JPH0124473B2 - - Google Patents
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- JPH0124473B2 JPH0124473B2 JP57194959A JP19495982A JPH0124473B2 JP H0124473 B2 JPH0124473 B2 JP H0124473B2 JP 57194959 A JP57194959 A JP 57194959A JP 19495982 A JP19495982 A JP 19495982A JP H0124473 B2 JPH0124473 B2 JP H0124473B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- burst
- phase
- voltage
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、テレビジヨン受像機やビデオテープ
レコーダ等に用いて映像信号を１水平走査期間遅
延させる映像信号処理装置に関するものである。
レコーダ等に用いて映像信号を１水平走査期間遅
延させる映像信号処理装置に関するものである。
従来例の構成とその問題点
NTSC方式のカラーテレビジヨン映像信号（以
下、NTSCカラー信号という）から輝度信号と色
信号とを分離するための一手段として櫛形フイル
タがあり、これは、第１図に示す様に構成されて
いる。第１図において、１は特性７に示すような
帯域特性を有する１水平期間（1H）遅延回路、
２は減算回路、３は特性７と同様な帯域特性を有
する帯域波フイルタ（B.P.F.）、４は加算回路、
５は輝度信号（Ｙ信号）出力端子、６は色信号
（Ｃ信号）出力端子である。かかる構成において、
NTSCカラー信号は色副搬送波の位相が1Hごと
に反転されているので、減算回路２の出力信号と
しては入力信号の２倍の振幅の信号が出力され
る。すなわち、NTSCカラー信号をEsinωtであ
らわされる単一正弦波信号とすると、1H遅延回
路１を通過した後の信号はEsinω（ｔ＋TH）とな
る。THは１水平期間である。
下、NTSCカラー信号という）から輝度信号と色
信号とを分離するための一手段として櫛形フイル
タがあり、これは、第１図に示す様に構成されて
いる。第１図において、１は特性７に示すような
帯域特性を有する１水平期間（1H）遅延回路、
２は減算回路、３は特性７と同様な帯域特性を有
する帯域波フイルタ（B.P.F.）、４は加算回路、
５は輝度信号（Ｙ信号）出力端子、６は色信号
（Ｃ信号）出力端子である。かかる構成において、
NTSCカラー信号は色副搬送波の位相が1Hごと
に反転されているので、減算回路２の出力信号と
しては入力信号の２倍の振幅の信号が出力され
る。すなわち、NTSCカラー信号をEsinωtであ
らわされる単一正弦波信号とすると、1H遅延回
路１を通過した後の信号はEsinω（ｔ＋TH）とな
る。THは１水平期間である。
従つて、これらを相互に減算する減算回路２の
出力ECは、 EC＝Esinωt―Esinω（ｔ＋TH） ＝Ｅ｛（１―cosωTH）sinωt ―sinωTHcosωt｝ となり、これは、 EC＝Ｅ√（１−H）2＋2 Hｅ（ωt
−） と表現される。従つて、出力ECの振巾特性は、 EC＝Ｅ√１−2H＋2 H＋2
H＝√2√１−H＝2E｜sinω／２TH｜ となる。ここで、ω＝2π，TH１／Hであるから、 EC＝2E｜sin／Hπ｜ となる。この式から明らかなように、／H＝ｎの とき（ｎは正の整数）にはEC＝Ｏとなり、／H＝ 2n＋１／２のときにはEC＝2Eとなる。従つて、この 1H遅延回路１と減算回路２とは第２図Ａ中に実
線で示す様な櫛形特性を示すフイルタを形成して
いる。
出力ECは、 EC＝Esinωt―Esinω（ｔ＋TH） ＝Ｅ｛（１―cosωTH）sinωt ―sinωTHcosωt｝ となり、これは、 EC＝Ｅ√（１−H）2＋2 Hｅ（ωt
−） と表現される。従つて、出力ECの振巾特性は、 EC＝Ｅ√１−2H＋2 H＋2
H＝√2√１−H＝2E｜sinω／２TH｜ となる。ここで、ω＝2π，TH１／Hであるから、 EC＝2E｜sin／Hπ｜ となる。この式から明らかなように、／H＝ｎの とき（ｎは正の整数）にはEC＝Ｏとなり、／H＝ 2n＋１／２のときにはEC＝2Eとなる。従つて、この 1H遅延回路１と減算回路２とは第２図Ａ中に実
線で示す様な櫛形特性を示すフイルタを形成して
いる。
ところで、NTSCカラー信号における色信号Ｃ
のスペクトラムは第２図中に斜線で示したもので
あり、輝度信号Ｙのスペクトラムは点線で示すも
のである。したがつて、この櫛形フイルタの減算
回路２によつて、色信号Ｃだけが取り出されるこ
とになる。帯域波器３は特性７に示す通過帯域
以外の1H遅延されていない信号分の漏れ込みを
制限するためのものである。したがつて、出力線
６には分離された色信号Ｃのみが取り出される。
のスペクトラムは第２図中に斜線で示したもので
あり、輝度信号Ｙのスペクトラムは点線で示すも
