JPH01248765A - 受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＡＭ変調における両側波帯および残留側波帯方
式で伝送される信号を受信する受信機に係り、特にゴー
ストフラッタが急変する車載用ＴＶ受信などに好適な受
信機に関する。

〔従来の技術〕

ＴＶ＆送などのゴーストフラッタによる画質劣化は、ビ
ルの高層化に伴ない最近急速に問題になっている。特に
車載用ＴＶ受信機では、電波の受信環境は悪く、アンテ
ナ切換などを用いたダイバシティ受信によりフェージン
グ対策を講じ画質劣化を防いでいるが、ゴースト波によ
る同期乱れなどの画質劣化要因に対しては不十分であシ
、ゴーストの変化に高速に対処できるシステムが待望さ
れている。

従来のゴースト検知技術は、テレビジ冒ン学失誌、　５
Ｂ、　２　、第１５７頁から第１６３頁、１９８４年、
テレビジ１ン学会誌、　４０．９　、第８９２頁から８
９８頁、　１９８６年、テレビジ１ン学会誌、４０・１
１．第１０９８頁から第１１０５頁、１９８６年におい
て論じられているよ５に、ビデオ信号から同期信号を分
離し、この同期信号の立上がシタイミングを検知するこ
とによりボ−スト定数＜ｍｔｓ比ｒ、遅延時間τ、高周
波位相角ψ）を検知するもので、各種検出回路、演算回
路などの動作タイミングはすべて同期信号より生成され
るものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

上脱従来技術は、急激に変化するゴーストによる同期タ
イミングの乱れや多重ロングゴーストによる同期信号の
潰れのために各種回路への正確なタイミング信号を生成
できず、ゴースト検知回路が誤動作する問題がありた。

本発明の目的は、いかなるゴース）Ｋ対してもゴースト
定数の検知が可能なゴースト定数検知回節部を有し、ゴ
ースト妨害の影響を低減する機能を具備した受信機を提
供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、ゴースト検知回路部を、ＩＦ倍信号ＡＭ検
波する手段と、任意のタイミングで一定一期間ＡＭ検波
出力をサンプリングするＡ−Ｄ変換器と、サンプリング
データをフーリエ変換し信号の周波数スペクトルを検出
するフーリエ変換部と、周波数スペクトルから信号の上
側波成分と残留側波成分あるいは下側波成分の振幅と位
相が等しいあるいは一定の関係があることを利用してゴ
ースト定数を検知する演算回路で構成することにより達
成される。

〔作用〕

ＡＭ検波手段はＩＰ倍信号同相成分と直交成分を検波し
、Ａ−Ｄ変換器は同期信号やパイロット信号などの多重
されたタイミング信号に直接的に関係のない任意のタイ
ミングで一定期間ＡＭ検波出力をサンプリングし、フー
リエ変換部はサンプリングデータをフーリエ変換して周
波数スペクトルを検出し、演算回路は任意のタイミング
で周波数スペクトルよりゴースト定数を算出するように
動作するので、急激に変化するゴーストや多重ロングゴ
ースト等により同期信号やパイロット信号が漬れたとし
ても、誤動作することはなくゴースト定数を検知できる
。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。

第１図は本発明の一実施例のゴースト検知回路を表わす
ブロック図である。

以下同図（＆）について構成と動作原理について説明す
る。

１はゴースト検知回路部、２はＩＦ信号入力端子、３は
同期検波回路、４は同期検波回路、５は位相同期発振器
、６はＡ−Ｄ変換器、７はＡ−Ｄ変換器、８は９０°移
相器、９は演算回路部、１０はフーリエ変換部、１１は
フーリエ変換部、１２は演算回路、１５は制御電圧発生
回路、４２は検波回路部である。

端子２に入力されたＩＦ倍信号、同期検波回路３および
４に入力され、位相同期発振器からの発振信号と９０°
移相器８によりワ０°移相された発振信号により、同相
および直交検波される。同期検波回路３および４からの
同相および直交検波出力は人−り変換器６および７によ
り任意のタイミングで一定期間サンプリングされ時間軸
に対する同相および直交検波出力が離散値データ化され
て、各々フーリエ変換部１０および１１によってフーリ
エ変換される。これまでの動作をより詳細に述べる。

端子２に入力されるＩＦ倍信号残留側波帯（ＶＳＢ）方
式で放送されるＴＶのＩＦ倍信号仮定すれば、入力信号
Ｉｆ（ｔ）は Ｉｒ（ｔ）　−ａ（ｔ）　＋　Ｘ　ｕｉ（ｔ）　　　　
　　−＝　（１）経路を経て到来するゴースト波、ｇ（
ｔ）は変調信号、γ１は希望波とゴースト波の振幅比、
τ１はゴースト波の遅延時間、ψ１は希望波に対するゴ
ースト波の位相角、ωＯはＩＦ倍信号角周波数である。

