JPH01256834A

JPH01256834A - モデム装置

Info

Publication number: JPH01256834A
Application number: JP63084178A
Authority: JP
Inventors: Tatsuya Yaguchi; 達也矢口; Takehiro Yoshida; 武弘吉田
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1988-04-07
Filing date: 1988-04-07
Publication date: 1989-10-13

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明はモデム装置に関し、例えばＧＩＩＩファクシミ
リ通信等のデジタルデータ通信に使用されるモデム装置
に関するものである。

［従来の技術］デジタル信号データをアナログ回線である一般公衆回線
を介して伝送する場合、デジタル信号を変調して所望の
アナログ信号に変換して送信する必要がある。また、受
信側ではこの変調信号を復調する必要があり、このため
の変復調装置（モデム装置）が必須である。

データ伝送時の伝送速度もスピードアップが図られ、現
在、Ｇｍファクシミリ装置では、情報伝送スピードが９
６００ｂｐｓ　　（ｂｉｔ　／ｓｅｃ　）という高速で
データ伝送されるものが使用されている。

このため、送信側モデム装置で変調され回線に送出され
た送信信号は、回線歪、ジッタ、送受間のタイミング誤
差やキャリア誤差等により歪みが加えられて受信側モデ
ム装置に受信される。受信側モデム装置にはこの歪を補
正すべく等化器等が組み込まれており、受信側モデム装
置より出力される時には元の送信信号となるように補正
されている。

この等化器の動作を第６図及び第７図（Ａ）〜（Ｃ）を
参照して以下に説明する。

第６図において、１０は送信側モデム装置、２０は受信
側モデム装置、２１は受信側モデム装置２０に内蔵され
ている等化器、３０は両モデム装置間を接続する回線で
ある。

送信側モデム装Ｍ１０より出力された送信信号ａｋは、
第７図（Ａ）に示す如く使用帯域全域に渡って均一なゲ
インとして回線３０に送出される。しかし、回線３０は
周波数特性を有しており、その伝送特性は例えは第７図
（Ｂ）に示す特性となる。このため、受信側モデム装置
２０で受信される受信信号Ｒｋはこの伝送特性による影
響を受け、第７図（Ｂ）に示すものとなる。受信側モデ
ム装置２０に第７図（Ｃ）に示す周波数特性を持つ等化
器２１を備えることにより、この等化器２１よりの出力
信号ａｋＲは第７図（Ｂ）と第７図（Ｃ）との合成特性
となる。画周波数特性は互いに逆特性となっており、出
力信号ａｋＲの特性［両特性を畳み込んだ特性（周波数
領域では単なる乗算）］は第７図（Ａ）に示すフラット
な特性となるものである。この結果無歪の信号伝送を可
能とするものである。

即ち、等化器２１の役割は、回線特性の逆特性をイ乍り
出すことである。

以上説明してきたような方法で、ファクシミリ通信等の
公衆電話回線を使用したデータ通信においては、回線特
性の等化が行なわれる。

下表は等化器用トレーニングパターンとしてＣＣＩＴＴ
、Ｖ２９勧告されたものであり、この表を参照して、Ｃ
ＣＩＴＴ、Ｖ２９勧告を例にあげフォールバックの説明
をする。

なお、表中セグメント２はタイミング位相合わせの為の
パターンでありセグメント３が等化器調整用パターンで
ある。

表はＶ２９勧告の同期信号であり、ファクシミリ画像デ
ータの送受信に先だって回線特性の等化の為に使用され
ている。同期信号に引き続いて、回線特性が良好に等化
されたかどうかを確認する為にＴＣＰ　（トレーニング
チエツク）と呼ばれる１、５秒±１０％間の“０”連続
信号が送出される。