のである。したがつて、この櫛形フイルタの減算
回路２によつて、色信号Ｃだけが取り出されるこ
とになる。帯域波器３は特性７に示す通過帯域
以外の1H遅延されていない信号分の漏れ込みを
制限するためのものである。したがつて、出力線
６には分離された色信号Ｃのみが取り出される。
一方、加算器４の出力線５には、輝度信号Ｙの
みが取り出される。これは、色副搬送波が1Hご
とに位相反転されているため、1H遅延されたも
のとされていないものとを加算すると色信号Ｃが
打ち消され、輝度信号Ｙのみが残るためである。
みが取り出される。これは、色副搬送波が1Hご
とに位相反転されているため、1H遅延されたも
のとされていないものとを加算すると色信号Ｃが
打ち消され、輝度信号Ｙのみが残るためである。
これを式で示すと、加算器４の出力EYは、
EY＝Esinωt＋Esinω（ｔ＋TH）＝Ｅ｛（１＋cosωTH
）sinωt＋sinωTHcosωt｝ ＝Ｅ√（１＋H）2＋2 Hｅ（ω
t−） となる。従つて、出力EYの振巾特性は EY＝√２Ｅ√１＋H ＝2E｜cosω／２TH｜ となる。ここで、ω＝2π，TH＝１／Hより、 EY＝2E｜cos／Hπ｜ となり、／H＝ｎのときEY＝2Eとなり、／H＝ 2n＋１／２のときはEY＝０となる。
）sinωt＋sinωTHcosωt｝ ＝Ｅ√（１＋H）2＋2 Hｅ（ω
t−） となる。従つて、出力EYの振巾特性は EY＝√２Ｅ√１＋H ＝2E｜cosω／２TH｜ となる。ここで、ω＝2π，TH＝１／Hより、 EY＝2E｜cos／Hπ｜ となり、／H＝ｎのときEY＝2Eとなり、／H＝ 2n＋１／２のときはEY＝０となる。
従つて、1H遅延回路１と加算回路４とは第２
図Ｂの様な、櫛形特性を有するフイルタを形成し
ている。第２図から明らかな様に、この様な櫛形
フイルタでは輝度信号Ｙのみが取り出され、色信
号Ｃが除去される。
図Ｂの様な、櫛形特性を有するフイルタを形成し
ている。第２図から明らかな様に、この様な櫛形
フイルタでは輝度信号Ｙのみが取り出され、色信
号Ｃが除去される。
以上の様な原理に基づいて輝度信号Ｙと色信号
Ｃが分離されるのであるが、このような櫛形フイ
ルタにおいては、1H遅延回路１の帯域幅と群遅
延特性が問題となる。
Ｃが分離されるのであるが、このような櫛形フイ
ルタにおいては、1H遅延回路１の帯域幅と群遅
延特性が問題となる。
1H遅延回路１としては、通常、ガラス遅延線
が用いられるが、その通過帯域幅は最大でも中心
周波数の30％程度とされており、第１図中に特性
図７で示した様に、中心周波数が3.58MHzのもの
では1MHzの通過帯域幅を確保するのが最大限で
ある。ところが、放送用のNTSCカラー信号は色
信号そのものの帯域がベースバンド状態でも
1.5MHz程度あり、これで色副搬送波を変調した
状態では約3MHzの帯域幅となる。但し、NTSC
カラー信号は色副搬送波の上側波帯が除去された
残留側波帯方式で伝送されているので、実際には
（3.58＋0.5）MZ〜（3.58−1.5）ＭHzの帯域でよい
ことになる。
が用いられるが、その通過帯域幅は最大でも中心
周波数の30％程度とされており、第１図中に特性
図７で示した様に、中心周波数が3.58MHzのもの
では1MHzの通過帯域幅を確保するのが最大限で
ある。ところが、放送用のNTSCカラー信号は色
信号そのものの帯域がベースバンド状態でも
1.5MHz程度あり、これで色副搬送波を変調した
状態では約3MHzの帯域幅となる。但し、NTSC
カラー信号は色副搬送波の上側波帯が除去された
残留側波帯方式で伝送されているので、実際には
（3.58＋0.5）MZ〜（3.58−1.5）ＭHzの帯域でよい
ことになる。
この様に1H遅延回路１の帯域が十分にとれな
いことから、出力線６に得られる色信号の帯域が
制限され、また、加算器４では色信号がその全帯
域にわたつて打ち消されずに一部分残つて、出力
線５に得られる輝度信号内に1H遅延回路１の帯
域外の色信号成分が残つてしまうことになる。
いことから、出力線６に得られる色信号の帯域が
制限され、また、加算器４では色信号がその全帯
域にわたつて打ち消されずに一部分残つて、出力
線５に得られる輝度信号内に1H遅延回路１の帯
域外の色信号成分が残つてしまうことになる。
また、1H遅延回路１は帯域特性をもつている
ため、通過帯域の端の方と中央付近の群遅延特性
が異なる。したがつて、帯域の中心である色副搬
送波周波数付近（3.58MHz近傍）では遅延時間が
ちようど１水平期間になつていても、帯域の端の
方の周波数では遅延時間がちようど１水平期間に
はならず、櫛形フイルタの極の点が少しずれてし
まつて輝度信号と色信号とを分離する性能が悪く
なる。
ため、通過帯域の端の方と中央付近の群遅延特性
が異なる。したがつて、帯域の中心である色副搬
送波周波数付近（3.58MHz近傍）では遅延時間が
ちようど１水平期間になつていても、帯域の端の
方の周波数では遅延時間がちようど１水平期間に
はならず、櫛形フイルタの極の点が少しずれてし
まつて輝度信号と色信号とを分離する性能が悪く
なる。
以上述べたような理由から、1H遅延回路１は