残留側波帯信号スペクトルは第２図（＆）のように示さ
れｖＳＢフィルタのロールオフ特性は同図（１））のよ
うに示され帯域−β−βの範囲を仮シに直線近似すれば
ＶＳＢフィルタの特性Ｗ（ω）はＷ（ω）−−５，７（
−β≦ω≦β）　　　　・・・・・・（３）であり変調
信号ｇ（ｔ）のフーリエ変換をＧ（ω）、ｈ　。

（１）のフーリエ変換をＨ（ω）で表わせばＨ（ω）−
Ｇ（ω）・Ｗ（ω）　　　　　　・・・・・・（４）で
示される関係がある。

（１）式で示した入力信号Ｉｒ（ｔ）をａｌｌ（ωｏｔ
−ψ）の発振信号で同期検波すると、同期検波回路３お
よび４の出力ｑ（ｔ）、１（ｔ）は ｑ（ｔ）　−ｇ（ｔ）−ψ−ｈ（ｔ）ｍψ＋２γｔｇ（
ｔ−τ１）ａｓ　ｅ　ｉ一Σｒｉｈ（ｔ−ｒｔ）ｓ＋ｎ
θ１ １（ｔ）　−−ｇ（ｔ）ｇｉｎψ−ｈ（ｔ）ｃｒ１１ψ
−Ｊｒｔｇ（ｔ−τ１）−０１一Σｒ１ｈ（ｔ−τ１）
■θ１・・・−・・（ｓ）（ただしθ１−−ψ１＋ψ） とな〕フーリエ変換部１０および１１の出力Ｑ（ω）。

！（ω）は でありこの（６）のωに対する離散値データが演算回路
１２％Ｃ入力される。以下演算回路１２の動作について
説明する・ 演算回路１２に入力される信号データは上記（６）式の
実部と虚部でそれぞれの成分をＱ、−（ω）、Ｑｉ（ω
）。

Ｉｒ（ω）　、　１１（ω）とし、角周波数−βからβ
の範囲のみ押出すれば、 Ｑｒ（６））−６Ｇｒ（ω）　＋　ｂ−Ｇｉ（ω）　　
　　　−・・・−（７）Ｑｉ（ω）＝　−ｂ−Ｑｒ（ω
）　＋　α−Ｑｌ（ｃａ＋）　　　　−・−（８）Ｉｒ
（ω）−ｏ−Ｇｒ（ω）＋　ａ−Ｇ１（ω）　　　　　
　　−−−−・−（９）１１（ω）−−４−Ｑｒ（ω）
　＋ａ−Ｇｉ（ω）　　　　　・＜１０）である。とこ
ろで第２図（α）に示した信号スペクトルＡとＢはω−
Ｏを中心として対称の角周波数位置（±ωｅ）Ｋあるの
で、変調信号のスペクトル成分は等しくスペクトルＡ、
Ｂの比Ａ／Ｂはゴースト定数のみの関係式で与えられる
。スペクトルＡ、Ｂは であシＡとＢの比は で表わされ、単一ゴーストの場合は−β≦ω≦βの範囲
における３つの角周波数ポイントを押出すれば（１２）
式で示される方程式を５つ連立することができ、３つの
未知数、つまシボ−スト定数（ｒ、τ、φ）を算出する
ことができる。また、２波、３波・・・のゴースト波が
存在する場合は角周波数ポイントをそれぞれ６点、９点
・・・・・・・・・押出することによりボ−スト定数を
検知することができる０以上のように演算回路１２にお
いて検知したゴースト定数を制御電圧発生回路１５に送
シ、ここでＴＶ受信機などの各種回路、例えばゴースト
消去のための回路やトランスバーサルフィルタ等を制御
する制御電圧を発生、出力する。

以上のように本実施例によれば、任意のタイミングに一
定期間ＡＭ検波信号をサンプルすることによりボ−スト
定数の検知が可能で６？）、信号に多重されている同期
信号やパイロット信号のようなタイミング信号に影響さ
れないのでいかなるゴースト条件のもとにおいてもゴー
スト定数の検知ができるのでゴースト検知性能が向上す
る。