去従って、まず送信機側では９６００　ｂｐｓの伝送速度
を有する同期信号を送出し、続いてＴ　Ｃ’　Ｆを送出
する。

受信器側では同期信号受信中にＡＧＣ制御、タイミング
抽出、等化器調整を行なう。

次に、ＴＣＰ期間中、例えば１秒間エラーが無いかどう
かをチエツクし、エラーがあれば送信機側にＦＴＴ　Ｄ
レーニング失敗）を返し７２００ｂｐｓにフォールバッ
クする。またエラーが無ければ送信機側にＣＦＲ（受信
確認信号）を送出しフォールバックせずに９６００　ｂ
ｐｓで画像データの送受を行なう。

［発明が解決しようとしている課題］しかし、上記の従来例では、ＴＣＰエラーを起こすたび
にフォールバックをするため、ここに余分な手順が介在
することになり、高速伝送速度を有するモデムを使用し
ているにもかかわらず画像データ送受信までの前手順に
多大な時間を要し、実効伝送速度は非常に低くなってし
まうという欠点があった。

従って、伝送路特性が悪い場合には、Ｖ２９モデム（９
６００ｂｐｓ　、７２００ｂｐｓ　）使用の場合よりも
、Ｖ２７ｔｅｒモデム（４８００ｂｐｓ。

２４００ｂｐｓ）を使用した場合の方が実効伝送速度が
速い場合もあるのである。

今後、１２．０Ｋｂｐｓ　、　　１４．４Ｋｂｐｓ　。

１９．２Ｋｂｐｓの伝送速度を有する高速モデムが勧告
化されると予想されるが、高速モデムにおいて従来の様
なフォールバックモードを使うと、実効伝送効率は今ま
で以上に悪くなってしまうことにもなる。

［課題を解決するための手段］本発明は上述の課題を解決することを目的としれ成され
たもので、上述の課−を解決する一手段として以下の構
成を備える。

即ち、等化器に、所定のスクランブルデータの受信中に
平均自乗誤差を演算する平均自乗誤差演算回路を備える
。

また、平均自乗誤差演算回路として等化器判定部の出力
に自乗誤差演算回路とＩＤＦフィルタを付けることが望
ましい。

更に、等化器判定部の出力に絶対値誤差或は自乗誤差と
ローパスフィルタを付けることが望ましい。

［作用コ以上の平均自乗誤差演算回路を備えることにより、回線
等化度を測定し、１回のトレーニングで・最適伝送速度
を決定することを可能とする。

即ち、前記課題を解決する為に、受信機側の等化器判定
部出力側に自乗誤差演算回路、１．Ｄ。

Ｆ　（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅ　ａｎｄ　Ｄｕｍｐ　Ｆｉｌ
ｔｅｒ　）ならびに比較器を付加することにより、例え
ばＣＣＩＴＴ勧告同期のためのスクランブルされたデー
タ“１”の期間中に等化率を計算し、その結果により最
適伝送速度を選択できる様にしたものである。

［実施例］以下、図面を参照して本発明に係る一実施例を詳細に説
明する。

第１図は本発明に係る一実施例の変復調装置（モデム）
のブロック図であり、図中鎖線で囲んだ部分がＤＳＰ　
（デジタル信号処理プロセッサ）で構成される部分であ
る。

第１図において、１００及び１１８は本実施例のモデム
に接続される送信すべきデジタル信号を発生する送信端
末及び受信端末である。

１０１は、同一データの連続出力を防止するため、送信
データをランダム化するスクランブラ、１０２はスクラ
ンブラ１０１からの信号をトリビット、グイビット毎等
に符号を割り付ける符号器、１０３は信号の符号量干渉
を防ぐ波形整形フィルタ（ロールオフフィルタ）、１０
４は波形整形フィルタ１０３よりの信号に対して所定の
変調処理を実行する変調器である。この変調器１０４で
の変調方式は搬送波の振幅、位相を変化させる直交振幅
変調（ＱＡＭ）方式である。

この変調器１０４で変調された信号は、アナログ回線で
ある公衆回線等に送出すべ（Ｄ／Ａ変換器１０５でアナ
ログ信号に変換され、更にローパスフィルタ１０６によ
り伝送路の伝送帯域に合致させるべく余分な高調波成分
が取り除かれ、伝送路へ送出さ、れる。