できるだけ帯域に余裕をもつて設計することが必
要である。
できるだけ帯域に余裕をもつて設計することが必
要である。
この様な点に鑑み、広帯域超音波1H遅延線を
用いた第３図の様な櫛形フイルタが高級なYC分
離回路のために実用化されている。ここで、８は
NTSCカラー信号の入力端子、９は振幅変調器
で、約4MHzの帯域を有するNTSCカラー信号を
30MHz発振器１０からの搬送波を用いて、特性１
８のスペクトラム図を示す様に30MHz帯に変換し
ている。１１は超音波１Ｈ遅延線で、特性１２で
示す様な帯域特性を有するものである。前述した
様に、超音波１Ｈ遅延線１１は、中心周波数の約
１／３の帯域を通過させるのが現在の技術の限度で
あることから、この場合には約10MHzの帯域幅を
有する帯域通過特性を示す。この1H遅延線１１
の出力信号を復調器１３で検波して、1H遅延さ
れたNTSCカラー信号を得、加算器１５の出力１
６線に輝度信号Ｙを、減算器１４の出力線１７に
色信号Ｃを得ることができる。
用いた第３図の様な櫛形フイルタが高級なYC分
離回路のために実用化されている。ここで、８は
NTSCカラー信号の入力端子、９は振幅変調器
で、約4MHzの帯域を有するNTSCカラー信号を
30MHz発振器１０からの搬送波を用いて、特性１
８のスペクトラム図を示す様に30MHz帯に変換し
ている。１１は超音波１Ｈ遅延線で、特性１２で
示す様な帯域特性を有するものである。前述した
様に、超音波１Ｈ遅延線１１は、中心周波数の約
１／３の帯域を通過させるのが現在の技術の限度で
あることから、この場合には約10MHzの帯域幅を
有する帯域通過特性を示す。この1H遅延線１１
の出力信号を復調器１３で検波して、1H遅延さ
れたNTSCカラー信号を得、加算器１５の出力１
６線に輝度信号Ｙを、減算器１４の出力線１７に
色信号Ｃを得ることができる。
この様に広帯域の1H遅延回路を用いることに
より、Ｙ・Ｃの分離特性の良い櫛形フイルタを形
成することができる。
より、Ｙ・Ｃの分離特性の良い櫛形フイルタを形
成することができる。
しかしながら、このような超音波1H遅延線１
１は温度によつて膨張したり、縮んだりするため
にその絶対遅延時間が変化するという問題があ
る。いま、仮りに3ppm／℃の遅延時間変化があ
るとすると、1Hでは１℃あたり63.556μs×３×
10-6＝0.19ns0.2nsの遅延時間変化となり、０℃
〜40℃の温度変化に対して0.2ns×40＝8nsも変化
することになる。遅延時間が8ns変化すると、
3.58MHz付近では3.58MHzの１周期279nsに対し
て８／279×360≒10.3゜のずれとなり、上式よりEC＝ 2EC｜sin10.3゜｜＝2EC×0.18となつて櫛形フイル
タで本来除去されるべき輝度信号Ｙの中の色信号
Ｃが最大18％も残ることになり、櫛形フイルタの
効果が非常に劣化することになる。
１は温度によつて膨張したり、縮んだりするため
にその絶対遅延時間が変化するという問題があ
る。いま、仮りに3ppm／℃の遅延時間変化があ
るとすると、1Hでは１℃あたり63.556μs×３×
10-6＝0.19ns0.2nsの遅延時間変化となり、０℃
〜40℃の温度変化に対して0.2ns×40＝8nsも変化
することになる。遅延時間が8ns変化すると、
3.58MHz付近では3.58MHzの１周期279nsに対し
て８／279×360≒10.3゜のずれとなり、上式よりEC＝ 2EC｜sin10.3゜｜＝2EC×0.18となつて櫛形フイル
タで本来除去されるべき輝度信号Ｙの中の色信号
Ｃが最大18％も残ることになり、櫛形フイルタの
効果が非常に劣化することになる。
通常、後述する様な目的に櫛形フイルタを用い
る場合は、輝度信号の中に色信号が残つてもよい
許容限界は約−40dB（１／100）とされており、
これを遅延時間偏差に直すと、sinx0＝１／100から ｘ＝35′となり、遅延時間になおすと35／60×１／360
× 279＝0.45nsとなる。従つて、０℃〜40℃を超音
波1H遅延線の使用範囲とすると、１℃あたり
0.45／40＝0.011nsの遅延時間偏差に抑えなければな らない。現在の超音波遅延線ではこれは非常に実
現の難しい数値である。
る場合は、輝度信号の中に色信号が残つてもよい
許容限界は約−40dB（１／100）とされており、
これを遅延時間偏差に直すと、sinx0＝１／100から ｘ＝35′となり、遅延時間になおすと35／60×１／360
× 279＝0.45nsとなる。従つて、０℃〜40℃を超音
波1H遅延線の使用範囲とすると、１℃あたり
0.45／40＝0.011nsの遅延時間偏差に抑えなければな らない。現在の超音波遅延線ではこれは非常に実
現の難しい数値である。
また、超音波遅延線では遅延時間変動とともに
その減衰量も温度によつて変動することがある。
その場合、当然遅延時間が正しく合つていても色
信号Ｃの漏れ量は増加することになる。つまり、
輝度信号中の色信号の漏れ量を極端に抑えるため
には、振幅変動も抑える必要がある。
その減衰量も温度によつて変動することがある。
その場合、当然遅延時間が正しく合つていても色