またＡ−Ｄ変換器６，７のサンプリング期間を水平同間
隔、約６五４９μ旗以上に設定すれば、必ずそのサンプ
リング期間内に水平同期信号が存在するので１例えば輝
度信号のない黒レベルあるいは白レベルの時にもゴース
トの検知が可能であム更に水平同期信号を含めば、水平
同期信号１５．７５ＫＨ，のル倍高調波が存在し、この
ようにサンプルされた周波数スペクトルは限られた周波
数に現われるので、方程式を容易に連立できゴースト定
数検知の高速化が図れる。

尚本実施例では、残留側波帯方式のＴＶ放送波に対して
述べたが、両側波帯方式を含むその他のＡＭｍ調信号を
もつ放送波に対しても同様の動作を行なうことができる
。特に、映像信号や音声信号を直交成分に入れ、限られ
た帯域内により多くの情報を伝送する方式やＱＰＳＫ方
式はゴースト（反射波）の影響を強く受けるので、本方
式のゴースト検知方式は有効である。

以下第１図（１））に示す本発明の一実施例について説
明する。

第１図（ａ）に示したブロックと同一の動作をするもの
に関しては同一番号を付けである。

同図（ｂ）において１４は上側波帯の一部を抜き取る帯
域フィルタ、１５は残留側波帯の一部を抜き取る帯域フ
ィルタ、１６および１７は包絡線検波回路である。端子
２に入力されたＩＦ倍信号分岐され一方は帯域フィルタ
１４、他方は帯域フィルタ１５に入力される。帯域フィ
ルタ１４　、１５においては、第２図（０）の破線で示
した帯域のうち実線で示した帯域Ａと一点鎖線で示した
帯域Ｂの信号成分を抜き取る動作をし、帯域フィルタ１
４で帯域Ａの部分の信号成分を、帯域フィルタ１５で帯
域Ｂの部分の信号成分をそれぞれ抜き取る。それぞれの
帯域フィルタを通過した信号は包絡線検波回路１６およ
び１７により包絡線検波し、各々の検波用力をＡ−Ｄ変
換器６および７によって任意のタイミングで一定期間サ
ンプリングして離散値データに変換する。この離散値デ
ータを各々フーリエ変換部１０および１１によりフーリ
エ変換し、包絡線検波後の信号の周波数スペクトルを検
出しそれぞれのデータは演算回路１２に入力される。演
算回路１２ではフーリエ変換部１０のフーリエ係数出力
よりスベクトル人を求め、フーリエ変換部１１の出力よ
りスベクトルＢを求め両者の比よ＃）（１２）大同様の
方程式を得る。これより第１図（α）の実施例で説明し
た原理と同様にゴースト定数を検知することができる。

本実施例によれば、第１図（α）の実施例の説明で述べ
た効果と同じ効果が期待でき、更にはフーリエ変換部１
０および１１の出力そのものが上側波帯に現われる周波
数スペクトルおよ、び残留側波帯、または下側波帯に現
われる周波数スペクトルを表わすので、演算回路１２で
の処理が簡略化され、ゴースト検知の高速化が図れる。

尚、帯域フィルタ１４および１５は急峻な遮断特性が要
求されるがＳＡＷフィルタやディジタルフィルタ等によ
り構成できる。

以下、第１図（０）　Ｋ示す本発明の一実施例について
説明する。

尚、第１図（α）と同様の動作をするブロックに関して
は同一の番号が付けである。

同図（０）において、１８はディジタル信号処理による
ゴースト検知回路部、１９はＲＦ信号入力端子、２０は
周波数変換回路部、２１はＩＦ倍信号直交成分が出力ま
たは入力される端子、２２．２３はミクサ、２４は局部
発振器、２５は９０°移相器、２６および２７は入力デ
ータを第２図（Ｑ）に示したＡおよびＢの２つの帯域に
分波するディジタルフィルタ、２Ｂ　、　２９　、３０
および５１は入力データを２乗する２乗回路、３２およ
び６３は加算回路、５４　、３５はＩＦ倍信号同相成分
および直交成分を任意のタイミングで一定期間サンプリ
ングし、離散化する高速Ａ−Ｄ変換器である。

端子１９に入力されたＲＦ倍信号２分岐され、一方はミ
クサ２２において局部発振器２４からの発振信号により
周波数変換され、ＩＦ倍信号同相成分となシ、他方はミ
クサ２５において９０°移相器２５に経た発振信号によ
り周波数変換され、ＩＰ倍信号直交成分となる。高速Ａ
−Ｄ変換器３４および６５でＩＰ倍信号同相成分および
直交成分がＡ−Ｄ変換され、ディジタルフィルタ２６お
よび２７において帯域Ａおよび帯域Ｂに分波される。Ｉ
Ｆ信号同相成分のうち前記帯域Ａを通過できる信号成分
のデータは２東回路２８に、ＩＦ信号同相成分のうち前
記帯域Ｂｉ−通過できる信号成分のデータは２東回路３
０に、ＩＰ信号直交成分のうち帯域Ａを通過できる信号
成分のデータは２東回路２９に。