一方、伝送路よりの伝送信号は、まずその伝送帯域以外
の成分がバンドパスフィルタ１１０で除去され、続いて
ＡＧＣｌｌｌで受信側で扱う信号レベルに制御され、さ
らにＡ／Ｄ変換器１１２でデジタル信号化される。そし
てデジタル信号化された後、復調器１１３により変調前
の元の信号に復調される。ここで、１１４は等什器であ
り、上述した如くここで伝送されてきた受信信号から伝
送中に受けた歪成分が除去され、本来の送信信号が抽出
される。この等什器１１４の出力信号は判定器１１５に
送られ、ここで符号ポイントに判定され、その後復号器
１２６で復号されてデイスクランブラ１１７に送られ、
送信側のスクランブラ１０１でランダム化された信号が
元に戻される。

こうして送信端末１００より出力された送信信号と同様
の信号に戻され、受信端末１１８側に出力される。

そして、信号線１２０は比較器１１４の判定結果（上セ
グメント５終了時又はグメント４終了時）により、例え
ば後述する自乗誤差累積値ＱＬが平均自乗誤差累積値（
スレッシュホールド）ＴＨよりも小さく、９６００　ｂ
ｐｓの伝送速度を選択する場合にはＨレベル（）Ｉｉｇ
ｈ　Ｌｅｖｅｌ）を出力し、また自乗誤差累積値Ｑしが
スレッシュホールドＴ。よりも太きく　７２００　ｂｐ
ｓの伝送速度を選択する場合にはＬレベル（Ｌｏｗ　Ｌ
ｅｖｅｌ　）を出力するものとする。勿論、自乗誤差累
積値ＱＬの値がＴｄＩｖ（シミュレーションによって予
め求めた、等什器が発散する時の発散値）を越えた時に
は、等什器のタップ係数をセーブしレトレーニングに移
ることを知らせる信号線を付加することも可能である。

以上の構成における本実施例のモデム装置における等什
器１１４を除く部分の構成及び制御は公知であるので詳
細説明は省略し、以下本実施例の等什器１１４の詳細構
成及び作用を順次説明する。

第８図は本実施例の等什器の構成図であり、本実施例の
等什器１１４はトランスバーサルフィルタで構成されて
おり、図中４００は受信データＲｋを一定時間遅延させ
る遅延素子、４０１は図における直上の遅延受信データ
と乗算されるタップゲイン［Ｃ−５−ＣＮ　］である。

周知の様にこのタップゲインを時間軸に示したものが単
位インパルス応答と呼ばれ、これをフーリエ変換したも
のが上述の第７図（Ｂ）に示した等什器の周波数特性と
なる。

また、４０２は遅延素子４００により遅延された受信デ
ータと、タップゲイン４０１との乗算な行なう乗算器、
４０３は各乗算器４０２よりの遅延素子４００により遅
延された受信データとタップゲイン４０１との乗算結果
の総値をとる加算器である。

以上の構成による等化器出力信号ｙｋは次式で表わすこ
とができる。

等什器２０１は受信データに基づき、各タップゲインを
ＭＳＥ法（Ｍｅａｎ　Ｓｇｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ法）に
よる以下の式で逐次計算する事により回線の逆特性に適
応していく。

γ＋１　　　　　８（ｙｋ−ａｋ）” Ｃｅ　　＝Ｃｅ　　−ａ　　　　　−＝・”　（２）弐
Ｃｅ但し、Ｃｅ”１＝：γ＋１回目に計算されるタップゲイン値５ｋ　＝判定（推測値）受信データａ＋ｃの推測値であ
り、トレーニング期間中はｆｉｋ＝ａｋとなる。

Ｌ：収束係数（一般にα（１）Ｖｋ−；ａｋ　：誤差信号（ｅｋ）である。

なお、上述のＭＳＥ法は２乗誤差信号０２ｋを最小にす
るアルゴリズムである。

特にこのモデムにおいては、この等化動作のスピード及
び精密さが要求され、それ自体がモデムの性能を決定す
るといっても過言ではない。

このように、等什器１１４は予めデータ伝送に先立って
送受信装置間で既知のデータ（トレーニングデータ）で
回線逆特性を作成し、その後、回線のゆるやかな時間変
動にも追従すべく等化器特性を変化させていく（自動等
化又は適応等化）。