信号Ｃの漏れ量は増加することになる。つまり、
輝度信号中の色信号の漏れ量を極端に抑えるため
には、振幅変動も抑える必要がある。
さて、NTSCカラー信号を輝度信号Ｙと色信号
Ｃとに分離して色信号を複調し、録画、再生、伝
送等を行なつた後再び合成してNTSCカラー信号
に変換するような装置、例えばビデオテープレコ
ーダなどの場合には、NTSCカラー信号を輝度信
号と色信号に分離する櫛形フイルタにおいて上述
のように出力の輝度信号中に色信号が残つている
と、後でそれらを再び合成してNTSCカラー信号
に変換する時に、加える色信号と残つていた色信
号がビートを起こしたり、歪んだりするという悪
影響を及ぼす。そこで、櫛形フイルタに使用する
1H遅延線は正確に入力信号の1Hに等しくなつて
いなければならない。ところが、上述したように
周囲温度によつて遅延時間や振幅が変動してしま
つたり、あるいは逆に入力信号の１水平期間の時
間が少し狂つていたりすると、当然輝度信号中の
色信号成分の漏れ量が増加することになる。
Ｃとに分離して色信号を複調し、録画、再生、伝
送等を行なつた後再び合成してNTSCカラー信号
に変換するような装置、例えばビデオテープレコ
ーダなどの場合には、NTSCカラー信号を輝度信
号と色信号に分離する櫛形フイルタにおいて上述
のように出力の輝度信号中に色信号が残つている
と、後でそれらを再び合成してNTSCカラー信号
に変換する時に、加える色信号と残つていた色信
号がビートを起こしたり、歪んだりするという悪
影響を及ぼす。そこで、櫛形フイルタに使用する
1H遅延線は正確に入力信号の1Hに等しくなつて
いなければならない。ところが、上述したように
周囲温度によつて遅延時間や振幅が変動してしま
つたり、あるいは逆に入力信号の１水平期間の時
間が少し狂つていたりすると、当然輝度信号中の
色信号成分の漏れ量が増加することになる。
発明の目的
本発明はかかる従来の不都合を解消して、1H
遅延回路において遅延時間や振幅に変動を生じて
も、常に正確にテレビジヨン映像信号を１水平期
間遅延させることのできる信号処理装置を提供す
ることを目的とする。
遅延回路において遅延時間や振幅に変動を生じて
も、常に正確にテレビジヨン映像信号を１水平期
間遅延させることのできる信号処理装置を提供す
ることを目的とする。
発明の構成
本発明においては、入力のカラーテレビジヨン
映像信号とそれを1H遅延回路で遅延させた信号
とのそれぞれバースト信号の振幅と位相を比較す
ることにより制御信号を作成し、これにより可変
利得制御回路と微少可変遅延回路をそれぞれ制御
するように構成している。このようにすることに
より、入力カラーテレビジヨン信号に対して正確
に振幅と遅延時間を制御した1H遅延信号を得る
ことができ、これを用いれば輝度信号中に色信号
成分の漏れの少い櫛形フイルタを得ることができ
る。
映像信号とそれを1H遅延回路で遅延させた信号
とのそれぞれバースト信号の振幅と位相を比較す
ることにより制御信号を作成し、これにより可変
利得制御回路と微少可変遅延回路をそれぞれ制御
するように構成している。このようにすることに
より、入力カラーテレビジヨン信号に対して正確
に振幅と遅延時間を制御した1H遅延信号を得る
ことができ、これを用いれば輝度信号中に色信号
成分の漏れの少い櫛形フイルタを得ることができ
る。
実施例の説明
第４図に本発明の一実施例における映像信号処
理装置のブロツク図を示す。図において、２１は
NTSCカラー信号の入力端子、２２は振幅変調
器、２３は1H遅延線である。なお、この1H遅延
線２３は後述の微少可変遅延回路２７の遅延時間
分だけ短かく作られている。２４は1H遅延線２
３で減衰した変調信号を増幅する増幅器、２５は
外部より加えられる直流の制御電圧で利得が制御
される可変利得制御回路、２６は復調器、２７は
外部より加えられる直流の制御電圧で遅延時間が
可変される微少可変遅延回路、２８は1H遅延さ
れた信号を出力する出力端子である。２９及び３
０はそれぞれ遅延される前のNTSCカラー信号
（原信号）と1H遅延されたNTSCカラー信号（遅
延信号）とからバースト信号を取り出すバースト
ゲート回路、３１及び３２はそれぞれのバースト
信号の振幅を検波する振幅検波回路、３３及び３
４はそれぞれの振幅検波されたバースト検波出力
のピーク電圧をサンプリングして保持するサンプ
ルホールド回路、３５はそのサンプルホールドさ
れた両電圧を比較して原信号と遅延信号とのバー
スト信号の振幅の差に応じた直流電圧を発生する
演算増幅器である。その演算出力は可変利得制御
回路２５にその利得制御用制御電圧として加えら
れ、原信号と遅延信号とのバースト信号の振幅を
常に等しくするように遅延信号の振幅を制御す
る。
理装置のブロツク図を示す。図において、２１は
NTSCカラー信号の入力端子、２２は振幅変調
器、２３は1H遅延線である。なお、この1H遅延
線２３は後述の微少可変遅延回路２７の遅延時間
分だけ短かく作られている。２４は1H遅延線２
３で減衰した変調信号を増幅する増幅器、２５は
外部より加えられる直流の制御電圧で利得が制御
される可変利得制御回路、２６は復調器、２７は
