５は、前述した如く、上記逓倍素
子３において発生した周波数２４ＣＩ−１ｚ帯のマイク
ロ波を遮断して周波数３６Ｇ！（ｚ帯のマイクロ波をｉ
ｊ１遇せしめるように構成されている。Since the embodiment shown in FIG. 3 is a so-called triple multiplier, the output side bandpass filter 5 cuts off the microwaves in the 24CI-1z band generated in the multiplier element 3, and the frequency 36G! (Z-band microwave is
It is structured so as to make it possible to meet the needs of the public.
しかし、上記出力側帯域フィルタ５は、マイクロ波ＩＣ
回路により構成されているため、帯域が広くなり易いと
言う特性を有している。従って、第３図図示実施例にお
いては、上記出力側帯域フィルタ５において、２逓倍波
即ち周波数２４ＧＨｚ帯のマイクロ波を完全に遮断する
ことができないと言う非所望な問題がある。勿論、帯域
が狭（なるように上記出力側帯域フィルタ５を構成する
ことも可能であるが、帯域を狭くすると、マイクロ波Ｉ
Ｃ回路のＱｏが低いため、３逓倍波即ち周波数３６ＧＨ
ｚ帯のマイクロ波の損失が増加して変換損失が大きくな
ってしまう。However, the output side bandpass filter 5 is a microwave IC.
Since it is composed of circuits, it has the characteristic that the band tends to be wide. Therefore, in the embodiment shown in FIG. 3, there is an undesirable problem in that the output band filter 5 cannot completely block the double harmonic wave, that is, the microwave in the frequency band of 24 GHz. Of course, it is also possible to configure the output side band filter 5 so that the band is narrow, but if the band is narrow, the microwave I
Since the Qo of the C circuit is low, the triplex wave, that is, the frequency is 36 GH.
The loss of microwaves in the Z band increases, resulting in an increase in conversion loss.
また、上記出力導波管６として用いられているＷＲ夏−
３２０の遮断周波数は、約２１０Ｈ２であるため、上記
出力側帯域フィルタ５を通過する２逓倍波即ち周波数２
４ＧＨｚ帯のマイクロ波が３逓倍波即ち周波数３６ＧＨ
ｚ帯のマイクロ波と共に上記出力導波管６の出力に現れ
てしまう。そのため、３逓倍波のみをｊＭ過させる帯域
フィルタを他の導波管で構成して上記出力導波管６の出
力側に追加しなければならないため、組立、調整等が容
易でなく、かつ大型化すると言う非所望な問題があった
。In addition, the WR summer used as the output waveguide 6
Since the cutoff frequency of 320 is approximately 210H2, the second harmonic wave passing through the output side bandpass filter 5, that is, the frequency 2
Microwaves in the 4 GHz band are tripled waves, that is, the frequency is 36 GH.
This appears in the output of the output waveguide 6 together with the Z-band microwave. Therefore, it is necessary to construct a bandpass filter that passes jM only the third harmonic wave using another waveguide and add it to the output side of the output waveguide 6, which is difficult to assemble, adjust, etc., and is large in size. There was an undesirable problem that it became
本発明は、小型化を図ると共に、逓倍特性の改善に寄与
することが可能な周波数逓倍器を提供することを目的と
するものである。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a frequency multiplier that can be miniaturized and contribute to improving multiplication characteristics.
第１図は本発明の基本ブロック図を示す。 FIG. 1 shows a basic block diagram of the invention.
第１図において、符号工ないし６は第３図図示従来例に
対応しており、１０は中継導波管を表している。即ち、
入力側低域フィルタ１ないし出力導波管６は、第３図図
示従来例における入力側低域フィルタｌないし出力導波
管６と同様な動作を行うものである。In FIG. 1, numerals 6 to 6 correspond to the conventional example shown in FIG. 3, and 10 represents a relay waveguide. That is,
The input-side low-pass filter 1 through the output waveguide 6 operate in the same manner as the input-side low-pass filter 1 through the output waveguide 6 in the conventional example shown in FIG.