等什器判定部出力側の位相制御部を、ＰＬＬ自動等什器
（自乗誤差累積器付ＰＬＬ自動等什器）として構成した
例を第２図に示す。

第２図中Ｒ＋は復調複素信号であり受信系の復調部より
供給される。６００は回線等什器であり、回線上で歪を
受けたデータを元の発信状態にならしめるものである。

ｊθ１ここで、Ｙ＋　＝Ａ＋　ｅ　　　　は、等什器６００の
ｉ番目の出力を極座標表現したものである。

６０３は乗算器であり、複素数発生器６０５の−ｊφ・
と、出力　　　ｅｊθＬ等化器出力Ｙｌ＝ｅ　　　が掛は合わされ、−ｊθｌ　
　　　ｊ（θ１−φＩ）Ｚ＋　＝Ｙ＋　ｅ　　　　　＝Ａ＋　ｅとして出力され
る。６１０は判定器であり乗算器６０３の出力である受
信信号点から最も近い距離にある符号点（入ｉ）として
判定される。６１１は減算器であり受信信号点から判定
点が減算され誤差信号Ｅ＋＝Ｚ＋−人、が出力される。

引き続いて誤差信号Ｅ、は、複素数発生器ｊφＬ６０２の出力ｅ　　　と掛は合わされて１、　ｊφ１Ｅｌｅ　　　が得られ、等什器６００にフィードバック
される。

ここでｅｊ＄１は位相補正量である。

次に第６図中点線で囲まれた位相制御の説明をする。

６０９は割り算器でありＺ、と入、どの割り算の結果、
近似的に・ｊ（０“１”）が求まる。

６０８は虚部抽出器でありｓｉｎ　（θ、−φＩ）が出
力される。

５ｉｎ（θ１−φｌ）は（θ１４φＩ）の時、近似的に
（θ１−φｌ）に等しくなる。６０６゜６０７は通常の
ＰＬＬの構成要素であるＶＣ○ならびにローパスフィル
タであり、入力位相誤差をキャンセルすべく位相値（−
φｌ）を出力する。

引き続いて複素数発生器６０５．６０２、複素共役発生
器６０４により　−ｊ　＄１　　　ｊ　＄ｉが出、　　
ｅ力虜れ、それぞれ乗算器６０３と６０１の入力となり系
全体の位相誤差を打ち消している。

減算器６１１の出力Ｅ＋＝Ｚ＋−人１は絶対値の２乗回路６１２を経て後述
するＩ　ＤＦ６１３に入力される。なお、絶対値の２乗
回路６１２では受信信号点と判定点との距離の２乗が算
出される。引き続いてＩＤＦ６１３では絶対値の２乗回
路６１２の出力が設計者が設定した回数（Ｎボー周期分
）だけ累積され、Ｑｔ、とじて出力される。ＱＬは回線
等化率が良く回線雑音量が少なければゼロに近づき、逆
・に回線等化率が悪く回線雑音量が多ければＱＬの値は
増大する。

次に第３図を用いて、Ｉ　Ｄ　Ｆ　（Ｉｎｔｅｇｒａｔ
ｅ　ａｎｄＤｕｍｐ　Ｆｉｌｔｅｒ　）　６１３の説明
をする。

第３図中、７００は加算器、７０１は遅延器、７０２は
サンプラである。

まず第２図における絶対値の二乗回路６１２の出力と遅
延器７０１の出力とが加算器７００において加算される
。この動作は絶対値の二乗回路６１２の出力周期、即ち
ボー周期ごとに繰り返される。サンプラ７０２では設計
者が決めた値Ｎごとに加算器７００の出力がサンプルさ
れ、引き続いて遅延器７０１の値が初期化される。