外部より加えられる直流の制御電圧で遅延時間が
可変される微少可変遅延回路、２８は1H遅延さ
れた信号を出力する出力端子である。２９及び３
０はそれぞれ遅延される前のNTSCカラー信号
（原信号）と1H遅延されたNTSCカラー信号（遅
延信号）とからバースト信号を取り出すバースト
ゲート回路、３１及び３２はそれぞれのバースト
信号の振幅を検波する振幅検波回路、３３及び３
４はそれぞれの振幅検波されたバースト検波出力
のピーク電圧をサンプリングして保持するサンプ
ルホールド回路、３５はそのサンプルホールドさ
れた両電圧を比較して原信号と遅延信号とのバー
スト信号の振幅の差に応じた直流電圧を発生する
演算増幅器である。その演算出力は可変利得制御
回路２５にその利得制御用制御電圧として加えら
れ、原信号と遅延信号とのバースト信号の振幅を
常に等しくするように遅延信号の振幅を制御す
る。
一方、３６は遅延信号のバースト信号の位相を
90゜移相する移相回路、３７，３８はそれぞれ原
信号と遅延信号とのバースト信号の振幅を一定に
制限するリミツタ回路、３９はその２つのバース
ト信号の位相を比較する位相検波回路、４０は位
相検波されたバースト信号の部分の出力電圧をサ
ンプリングして保持するサンプルホールド回路、
４１はバースト信号部分以外の無信号部分の出力
電圧をサンプリングして保持するサンプルホール
ド回路、４２はそれら２つのサンプルホールドさ
れた電圧を比較して、その電圧差に応じた直流電
圧すなわち両バースト信号の位相差に応じた直流
電圧を発生する演算増幅器である。その演算出力
は微少可変遅延回路２７に遅延時間制御用の制御
電圧として加えられ、遅延信号と原信号とのタイ
ミングを正確に合わせるように制御する。
90゜移相する移相回路、３７，３８はそれぞれ原
信号と遅延信号とのバースト信号の振幅を一定に
制限するリミツタ回路、３９はその２つのバース
ト信号の位相を比較する位相検波回路、４０は位
相検波されたバースト信号の部分の出力電圧をサ
ンプリングして保持するサンプルホールド回路、
４１はバースト信号部分以外の無信号部分の出力
電圧をサンプリングして保持するサンプルホール
ド回路、４２はそれら２つのサンプルホールドさ
れた電圧を比較して、その電圧差に応じた直流電
圧すなわち両バースト信号の位相差に応じた直流
電圧を発生する演算増幅器である。その演算出力
は微少可変遅延回路２７に遅延時間制御用の制御
電圧として加えられ、遅延信号と原信号とのタイ
ミングを正確に合わせるように制御する。
次に、装置における振幅制御と遅延時間制御に
ついて詳細に説明する。
ついて詳細に説明する。
第５図は振幅制御の場合の各信号の形態を示し
たもので、Ａはバーストゲートされたバースト信
号、Ｂはその振幅検波出力、Ｃはサンプリングパ
ルスを示す。
たもので、Ａはバーストゲートされたバースト信
号、Ｂはその振幅検波出力、Ｃはサンプリングパ
ルスを示す。
第６図は振幅制御部分の具体回路例で、５１は
＋Ｂ電源の入力端子、５２は取り出された原信号
のバースト信号の入力端子、５３は取り出された
遅延信号のバースト信号の入力端子である。５５
及び５６はそれぞれエミツタホロワ回路を構成す
るトランジスタ、５６は検波すべきバースト信号
に直流のバイアス電圧を与えるためのツエナーダ
イオード、５７，５８はそれぞれバイアス印加用
抵抗、５９，６０は検波用ダイオード、６１，６
２はサンプリングのために第５図Ｃのサンプルホ
ールドパルスによつて導通するアナログスイツ
チ、６３，６４はサンプリングされた検波電圧の
ピーク値をホールドするためのコンデンサ、６
５，６６はそのホールドされた電圧が高インピー
ダンスで入力され低インピーダンスで出力するた
めのソースホロワ回路を構成する電界効果トラン
ジスタ（FET）、６７は原信号のバースト検波出
力電圧を＋側の入力とし遅延信号のバースト検波
出力電圧を−側の入力とする演算増幅器、６８，
６９は演算増幅器６７の利得及び時定数を決定す
るための抵抗及びコンデンサであり、７０は遅延
信号の振幅を制御するための制御信号の出力端子
である。
＋Ｂ電源の入力端子、５２は取り出された原信号
のバースト信号の入力端子、５３は取り出された
遅延信号のバースト信号の入力端子である。５５
及び５６はそれぞれエミツタホロワ回路を構成す
るトランジスタ、５６は検波すべきバースト信号
に直流のバイアス電圧を与えるためのツエナーダ
イオード、５７，５８はそれぞれバイアス印加用
抵抗、５９，６０は検波用ダイオード、６１，６
２はサンプリングのために第５図Ｃのサンプルホ
ールドパルスによつて導通するアナログスイツ
チ、６３，６４はサンプリングされた検波電圧の
ピーク値をホールドするためのコンデンサ、６
５，６６はそのホールドされた電圧が高インピー
ダンスで入力され低インピーダンスで出力するた
めのソースホロワ回路を構成する電界効果トラン
ジスタ（FET）、６７は原信号のバースト検波出
力電圧を＋側の入力とし遅延信号のバースト検波
出力電圧を−側の入力とする演算増幅器、６８，
６９は演算増幅器６７の利得及び時定数を決定す
るための抵抗及びコンデンサであり、７０は遅延