中継導波管１０は、所望するＮ逓倍波を通過させかつ（
Ｎ−１）逓倍波以下の周波数出力を遮断するものである
。具体例を挙げて説明すると、例えば第３図図示従来例
と同様に、周波数１２ＧＨｚ帯の入力を周波数３６ＧＨ
ｚ帯の出力に変換して出力するいわゆる３逓倍器の場合
、上記出力導波管６にはＷＲＩ−３２０が用いられ、中
継導波管１０にはＷＲＩ−４００が用いられる。当該Ｗ
Ｒ＋−４００の遮断周波数は約２６．４ＧＨｚである。The relay waveguide 10 passes a desired N-multiplied wave and (
N-1) This is to cut off frequency output below the multiplied wave. To explain with a specific example, for example, similar to the conventional example shown in FIG.
In the case of a so-called triple multiplier that converts into a z-band output and outputs it, WRI-320 is used for the output waveguide 6 and WRI-400 is used for the relay waveguide 10. The W
The cutoff frequency of R+-400 is approximately 26.4 GHz.
入力側低域フィルタ１ないし出力側帯域フィルタ５にお
ける動作は第３図図示従来例と同様である。即ち、上記
出力側帯域フィルタ５は、マイクロ波ＩＣ回路により構
成されているため、帯域が広くなり易いと言う特性を有
しており、そのため、所望する出力周波数が入力信号周
波数のＮ逓倍波だとすると、上記出力側帯域フィルタ５
の出力には（Ｎ−１）逓倍波も含まれている。上記中継
導波管１０は、所望するＮ逓倍波を通過させかつ（Ｎ−
１）逓倍波以下の周波数出力を遮断するものであるため
、当該中継導波管ＩＯにおいて、非所望な（Ｎ−１）逓
倍波以下の周波数出力は遮断されかつ所望するＮ逓倍波
のみが通過することにより、出力導波管６からは所望の
Ｎ逓倍波が取り出されることとなる。具体例を挙げて説
明すると、上記中継導波管（ＷＲＩ−４００）１０の遮
断周波数は約２６．４ＧＨｚであるため、上記出力側帯
域フィルタ５の出力に含まれている２４ＧＨｚ帯の２逓
倍波は当該中継導波管１０において遮断され、当該中継
導波管１０からは所望の３逓信波即ち周波数３６ＧＨｚ
帯のマイクロ波のみが出力導波管６を介して出力される
ことになる。The operations of the input-side low-pass filter 1 to the output-side bandpass filter 5 are similar to those of the conventional example shown in FIG. That is, since the output side band filter 5 is constituted by a microwave IC circuit, it has a characteristic that the band tends to be wide. Therefore, if the desired output frequency is N times the input signal frequency, , the output side band filter 5
The output also includes (N-1) multiplied waves. The relay waveguide 10 allows a desired N-multiple wave to pass through and (N−
1) Since the frequency output below the multiplied wave is blocked, in the relay waveguide IO, the undesired frequency output below the (N-1) multiplied wave is blocked, and only the desired N multiplied wave passes. By doing so, a desired N-multiplied wave is extracted from the output waveguide 6. To explain with a specific example, since the cutoff frequency of the relay waveguide (WRI-400) 10 is approximately 26.4 GHz, the double wave of the 24 GHz band included in the output of the output side band filter 5 is blocked in the relay waveguide 10, and from the relay waveguide 10, the desired three transmission waves, that is, the frequency of 36 GHz
Only the microwaves in the band are outputted via the output waveguide 6.
第２０は本発明の一実施例を示す。図中の符号ｌないし
１０は第１図および第３図に対応しており、１１は導波
管接続部であって上記中継導波管１０の出力を出力導波
管６に伝達する部分である。The 20th shows an embodiment of the present invention. Reference numerals l to 10 in the figure correspond to those in FIGS. 1 and 3, and 11 is a waveguide connection part that transmits the output of the relay waveguide 10 to the output waveguide 6. be.
なお、第２図には本発明の一実施例の側断面が示されて
おり、入力側整合回路２および出力側整合回路４は図示
省略されているが、同軸コネクタ７から変換８９に至る
までの回路構成は、第３図図示従来例と全く同様である
。即ち、第２図図示実施例における平面図（図示省略）
は、第３図（Ａ）と実質的に同一であると考えて良い。In addition, FIG. 2 shows a side cross section of one embodiment of the present invention, and although the input side matching circuit 2 and the output side matching circuit 4 are omitted from the illustration, everything from the coaxial connector 7 to the conversion 89 is shown. The circuit configuration is exactly the same as the conventional example shown in FIG. That is, the plan view of the embodiment shown in FIG. 2 (not shown)
may be considered to be substantially the same as FIG. 3(A).