つまりこの回路では、絶対値の二乗回路６１２の出力を
Ｎ個分累積加算しているのである。

これまで説明してきた自動誤差累積器付ＰＬＬ自動等什
器により等化率を判定し、その判定結果により最適伝送
速度を決定する方法を以下に説明する。

ＣＣＩＴＴモデム勧告Ｖ２７ｔｅｒセグメント５（連続
“１°゛をスクランブルした信号８ＳＩ）並びにＶ２９
セグメント４（スクランブルされたデータ“１”４８Ｓ
Ｉ）を使用し、それぞれ第３図における累積回数Ｎを“
８”、”４８”に設定する。

Ｖ２９モデムを使用した場合を例に以下の説明を行なう
。

まず、Ｖ２９モデムの誤り率Ｖ、Ｓ、Ｓ／Ｎ比曲線を描
き、ユーザ許容誤り率に対するＳ／Ｎ比を求める。多数
回トレーニング信号を受信することにより、求められた
Ｓ／Ｎ比に対する自乗誤差累積値ＱＬより平均自乗誤差
累積値を求め、スレッシュホールドＴｏとする。

従って、実際のファクシミリ通信においてＱＬの値がス
レッシュホールドＴＨよりも小さければ、最適伝送速度
として９６００　ｂｐｓを選択し、スレッシュホールド
Ｔｏよりも大きければ最適伝送速度として７２００　ｂ
ｐｓを選択する。

以上説明した様に上記の方法を用いれば、１回のトレー
ニングで最適伝送速度を決定することができる。

更には、シミュレーションによって等什器が発散する時
の値を前もって求めておき、その発散値をＴ　ｄｌＶと
おけば、自乗誤差累積値ＱＬＯ値が発散値ＴｄｌＶより
も大きい時には等什器のタップ係数をセーブし、リトレ
ーニングに移ることも可能である。

これまで説明してきた等化度自乗誤差累積値ＱＬと各ス
レッシュホールドＴＨとの比較は、すべて第２図の比較
器６１４でおこなわれる。

Ｖ　２７　ｔｅｒモデムにおいても、上述の方法が適用
可能であり、１４．４Ｋｂｐｓ　、　　１９．２Ｋｂｐ
ｓと言った超高速モデムにおいては伝送速度が多数存在
するが、以上の方式を用いれば１回のトレーニングで最
適伝送速度を選択することが可能である。

第４図はＶ２９モデム（伝送速度９６００　ｂｐｓ／”
７２００ｂｐｓ　）のＳ／Ｎ比対ピットエラーレートの
グラフである。同図中、実線はＶ２９モデムの９６００
　ｂｐｓで伝送時のピットエラーレートであり、点線は
Ｖ２９モデムの７２００　ｂｐｓで伝送時のピットエラ
ーレートである。

従って、許容伝送エラーレートが１０−４の通信システ
ムを構築したい場合には、第４図に示した様にピットエ
ラーレートが１０−４の点を通過する横軸に平行な直線
を引き、その直線とＶ２９モデム（伝送速度９６００ｂ
ｐｓ）のピットエラーレートを表わす実線との交点から
横軸上に垂線を下ろす。

横軸と垂線との交点がＶ２９モデム（伝送速度９６００
ｂｐｓ）の伝送速度でビット誤り率１０−４を保証でき
る最小Ｓ／Ｎ比を意味する。

なお、第４図においてはＶ２９モデム（伝送速度９６０
０ｂｐｓ）の伝送速度で、ビット誤り率１０−４を保証
できる最小Ｓ／Ｎ比は１８．２ｄＢであることを示して
いる。

以上の平均自乗誤差累計を求める方法の詳細な以下に説
明する。

Ｖ２９の場合、第３図に示される累積回数Ｎは”　４８
　”である。

まず、ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ２９の同期信号（トレーニング
）を送信器側装置から受信器側装置に送出トレーニング
処理を実行する。例えば、この動作を１００回繰り返し
た場合にはその度毎に（１回のトレーニング処理毎に）
自乗誤差累積値ＱＬを求める。従って、一連のトレーニ
ング処理により、ＱＬＯＩ　ＱＬＩＩ　ＱＬ２１　・・
・１ＱＬ９９を得る。