信号の振幅を制御するための制御信号の出力端子
である。
この回路において、いま、遅延信号が何らかの
変動を受けてその振幅が増大したとすると、演算
増幅器６７の−側の入力の電圧が＋側の入力より
も高くなり、その結果、振幅制御信号の出力端子
７０の出力が下がり、第４図中の可変利得制御回
路２５により遅延信号の振幅が原信号の振幅と等
しくなるまで利得が制御される。
変動を受けてその振幅が増大したとすると、演算
増幅器６７の−側の入力の電圧が＋側の入力より
も高くなり、その結果、振幅制御信号の出力端子
７０の出力が下がり、第４図中の可変利得制御回
路２５により遅延信号の振幅が原信号の振幅と等
しくなるまで利得が制御される。
次に、位相制御回路３９について説明する。第
７図はその原理を示したベクトル図であり、Ａは
原信号のバースト信号の位相で、基準としてこれ
を0゜の位置とする。このとき、もし遅延信号のバ
ースト信号が正確に1H遅延されているならば、
色信号の搬送波信号は1Hごとに位相が反転して
いるのでそのバースト信号の位相は原信号のバー
ストとは180゜の位相差を持つことになる。従つて
遅延信号のバースト位相は同図Ｂの位置となる。
しかるに、そのバースト信号は第４図90゜移相回
路３６で90゜遅らされるので結局第７図Ｃの位相
となり、位相検波回路３９にはＡとＣの２つのバ
ースト信号が入力されることになる。
７図はその原理を示したベクトル図であり、Ａは
原信号のバースト信号の位相で、基準としてこれ
を0゜の位置とする。このとき、もし遅延信号のバ
ースト信号が正確に1H遅延されているならば、
色信号の搬送波信号は1Hごとに位相が反転して
いるのでそのバースト信号の位相は原信号のバー
ストとは180゜の位相差を持つことになる。従つて
遅延信号のバースト位相は同図Ｂの位置となる。
しかるに、そのバースト信号は第４図90゜移相回
路３６で90゜遅らされるので結局第７図Ｃの位相
となり、位相検波回路３９にはＡとＣの２つのバ
ースト信号が入力されることになる。
第８図は各部の信号波形を示したものでＡは位
相検波回路３９の２つのバースト入力波形でり、
Ｂはその出力波形である。位相検波回路３９は原
理的には２つの入力信号の乗算器であるからもと
のバースト信号の２倍の周波数があらわれるが、
その平均直流レベルは、２入力が正確に90゜位相
差の時は０となり、位相差が0゜に近いほど正、
180゜に近いほど負となる。第８図Ｃは遅延信号が
1Hよりやや遅れぎみの時の直流レベルを示して
おり、第７図より遅延信号が遅れた時は位相検波
回路３９の２入力の位相差は0゜に近づく方向とな
るので第８図Ｃのようにバースト信号の位置でそ
れ以外の基準電位に対して正の電圧があらわれ
る。従つてこの出力信号を同図Ｄ及びＥに示す２
つのサンプリングパルスでサンプルホールドする
ことによりバースト位相差に応じた電圧を得るこ
とができる。この２つの電圧を演算増幅器４２に
て増幅し微少可変遅延回路２７の遅延時間制御信
号として用い、常に前記２つの電圧が等しくなる
様に制御すれば第７図ＡとＣの２つのバースト信
号の位相を常に正確に90゜に保つことが出来る。
言い換えれば原信号と遅延信号のバースト位相は
正確に180゜差となり、これは遅延信号が原信号と
正確にタイミングが合つていることを意味する。
相検波回路３９の２つのバースト入力波形でり、
Ｂはその出力波形である。位相検波回路３９は原
理的には２つの入力信号の乗算器であるからもと
のバースト信号の２倍の周波数があらわれるが、
その平均直流レベルは、２入力が正確に90゜位相
差の時は０となり、位相差が0゜に近いほど正、
180゜に近いほど負となる。第８図Ｃは遅延信号が
1Hよりやや遅れぎみの時の直流レベルを示して
おり、第７図より遅延信号が遅れた時は位相検波
回路３９の２入力の位相差は0゜に近づく方向とな
るので第８図Ｃのようにバースト信号の位置でそ
れ以外の基準電位に対して正の電圧があらわれ
る。従つてこの出力信号を同図Ｄ及びＥに示す２
つのサンプリングパルスでサンプルホールドする
ことによりバースト位相差に応じた電圧を得るこ
とができる。この２つの電圧を演算増幅器４２に
て増幅し微少可変遅延回路２７の遅延時間制御信
号として用い、常に前記２つの電圧が等しくなる
様に制御すれば第７図ＡとＣの２つのバースト信
号の位相を常に正確に90゜に保つことが出来る。
言い換えれば原信号と遅延信号のバースト位相は
正確に180゜差となり、これは遅延信号が原信号と
正確にタイミングが合つていることを意味する。
第９図は具体的な回路例で８１は＋Ｂ電源入力
端子、８２はバーストゲートされた原信号のバー
スト入力端子８３はバーストゲートされた遅延信
号のバースト入力端子である。８４は微少可変遅
延回路２７の入力端子で、復調された1H遅延出
力が加えられる。８５及び８６は90゜移相回路３
６を構成するインダクタンス及び可変コンデン
サ、８７，８８はリミツタ回路３８のための増幅
器を構成するトランジスタ、８９，９０はリミツ
タ回路３８を構成するダイオード群、９１は位相
検波器、９２，９３は２つのサンプルホールド回
路４０，４１の干渉を防ぐための抵抗、９４，９