第２図図示実施例を説明するに当たって、説明の都合上
、当該第２図図示実施例は、１２ＧＨｚの周波数帯の入
力を３６ＧＨｚの周波数帯の出力に変換して出力するい
わゆる３逓倍器であるものとして説明する。In explaining the embodiment shown in FIG. 2, for convenience of explanation, the embodiment shown in FIG. 2 is a so-called triple multiplier that converts an input in a 12 GHz frequency band to an output in a 36 GHz frequency band. Explain as a thing.
第２図において、同軸コネクタ７を介して人力される周
波数１２ＧＨｚの入力信号が、入力側低域フィルタ１．
入力側整合回路２．逓倍素子３゜出力側整合回路４．出
力側帯域フィルタ５を経由して、導波管変換器９から中
継導波管ＩＯに、周波数２４ＧＨｚ帯のマイクロ波を含
む周波数３６ＧＨｚ帯のマイクロ波が伝達される動作態
様は、第３図図示従来例に関連して説明した動作態様と
同じである。そして、上記中継導波管１０．はＷＲＩ−
４００でもって構成されており、上記出力導波管６は、
他の回路とのインターフェースをとる必要上ＷＲＩ−３
２０でもって構成されている。In FIG. 2, an input signal with a frequency of 12 GHz inputted manually via a coaxial connector 7 is input to an input side low-pass filter 1.
Input side matching circuit 2. Multiplier element 3° Output side matching circuit 4. The operating mode in which microwaves in the 36 GHz band, including microwaves in the 24 GHz band, are transmitted from the waveguide converter 9 to the relay waveguide IO via the output band filter 5 is shown in FIG. The operation mode is the same as that described in connection with the conventional example. Then, the relay waveguide 10. is WRI-
400, and the output waveguide 6 is
WRI-3 due to the need to interface with other circuits
It is made up of 20.
また、上記中継導波管１０と出力導波管６とは、ステン
プ状に形成された導波管接続部１１により導通されてい
る。上記ＷＲ＋−４００の遮断周波数は約２６．４ＣＩ
−１ｚであるため、上記出力側帯域フィルタ５の出力に
含まれている２ ４ Ｇ Ｈｚ帯の２逓倍波は上記中継
導波管１０において遮断され、当該中継導波管１０から
は所望の３逓倍波即ち周波数３６ＧＨｚ帯のマイクロ波
のみが出力導波管６を介して出力されることになる。Further, the relay waveguide 10 and the output waveguide 6 are electrically connected to each other by a waveguide connecting portion 11 formed in a stamp shape. The cutoff frequency of the above WR+-400 is approximately 26.4CI
-1z, the 2 4 GHz band double wave included in the output of the output band filter 5 is blocked in the relay waveguide 10, and the desired 3 Only the multiplied wave, that is, the microwave having a frequency of 36 GHz band, is outputted via the output waveguide 6.
以上、第２図図示実施例がいわゆる３逓倍器であるもの
として説明したが、一般に、Ｎ逓倍器の場合にも適用可
能であることは言うまでもない。Although the embodiment shown in FIG. 2 has been described above as a so-called triple multiplier, it goes without saying that it is generally applicable to an N multiplier.
また、第２図図示実施例において、導波管接続部１１は
ステップ状に形成されているが、本発明はこれに限られ
るものではなく、上記導波管接続部１１をテーパ状に形
成するようにしても良い。Further, in the embodiment shown in FIG. 2, the waveguide connecting portion 11 is formed in a step shape, but the present invention is not limited to this, and the waveguide connecting portion 11 may be formed in a tapered shape. You can do it like this.
以上説明した如く、本発明によれば、装置の小型化、変
換効率の増大、逓倍特性の改善に、大きく寄与すること
が可能となる。As described above, according to the present invention, it is possible to greatly contribute to miniaturization of devices, increase in conversion efficiency, and improvement in multiplication characteristics.