次に、このＱ　ＬＯＩ　ＱＬｌｌ・・・　、ＱＬＩＩを
用いて以下の如く平均自乗誤差累積を求める。

上式中スレッシュホールドＴ。を平均自乗誤差累積と定
義する。

最後に、これまで説明してきた自動誤差累積器付ＰＬＬ
自動等什器により、等化率を判定し、その判定結果によ
り最適伝送速度を決定する方法を、第５図のフローチャ
ートを参照して以下に説明する。

まず、ステップ１０００において、同期信号の一各セグ
メントのボー周期数をカウントする為のループカウンタ
βＣの初期化処理を行なう。続くステップ１００１でベ
ースバンド或はキャリアバンド抽出法による通常のタイ
ミング抽出アルゴリズムを動作させる。引き続いてステ
ップ１００２でループカウンタβＣが１２７になったか
否かを調べ（ｖ２９の同期信号セグメント２のシンボル
インタバル数をカウントし）、ループカウンタＩ２ｃが
１２７になっていない場合にはステップ１００３でルー
プカウンタβＣを１つインクリメントしてステップ１０
０１に戻る。

ループカウンタβＣが１２７となった時、即ち、Ｖ２９
同期信号セグメント２のシンボルインタバル数が１２７
となり、タイミング抽出アルゴリズム（ステップ１００
１）が１２８回実行されたときにはステップ１００４に
進み、ループカウンタ１２ｃを再びリセットして初期化
し、ステップ１００５〜ステツプ１００７で受信データ
を用いて適応的に回線の特性に追従すべく等什器タップ
係数を更新するアルゴリズムを３８４回動作させ□ろ−
０即ち、ステップ１００５で等什器タップ係数”を更新
するアルゴリズムを実行し、続くステップ１００６でル
ープカウンタβＣが２８３となり、Ｖ２９同期信号セグ
メ、ント３のシンボルインタバル数のカウントが３８３
回となったか否かを調べ、それ以下の時にはステップ１
００７でループカウンタＩ２Ｃを１つインクリメントし
てステップ１００５に戻る。

等什器タップ係数を更新するアルゴリズムを３８４回実
行するとステップ１００８に進み、ループカウンタｆ２
ｃを初期化し、続くステップ１００９〜１０１３で自乗
累積誤差蓄積処理が４８回行なわれる。まずステップ１
００９で、Ｖ２９同期信号セグメント４のスクランブル
されたデータ゛１”を受信する。続いてステップ１０１
０では受信信号とＣＣＩＴＴ、Ｖ２’９勧告で規定され
た信号座標点との自乗誤差が求められる。更には、ステ
ップ１０１１でステップ１０１０で求められた自乗誤差
が第４図に示されたＩＤＦによって累積される。そして
、ステップ１０１２ではＶ２９同期信号セグメント４の
シンボルインタバル数をカウントしステップ１００９か
らステップ１０１１が４８回実行された時（ループカウ
ンタβＣ＝４７の時）にはステップ１０１４に進み、そ
うでない時にはステップ１０１３に進み、ループカウン
タβＣを１つインクリメントし、ステップ１００９に戻
る。

ステップ１０１４では平均自乗累積誤差、即ち、自乗累
積誤差をセグメント４のシンボルインタバル数４８で割
った値が求められ、予め求めておいたスレシホールドＴ
Ｈと比較し、大小を判定する。この判定結果を求め、信
号線１２０のレベルをハイレベル／ロウレベルのいずれ
かに切り換え、受信端末１１８に出力する。

［他の実施例］前記実施例では、等化率を測る尺度として自乗誤差を用
いたが、本発明はそれに限定されるわけではなく、受信
信号点と判定点との誤差の絶対値を用いても容易に実現
ができる。

以上の説明ではＣＣＩＴＴ、Ｖ２９勧告を例として説明
を行なったが、本発明はＶ２９勧告に限ることなく、Ｃ
ＣＩ　ＴＴ、　Ｖ２７ｔｅｒ、Ｖ３３勧告等複数の伝送
速度を持つモデムであれば容易に適用可能である。