ＩＦ信号直交成分のうち帯域Ｂを通過できる信号成分の
データが２東回路３１にそれぞれ入力され２乗されて、
加算回路３２および３３で加算される。

加算回路５２および５５の出力はフーリエ変換部１０お
よび１１でその平方根を演算しフーリエ変換することに
より周波数スペクトルを検出し演算回路１２にデータを
送る。演算回路に入力されるデータは前記（１３）およ
び（１４）式と等しく、（１５）により同様に連立方程
式を立てゴースト定数を算出することができる。

以上のように本実施例°によれば、第１図（ａ）、およ
び（ｂ）の実施例と同様な効果がある。

以上のように第１図（α）　ｊ　（ｂ）　ｔ　（０）の
実施例について説明したが、演算回路部９ｔ−マイクロ
プロセッサを有するマイクロコンビエータで構成するこ
とも可能である。また第１図（０）の場合ディジタル信
号処理プロセッサで構成することもできる。

以下、本発明の一実施例のゴースト検知回路部１および
１８を用いたゴースト処理回路の一実施例について第３
図から第５図を用いて説明する。

第３図は本発明の一実施例のゴースト処理回路を表わす
ブロック図で同図（α）はゴースト検知回路部１を゛用
い、同図（ｂ）はゴースト検知回路部１８を用いた場合
の実施例である。５６は外部からの制御信号により動作
するＩＦ帯の信号処理回路で、ゴースト検知回路部１お
よび１８からの検知ゴースト定数（γ１１τ１．ψ１）
より信号処理回路３６を制御し、フィードバック形の検
知制御系を構成したものである。信号処理回路３６は２
通シの機能を持たせることができそれによって回路全体
の機能が異なる。その１つは信号処理回路３６をトラン
スバーサルフィルタなどを用いた伝送路逆特性のフィル
タを構成し、消失回路とすることによりゴースト除去回
路とすることができる。もう１つは端子２に入力される
ＩＦ侶号のうちゴースト波成分の逆相信号を生成して逆
相信号を生成して加算することなどにより簡単な波形整
形、等化を行ない後段（ビデオ段）での同期分離、各種
回路へのタイミング信号を生成する手段の動作を補助し
、あるいは誤動作を防止する動作を行なうことができる
。

以上本実施例では、信号処理回路５６を消去回路とする
ことによりボ−ストの除去ができ、タイミング信号を生
成する手段の動作を補助することにより、同期孔れの防
止、また受信機におけるタイミング信号を必要とする各
種回路の誤動作を防止できる効果がある。

第４図は本発明の一実施例のゴースト処理回路を表わす
ブロック図であシ、５７は遅延器である。

本実施例においても第５図同様にＩＦ信号帯でゴースト
波を処理する信号処理回路３６を有し、フィードフォア
ード形の検知制御系を構成している。

同図（α）　＃　（１））はゴースト検知回路部１、同
図（０）　、　（ｄ）はゴースト検知回路部１８ｔ−用
いた実施例である。

同図（ｂ）および（ｄ）は検知制御ループの中に遅延器
５７゛を構成することによりボ−スト検知回路部１およ
び１８の演算処理時間の遅れ時間を補正することによ多
処理効果を高めたものである。本実施例においても第３
図の実施例と同様に信号処理回路３６は、ゴースト検知
回路部１および１日からの制御信号により制御され、ゴ
ースト除去回路としてゴーストをキャンセルし、あるい
は、後段のタイミング信号の生成手段の動作補助をする
ことによりロ様の効果が期待できる。

第５図は本発明の一実施例のゴースト処理回路を表わす
ブロック図で、３８はＩＦ信号を検波する映像検波回路
部である。本実施例は信号処理回路３６がビデオ段に構
成した例で、（α）はゴースト検知回路１　、（ｂ）は
ゴースト検知回路１８を用いてゴースト処理回路を構成
した例である。本実施例においても第３図の実施例の説
明で述べたと同様に、信号処理回路３６はトランスバー
サルフィルタ等で構成され、ゴースト除去回路としてゴ
ーストを今ヤンセルし、またタイミング信号の生成手段
の動作補助をすることによりロ様の効果が期待できる。