５はサンプリングのためのアナログスイツチで、
それぞれ９６に加えられる第８図Ｄに示すサンプ
リングパルス、９７に加えられるＥに示すサンプ
リングパルスによつて導通する。９８，９９はサ
ンプリングされた電圧を保持するコンデンサ、１
００，１０１はその電圧を高インンピーダンスで
受けるためにソースホロアを構成するFET、１
０２は前記２つのサンプルホールドされた電圧を
入力とする演算増幅器で、１０３，１０４はそれ
ぞれ利得及び時定数を決定するための抵抗及びコ
ンデンサを示す。位相比較に限られ制御電圧は抵
抗１０５を通して微少可変遅延回路２７に加えら
れる。１０６，１０７は直流カツト用のコンデン
サ、１０８，１０９は可変容量ダイオード、１１
０はインダクタンス、１１１は微少可変遅延回路
２７の出力端子である。
端子、８２はバーストゲートされた原信号のバー
スト入力端子８３はバーストゲートされた遅延信
号のバースト入力端子である。８４は微少可変遅
延回路２７の入力端子で、復調された1H遅延出
力が加えられる。８５及び８６は90゜移相回路３
６を構成するインダクタンス及び可変コンデン
サ、８７，８８はリミツタ回路３８のための増幅
器を構成するトランジスタ、８９，９０はリミツ
タ回路３８を構成するダイオード群、９１は位相
検波器、９２，９３は２つのサンプルホールド回
路４０，４１の干渉を防ぐための抵抗、９４，９
５はサンプリングのためのアナログスイツチで、
それぞれ９６に加えられる第８図Ｄに示すサンプ
リングパルス、９７に加えられるＥに示すサンプ
リングパルスによつて導通する。９８，９９はサ
ンプリングされた電圧を保持するコンデンサ、１
００，１０１はその電圧を高インンピーダンスで
受けるためにソースホロアを構成するFET、１
０２は前記２つのサンプルホールドされた電圧を
入力とする演算増幅器で、１０３，１０４はそれ
ぞれ利得及び時定数を決定するための抵抗及びコ
ンデンサを示す。位相比較に限られ制御電圧は抵
抗１０５を通して微少可変遅延回路２７に加えら
れる。１０６，１０７は直流カツト用のコンデン
サ、１０８，１０９は可変容量ダイオード、１１
０はインダクタンス、１１１は微少可変遅延回路
２７の出力端子である。
微少可変遅延回路２７は前述のように可変容量
ダイオード１０８，１０９とインダクタンス１１
０で構成されているので、抵抗１０５を通して加
えられる制御電圧によつてその遅延時間が変化す
る。可変容量ダイオード１０８，１０９は加えら
れる直流電圧が高くなるほど容量が減少するので
結果として遅延時間が減少し、遅延信号は進むこ
とになる。
ダイオード１０８，１０９とインダクタンス１１
０で構成されているので、抵抗１０５を通して加
えられる制御電圧によつてその遅延時間が変化す
る。可変容量ダイオード１０８，１０９は加えら
れる直流電圧が高くなるほど容量が減少するので
結果として遅延時間が減少し、遅延信号は進むこ
とになる。
第８図の例で説明したように、もし何らかの原
因で遅延信号が遅れた場合には、演算増幅器１０
２の出力電圧は上昇し、前述のように微少可変遅
延回路２７の遅延時間を減少させ、遅延信号のタ
イミングを正確に合わせるように制御することに
なる。
因で遅延信号が遅れた場合には、演算増幅器１０
２の出力電圧は上昇し、前述のように微少可変遅
延回路２７の遅延時間を減少させ、遅延信号のタ
イミングを正確に合わせるように制御することに
なる。
なお位相制御回路中でリミツタ回路はバースト
振幅の変動による位相検波器の誤差が生ずるのを
防ぐためのもので必ずしも必要なものではない。
振幅の変動による位相検波器の誤差が生ずるのを
防ぐためのもので必ずしも必要なものではない。
また具体的な回路例で説明した以外に同じ働き
をする回路で本発明が構成されることは言うまで
もない。
をする回路で本発明が構成されることは言うまで
もない。
発明の効果
このように、本発明によれば、1H遅延回路の
入力信号と遅延信号とのバースト信号の振幅と位
相を比較して制御するため、超音波1H遅延線の
温度変化等による遅延時間変動を効果的に補償で
きる。また、入力信号の1Hの時間及び色信号レ
ベルが正常よりずれていたとしても追従できると
いう効果がある。
入力信号と遅延信号とのバースト信号の振幅と位
相を比較して制御するため、超音波1H遅延線の
温度変化等による遅延時間変動を効果的に補償で
きる。また、入力信号の1Hの時間及び色信号レ
ベルが正常よりずれていたとしても追従できると
いう効果がある。
また、原信号と遅延信号のバースト信号の振幅
や位相の比較回路は全んどが同じ素子を用いて同
じ構成にできるので制御回路自体の温度特性も互
いに補償しあうように働き、温度安定性が極めて
良いという利点もある。
や位相の比較回路は全んどが同じ素子を用いて同
じ構成にできるので制御回路自体の温度特性も互
いに補償しあうように働き、温度安定性が極めて
良いという利点もある。
第１図は一般的な櫛形フイルタの基本的な構成
を示す回路図、第２図はその櫛形フイルタの周波
数特性図、第３図は超音波遅延線を用いた一例の
櫛形フイルタの構成を示す回路図、第４図は本発
明の一実施例における映像信号処理装置の構成を