Ｖ２９勧告にのっとり、実施例ではセグメント４のシン
ボルインタバル数４８回自乗誤差を累積したが、４８回
以内であればその回数を制限するものでない。

実施例では、累積回路としてＩＤＦを用いたが、これの
みに限定されるわけでなく通常のローパスフィルタを用
いても容易に実現可能である。

更に、前記実施例では、平均自乗誤差累積値として全部
で１００個の自乗誤差累積をとり、その平均を求めたが
、サンプル数は１００個に限定されるわけではない。

以上説明した如く以上の実施例によれば、次に述べる効
果を上げることができる。

従来のＴＣＰ（トレーニング）による順次フォールバッ
ク式による送信伝送速度決定をやめ、等什器の判定部出
力に平均自乗累積誤差演算部を設け、同期信号に続＜Ｔ
ＣＦ受信期間中に等化率を求め、あらかじめ求めておい
たスレシホールドＴＨと比較することにより、同期信号
１回で、最適伝送速度を決定でき、あるいは等化率がな
お悪い場合にはりトレーニングを再度行うことも可能と
なった。

更に、複数の伝送速度を持つモデムにおいて、の以上の
様に前手順に要する時間を大きく短縮することができ、
非常に効率のよいモデム装置とすることができる。

これにともない、実効伝送速度が大幅にアップし、今後
使用が予定されている１　２．０Ｋｂｐｓ　。

１４、４Ｋｂｐｓ　、　　１９．２Ｋｂｐｓの各超高速
モデムが標準化され、伝送スピードが４種類から３７種
類に増えても、本実施例の方式による等化処理を行なえ
ば、伝送効率は飛躍的に向上する。

また、本実施例はＤＳＰを使用する事を前提として説明
したが、これに限るわけではなく、ハードウェアで作成
したものでもアルゴリズムは同等であり１．効果は全く
変わらない。

［発明の効果コ以上説明した如く本発明によれば、非常な短時間で、確
実な等化処理が行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る一実施例のブロック図、第２図は
本実施例の等什器による等化動作概略図、第３図は本実施例のＩＤＦの構成図、第４図は本実施例におけるＳ／Ｎ比対ピットエラーレー
トを説明するための図、第５図は本実施例の等化処理を示すフローチャート、第６図は一般的な伝送信号の流れを説明するための図、第７図（Ａ）は回線における周波数特性を示す図、第７図（Ｂ）は等什器における周波数特性を示す図、第７図（Ｃ）は送信側モデムよりの送信信号の周波数特
性及び等什器により補正された出力信号の周波数特性を
示す図、第８図は本実施例の等什器の構成図である。図中、１００・・・送信端末、１０１・・・スクランブ
ラ、１０２・・・符号器、１０３・・・パルス整形フィ
ルタ、１０４・・・変調器、１０５・・・Ｄ／Ａ変換器
、１０６・・・ローパスフィルタ、１１０・・・バンド
パスフィルタ、１１１・・・ＡＧＣ，１１’２・・・Ａ
／Ｄ変換器、１１３・・・復調器、１１４・・・等什器
、１１５・・・判定器、１１６・・・復号器、１１７・
・・デイスクランブラ、１１８・・・受信端末、４００
・・・遅延素子、４０１・・・タップゲイン、４０２・
・・乗算器、４０３・・・加算器である。周゛、ｌ軟ｆ第７図（Ａ）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）等化器に、所定のスクランブルデータの受信中に
平均自乗誤差を演算する平均自乗誤差演算回路を備え、
該回路を用いて回線等化度を測定し、１回のトレーニン
グで最適伝送速度を決定可能とすることを特徴とするモ
デム装置。
（２）平均自乗誤差演算回路として等化器判定部の出力
に自乗誤差演算回路とＩＤＦフィルタを付けることを特
徴とする請求項第１項記載のモデム装置。
（３）等化器判定部の出力に絶対値誤差或は自乗誤差と
ローパスフィルタを付けることを特徴とする請求項第２
項記載のモデム装置。