以上第３図〜第５図のゴースト処理回路の一実施例につ
いて述べたが、信号処理回路５６は完全にゴーストを消
失するゴースト除去回路として機能させる場合と、後段
のタイミング信号を生成する手段を補助する機能を持た
せる場合について述べたが、ゴースト除去回路として用
いる場合は、検知ゴースト定数を用いて逆フィルタを構
成して消去する他に、検知定数のうち例えば振幅比γ１
を１つの制御信号として扱い、ｒｌの値がゼロになるよ
うに適応アルゴリズムをもって順次適応動作させる方法
でもゴースト除去が可能である。例えば最大傾斜法など
を適用し、逐次トランスバーサルフィルタのタップ係数
を修正することにより振幅比ｒ１を基準値ゼロに収束さ
せる方法である。

またタイミング信号を生成する手段を補正する回路とし
て機能させる場合は、ゴーストを除去するほどの検知精
度や消失精度は要求されずハードウェア的にも簡素な回
路で構成できる。例えば検知遅延時間τ１によって信号
処理回路３６０入力信号をτ１だけ遅延させ、あるいは
進ませる操作をし、逆相信号を生成して加算することに
より、同期信号が分離できる程度の処理を行えば、後段
での各種回路へのタイミング信号は正確にタイミングを
とらえることができる。

以下ゴーストによる同期信号の潰れや急激なゴーストの
変化による同期タイミングの誤動作を防止するタイミン
グ再生の一方式について述べる。

第６図は本発明のゴースト検知回路部１および１８を用
いて受信機の各種回路へのタイミング信号を与えるタイ
ミング再生の一方式を表わすブロック図である。

５９はビデオ信号より同期信号を分離する同期分離回路
、４０はタイミング信号を生成するタイミング生成回路
部である。同図（α）はゴースト検知回路部１、同図（
１））はゴースト検知回路部１８を用いた場合の構成例
である。

映像検波回路部５８により検波されたビデオ信号は、同
期分離回路部５９に入力され同期信号が分離される。第
７図（α）に示したのは取り出された同期信号である。

タイミング生成回路部４０はこの同期信号と検知ゴース
ト定数を受け、これよυ直接波およびゴースト波のうち
振幅が最大の信号を希望波とみなす。例えば第７図（α
）の場合は破線で示した信号を、同１ｆｆｂ）では−点
鎖線で示した信号を希望波と判断する。同図（α）の状
態では同期信号の立上がシあるいは立下がシを同期タイ
ミング信号を発生する。次の状態で同図（ｂ）のように
−点鎖−線の信号レベルが急激に上昇すると、検知ゴー
スト定数の振幅比γ１が最大の信号を希望波として、同
期信号の立上がり、あるいは立下がシからその時の検知
遅延時間τ１だけずらしたタイミングをタイミング信号
の立上がりとして同図（ｄ）のようなタイミング信号を
生成する。

以上のように、本実施例によればゴーストの急変による
同期乱れが防止でき、また振幅最大の信号を希望波とす
るために信号のＤＵ比の劣化の防止、改善が図れる。

第８図は、本発明のゴースト検知回路部１および１８を
用いて受信機の各種回路へのタイミング信号を与えるタ
イミング生成の一方式を表わすブロック図であシ、同図
（α）はゴースト検知回路部１、同図（ｂ）はゴースト
検知回路１８を用いて構成した例である。４１はゴース
ト検知回路部１および１日からの検知ゴースト定数の情
報を含んだ制御信号により制御される可変遅延器である
。第１０図は同期信号を表わし点線は直接波、−点鎖線
はゴースト波を表わす。

第８図において映像検波回路部５８により検波された信
号の同期信号は第１０図（α）に示す時刻ｔ１に直接波
が、時刻ｔ２にてだけ遅れたゴースト波が立上がり、直
接波のレベルの方が大きかったとすると、この信号は可
変遅延器４１によってτ′だけ遅延されており、直接波
の立上がシは時刻部であシ、タイミング生成回路部４０
はゴースト検知回路部１あるいは１８からの制御信号と
同期分離回路部５９からの出力により時刻ｔｉの立上が
シタイミングを得て、タイミング信号を生成し出力して
いる。第１０図（ｂ）は可変遅延器４１の出力信号のう
ちの同期信号部分を表わしている。この状態からゴース
トの状態が急変し、ゴースト波レベルが直接波レベルよ
り高くなった状態が第１０図（ｃ）に示す同期信号であ
る。この状態全検知したゴースト検知回路部３８は、レ
ベルの高いゴースト波を希望波とすべく可変遅延器４１
を制御して検知した遅延時間τだけ遅延量を減するよう
に動作させ、第１０図（４）に示す同期信号波形を得る
。これにより初期の状態と同一タイミングでタイミング
信号生成回路部４０はタイミング信号を発生し、受信機
全体回路がゴースト波を希望波として、取扱うことがで
きるようＫなり、同期乱れを防止できる。また同期信号
が潰れた場合でもゴースト検知回路部１，１８はゴース
ト定数を検知できるので、タイミング生成回路４０を初
期のタイミングにホールドして可変遅延器４１を制御す
ることにより同様にタイミング信号を再生できる。