示すブロツク図、第５図はその振幅制御動作を説
明する信号波形図、第６図は同装置中の振幅制御
回路の具体的な回路図、第７図は同装置における
位相制御のためのバースト位相を説明するベクト
ル図、第８図は同装置における位相制御動作を説
明する信号波形図、第９図は同装置中の位相制御
回路の具体的な回路図である。 ２９，３０……バーストゲート回路、３１，３
２……振幅検波回路、３６……90゜移相回路、３
９……位相検波回路、２３……1H遅延線、２５
……可変利得制御回路、２７……微少可変遅延回
路。
を示す回路図、第２図はその櫛形フイルタの周波
数特性図、第３図は超音波遅延線を用いた一例の
櫛形フイルタの構成を示す回路図、第４図は本発
明の一実施例における映像信号処理装置の構成を
示すブロツク図、第５図はその振幅制御動作を説
明する信号波形図、第６図は同装置中の振幅制御
回路の具体的な回路図、第７図は同装置における
位相制御のためのバースト位相を説明するベクト
ル図、第８図は同装置における位相制御動作を説
明する信号波形図、第９図は同装置中の位相制御
回路の具体的な回路図である。 ２９，３０……バーストゲート回路、３１，３
２……振幅検波回路、３６……90゜移相回路、３
９……位相検波回路、２３……1H遅延線、２５
……可変利得制御回路、２７……微少可変遅延回
路。
Claims (1)
- １ テレビジヨン映像信号を略１水平走査期間遅
延させる1H遅延回路と、外部から加えられる制
御電圧により増幅度が可変される可変利得制御回
路と、外部から加えられる制御電圧により遅延時
間が可変される微少可変遅延回路とを直列関係に
して接続し、上記1H遅延回路と微少可変遅延回
路とにより１水平走査期間遅延されたテレビジヨ
ン映像信号と遅延される前の上記テレビジヨン映
像信号とからそれぞれバースト信号を取り出す２
つのバーストゲート回路と、上記取り出された２
つのバースト信号の振幅を比較しその振幅の差に
応じた直流電圧を発生して上記可変利得制御回路
に上記制御電圧として供給し上記２つのバースト
信号の振幅を一致させるように制御する振幅比較
回路と、上記２つのバースト信号のうちのいずれ
か一方のバースト信号の位相を90゜移相する移相
回路と、上記２つのバースト信号の位相を比較し
その位相の差に応じた直流電圧を発生して上記微
少可変遅延回路に上記制御電圧として供給し上記
２つのバースト信号の位相を互いに90゜の関係に
するように制御する位相比較回路とを備えたこと
を特徴とする映像信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57194959A JPS5985198A (ja) | 1982-11-05 | 1982-11-05 | 映像信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57194959A JPS5985198A (ja) | 1982-11-05 | 1982-11-05 | 映像信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5985198A JPS5985198A (ja) | 1984-05-17 |
| JPH0124473B2 true JPH0124473B2 (ja) | 1989-05-11 |
Family
ID=16333172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57194959A Granted JPS5985198A (ja) | 1982-11-05 | 1982-11-05 | 映像信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5985198A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3512546C1 (de) * | 1985-04-06 | 1986-10-16 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Kammfilterschaltung |
| JPS6267989A (ja) * | 1985-09-19 | 1987-03-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | くし型フイルタ制御装置 |
| US4792846A (en) * | 1987-06-26 | 1988-12-20 | Tektronix, Inc. | Component television timing corrector |
-
1982
- 1982-11-05 JP JP57194959A patent/JPS5985198A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5985198A (ja) | 1984-05-17 |
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