第１図は本発明の基本ブロック図、第２図は本発明の一
実施例、第３図は従来例の構造図を示す。
図中、１は入力側低域フィルタ、２は入力側整合回路、
３は逓倍素子、４は出力側整合回路、５は出力側帯域フ
ィルタ、６は出力導波管、７は同軸コネクタ、８はコン
デンサ、９は導波管変換器、１０は中１ＩＩＩ導波管、
１１は導波管接続部を表す。FIG. 1 is a basic block diagram of the present invention, FIG. 2 is an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a structural diagram of a conventional example. In the figure, 1 is an input side low-pass filter, 2 is an input side matching circuit,
3 is a multiplier element, 4 is an output-side matching circuit, 5 is an output-side bandpass filter, 6 is an output waveguide, 7 is a coaxial connector, 8 is a capacitor, 9 is a waveguide converter, 10 is a medium 1III waveguide ,
11 represents a waveguide connection portion.
Claims (1)
入力側低域フィルタ（１）に結合される入力側整合回路
（２）、当該入力側整合回路（２）に結合される逓倍素
子（３）、当該逓倍素子（３）に結合される出力側整合
回路（４）、当該出力側整合回路（４）に結合される出
力側帯域フィルタ（５）、および当該出力側帯域フィル
タ（５）に結合されて所望する周波数信号を出力する出
力導波管（６）をそなえ、上記入力信号の周波数を整数
倍の周波数に逓倍して所望する整数倍の周波数の出力信
号を上記出力導波管（６）より出力するよう構成された
周波数逓倍器において、 所望するＮ逓倍波を通過させかつ（Ｎ−１）逓倍波以下
の周波数出力を遮断する中継導波管（１０）をそなえ、 上記中継導波管（１０）を上記出力側帯域フィルタ（５
）と上記出力導波管（６）との間に介在せしめるよう構
成されている ことを特徴とする周波数逓倍器。[Claims] An input-side low-pass filter (1) into which an input signal is introduced, an input-side matching circuit (2) coupled to the input-side low-pass filter (1), and the input-side matching circuit (2). a multiplier element (3) coupled to the multiplier element (3), an output-side matching circuit (4) coupled to the multiplier element (3), an output-side bandpass filter (5) coupled to the output-side matching circuit (4), and a multiplier element (3) coupled to the multiplier element (3); An output waveguide (6) is provided which is coupled to an output-side bandpass filter (5) to output a desired frequency signal, and the frequency of the input signal is multiplied by an integral multiple of the frequency to output the desired integral multiple of the frequency. In the frequency multiplier configured to output a signal from the output waveguide (6), a relay waveguide (6) is provided that passes the desired N-multiplied waves and blocks the frequency output below the (N-1) multiplied waves. 10), and the relay waveguide (10) is connected to the output side band filter (5).
) and the output waveguide (6).
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|---|---|---|---|
| JP63063039A JP2771983B2 (en) | 1988-03-16 | 1988-03-16 | Microwave IC circuit type frequency converter |
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|---|---|
| JPH01236705A true JPH01236705A (en) | 1989-09-21 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008524887A (en) * | 2004-12-20 | 2008-07-10 | ユナイテッド モノリシック セミコンダクターズ エスアーエス | Small electronic components for microwave applications |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5911002A (en) * | 1982-07-09 | 1984-01-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Waveguide-microstrip line converter |
| JPS6127440A (en) * | 1984-07-16 | 1986-02-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Device for changing direction of air flow in blower |
| JPS61116407A (en) * | 1984-10-22 | 1986-06-03 | Fujitsu Ltd | Oscillating multiplying device |
| JPS61143320U (en) * | 1985-02-26 | 1986-09-04 | ||
| JPS6280416U (en) * | 1985-11-09 | 1987-05-22 |
-
1988
- 1988-03-16 JP JP63063039A patent/JP2771983B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5911002A (en) * | 1982-07-09 | 1984-01-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Waveguide-microstrip line converter |
| JPS6127440A (en) * | 1984-07-16 | 1986-02-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Device for changing direction of air flow in blower |
| JPS61116407A (en) * | 1984-10-22 | 1986-06-03 | Fujitsu Ltd | Oscillating multiplying device |
| JPS61143320U (en) * | 1985-02-26 | 1986-09-04 | ||
| JPS6280416U (en) * | 1985-11-09 | 1987-05-22 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008524887A (en) * | 2004-12-20 | 2008-07-10 | ユナイテッド モノリシック セミコンダクターズ エスアーエス | Small electronic components for microwave applications |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2771983B2 (en) | 1998-07-02 |
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