以上の様に本実施例によれば同期分離回路部５９が正常
な同期分離を行なえなくなっても、可変遅延器４１とタ
イミング生成回路部４０をゴースト検知回路１，１８が
制御することＫよりタイミングを再生でき、各種回路の
誤動作を防止でき更に希望波の選択によりＤＵ比劣化を
防ぐことができる。

第９図に示した実施例は第８図における可変遅延器４１
をＩＦ段に構成したもので、第８図の実施例と同様な動
作をすることができ、更にはＩＰ信号帯での処理である
のでこれより後段にある各種回路にタイミング信号を与
えることができ、誤動作の防止効果が高まる。以上第９
図、第１０図の実施例によればゴーストの急激な変化に
よる同期乱れやこれＫよる各種回路の誤動作を防止でき
る。

以上までに述べてきた実施例はすべて残留側波帯方式、
両側波帯方式を用いた放送、通信に用いられる受信機に
適用可能なもので、無線、有線ケーブルなどの伝送系で
生じる反射波、ゴースト波、エコーなどの定数を検知し
、検知定数を用いて信号処理するので、ゴース）Ｋ対す
る一連の信号処理の動作速度は高速である。

第１１図は本発明の一実施例のゴースト検知回路部１を
用いたスペースダイバシティー受信機の構成を表わす図
である。前述の実施例と同様の動作をするブロックに関
しては同一の番号を付けである〇 同図中、４３　、４４はアンテナ、４５　、４６はＲＦ
倍信号ＩＰ倍信号変換する周波数変換部、４７は局部発
振回路、４８は周波数変換部４５および４６からの出力
を外部からの制御により切換え選択する切換スイッチ、
４９は切換スイッチ４８からの信号を入力し、タイミン
グ生成回路部４０からのタイミングで入力信号のレベル
を検知するレベル検知回路部である。

本実施例は第８図（α）に示したタイミング信号再生の
一構成を用いてアンテナ切換のダイバシティー受信を行
う受信機に関するもので、以下その動作について説明す
る。

切換スイッチ４８は、゛初期状態でアンテナ４６と周波
数変換部４６又はアンテナ４４と周波数変換部４５のど
ちらか一方の受信系を選択する。タイミング生成回路部
４０で例えばＴＶ倍信号垂直同期信号のタイミング信号
を再生したとし、これをレベル検知回路部４９に送シ、
レベル検知回路ではこのタイミング信号により一方の受
信系からの出力信号のレベルを検知し、切換スイッチ４
８を切換え、他方の受信系からの出力信号のレベルも検
知し、両者のレベルを比較して、レベルの大きい方を選
んで切換スイッチ４８を制御してレベルの大きい受信系
を選択するよう動作する。

本実施例によれば、タイミング生成回路部４０はゴース
トの有無Ｋかかわらず正確なタイミング信号を生成する
のでアンテナ切換、レベル検知ｏ動作が誤動作すること
がなく的確なグイパシティー受信を行うことができ同期
乱れを防止することができる。

第１２図は本発明の一実施例の′、ゴースト検知回路部
１ｔ−用いたスペースダイパシティ受信機の構成を表わ
すブロック図であプ、前述の実施例と同様の動作をする
ブロックに関しては同一の番号を付けて示した。以下そ
の動作について述べる。

信号処理回路５６はＩＦ段で信号処理を行う回路であシ
、ゴースト検知回路部１からのゴースト定数を用いてゴ
ーストを消去するトランスパーサルフィルタである。第
１１図の実施例と同様に切換スイッチ４８によって一方
の受信系選択し、ＩＦ倍信号一つは信号処理回路３６を
経て映像検波回路部３Ｂで検波され、同期分離回路部３
９に入力される。また１つはゴースト検知回路部１に入
力されゴースト定数を検知し、この定数は信号処理回路
３６およびタイミング生成回路４０に送られる。タイミ
ング生成回路部４０は同期分離回路部からの同期信号と
ゴースト定数により正確なタイミング信号を生成し、レ
ベル検知回路部４９にタイミング信号を送る。一方信号
処理回路３６はタイミング信号によらずゴーストを処理
しており、その出力からレベル検知回路部４９で第１１
図の実施例と同様の動作を行う。ただし切換スイッチ４
Ｂを切換えた時にゴースト定数が変化するのでアンテナ
切換え時に信号処理回路５６中のトランスバーサルフィ
ルタのタップ係数をリセットするようにレベル検知回路
部４９より信号処理回路５６にリセット信号を送る。

以上により、アンテナ切換、レベル検知の動作はゴース
トにより誤動作することはなく、レベルの大きい受信系
を選択するよう動作しまた信号処理回路３６によってゴ
ーストを除去するよう動作するので、フェージング、ゴ
ースト妨害に強いダイバシティー受信を行うことができ
る０第１３図は本発明の一実施例のゴースト検知回路部
１を用いたスペースダイバシティー受信機の構成を表わ
すブロック図であシ、前述の実施例と同様の動作をする
ブロックに関しては同一の番号を付けた。同図中５１は
復調回路５０はアンテナ４３および４４で受けたＲＦ倍
信号ＩＦ倍信号変換し、両者のキャリア位相を同相にし
て合成し出力する位相合成チェーナである。

位相合成テエーナ５０の出力であるＩＦ倍信号、信号処
理回路５６を経て復調回路５１と、ゴースト検知回路部
１に人力される。ゴースト検知回路部１においてゴース
ト定数を検知し、信号処理回路３６を制御して、信号処
理回路５６においてゴーストの除去を行う。位相合成チ
ェーナ５０は外部からのタイミング信号などによらず常
にキャリア位相を同相に合成するよう動作し、またゴー
スト検知回路部１も外部からのタイミング信号などによ
らず動作する。

本実施例によれば位相合成チューナ５０によりフェージ
ングに強い安定な受信ができ、また信号処理回路３６に
よりゴースト妨害を除去でき、受信品質を改善できる効
果がある。また本実施例によれば位相合成テエーナ５０
とゴースト検知回路部１が外部のタイミング制御によら
ず独立に動作させることができ、更に同期信号などのタ
イミング信号が含まれるＴＶ信号に限らず、残留側波帯
、両側波帯で送信される信号に対し処理できるダイバシ
ティ受信が可能となる。

以上までに述べた実施例はＴＶ信号のみならず残留側波
帯方式、あるいは両側波帯方式を用いた放送通信におけ
る受信機に適用することが可能であり、効果的な処理が
できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、残留側波帯方式、両側波帯方式を用い
た放送、通信に用いる受信機において、信号スペクトル
より反射波（ゴースト波）の定数の検知が可能であり、
これよ多信号に含まれるタイミング信号などの潰れを再
生でき、また反射波を除去することができる受信機を構
成することが可能となるので、反射波による受信障害が
改壱できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のゴースト検知回路部のブロ
ック図、第２図は残留側波帯を表わす信号スペクトル図
、第３図、第４図および第５図は本発明の一実施例のゴ
ースト処理回路を麦わすブロック図、第６図は本発明の
一実施例のタイミング信号全生成する一方式を表わすブ
ロック図、第７図は同期信号と生成されるタイミング信
号を表わす信号波形図、第８図、第９図は本発明の一実
施例のタイミング信号を生成する一方式を表わす図、第
１０図は同期およびタイミング信号を表わすタイミング
図、第１１図、第１２図および第１３図は本発明の一実
施例のスペースダイバシティー受信機を表わすブロック
図である。 １・・・ゴースト検知回路部、１８・・・ゴースト検知
回路部、３，４・・・同期検波回路、９・・・演算回路
、１０　、１１・・・フーリエ変換部、１２・・・演算
回路、１４゜１５・・・帯域フィルタ、１６　、１７・
・・包ｍ線検波回路、２６　、２７・・・ディジタルフ
ィルタ、５６・・・信号処理回路、４０・・・タイミン
グ生成回路部、４１・・・可変遅延器、４２・・・検波
回路部。 代理人弁理士　小　　川　　勝　　男 纂　／［ （ｂ） 隼　Ｉ　図 （Ｑ） 第　２　回 （ＯＬ） （ｅ） 第　３　図 （α） 第　４−　回 第　５　図 （ｂ） 第　６　回 （ｂ） 第　７７ （ｃＬ）（ｂ） （Ｃ）（ＣＬ） 時間→　　　　　　　　榔ト 嶌　８　面 （ＯＬ） （ｂ） ／ｄ　　　　　　　　　　　↑Ｕ 第　′７　回 Ｃｂ’） 第１θ　　区

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、両側波帯方式および残留側波帯方式で伝送される信
   号を受信し、搬送波より高い上側波帯にある第１の信号
   と搬送波より低い下側波帯あるいは残留側波帯にある第
   ２の信号を検波する検波回路部と、送信点から伝送路を
   経て直接到来する直接波に対する直接波と異なる伝送経
   路を経て到来する反射波の振幅比、遅延時間および高周
   波位相角などの反射波定数を上記第１および第２の信号
   より演算検知する演算回路部と、演算回路部で検知した
   反射波定数より外部の受信信号を処理する手段に対し制
   御信号を生成し出力する制御電圧発生回路より構成した
   ことを特徴とする受信機。 ２、前記検波回路部を、受信信号を同相同期検波する第
   １の同期検波回路と、受信信号を直交検波する第２の検
   波回路により構成したことを特徴とする請求項１記載の
   受信機。 ３、前記検波回路部を、受信信号を同相同期検波する第
   １の同期検波回路と、受信信号を直交同期検波する第２
   の同期検波回路と、第１の同期検波回路の検波出力をＡ
   −Ｄ変換する第１のＡ−Ｄ変換器と、第２の同期検波回
   路の検波出力をＡ−Ｄ変換する第２のＡ−Ｄ変換器によ
   り構成したことを特徴とする請求項１記載の受信機。 ４、前記演算回路部を、前記第１の信号を入力しフーリ
   エ変換する第１のフーリエ変換部と、前記第２の信号を
   入力しフーリエ変換する第２のフーリエ変換部と、第１
   のフーリエ変換部の出力および第２のフーリエ変換部の
   出力より反射波定数を算出する演算回路により構成した
   ことを特徴とする請求項１記載の受信機。 ５、前記演算回路部を、前記第１のＡ−Ｄ変換器の出力
   をフーリエ変換する第１のフーリエ変換部と、前記第２
   のＡ−Ｄ変換器の出力をフーリエ変換する第２のフーリ
   エ変換部と、第１のフーリエ変換部の出力および第２の
   フーリエ変換部の出力より反射波定数を算出する演算回
   路により構成したことを特徴とする請求項１記載の受信
   機。 ６、前記演算回路部を、前記第１のＡ−Ｄ変換器の出力
   データおよび第２のＡ−Ｄ変換器の出力データをフーリ
   エ変換し、フーリエ変換して得られたデータより反射波
   定数を算出し、出力する処理を行なうマイクロコンピュ
   ータにより構成したことを特徴とする請求項１記載の受
   信機。 ７、前記検波回路部を、受信信号から前記第１の信号を
   抜き取る第１の帯域フィルタと、受信信号から前記第２
   の信号を抜き取る第２の帯域フィルタと、第１の帯域フ
   ィルタの通過信号を包絡線検波する第１の包絡線検波回
   路と、第２の帯域フィルタの通過信号を包絡線検波する
   第２の包絡線検波回路により構成したことを特徴とする
   請求項１記載の受信機。 ８、前記検波回路部を、受信信号から前記第１の信号を
   抜き取る第１の帯域フィルタと、受信信号から前記第２
   の信号を抜取る第２の帯域フィルタと、第１の帯域フィ
   ルタの通過信号を包絡線検波する第１の包絡線検波回路
   と、第２の帯域フィルタの通過信号を包絡線検波する第
   ２の包絡線検波回路と、第１の包絡線検波回路の出力を
   Ａ−Ｄ変換する第１のＡ−Ｄ変換器と、第２の包絡線検
   波回路の出力をＡ−Ｄ変換する第２のＡ−Ｄ変換器によ
   り構成したことを特徴とする請求項１記載の受信機。 ９、前記演算回路部を、前記第１のＡ−Ｄ変換器の出力
   をフーリエ変換する第１のフーリエ変換部と、前記第２
   のＡ−Ｄ変換器の出力をフーリエ変換する第２のフーリ
   エ変換部と、第１のフーリエ変換部の出力および第２の
   フーリエ変換部の出力より反射波定数を算出する演算回
   路により構成したことを特徴とする請求項１に記載の受
   信機。 １０、 前記演算回路部を、前記第１のＡ−Ｄ変換器の出力デー
   タおよび第２のＡ−Ｄ変換器の出力データをフーリエ変
   換し、フーリエ変換して得られたデータより反射波定数
   を算出し、出力する処理を行なうマイクロコンピュータ
   により構成したことを特徴とする請求項１記載の受信機
   。