JPH01264009A - アクティブフイルタの自動調整回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、移相器、トラップ、イコライザ、遅延回路な
どとして用いられるアクティブフィルタにおいて周波数
特性にずれがおる場合、これを自動的に調整する自動調
整回路に関するものであり、特にアクティブフィルタを
ＩＣ化した場合に生じ勝ちなカットオフ周波数のばらつ
きを自動調整するのに好適なアクティブフィルタの自動
調整回路に関する。

〔従来の技術〕

近年、ＩＣ化プロセス技術の向上により、ＩＣの集積密
度は、増加する傾向にあシ、一つのＩＣ内によシ多くの
機能が組み込まれる傾向にある。

これに伴い多くのフィルタがアクティブフィルタの形で
ＩＣ内に取り込まれて来ている。

ＩＣ内にアクティブフィルタを組み込む際には、ＩＣ製
造過程においてＩＣ内の抵抗値、容量直にばらつきが生
じ、抵抗値、容量直で定まるアクティブフィルタのカッ
トオフ周波数にもばらつきが生じる。このため、アクテ
ィブフィルタをＩＣ化する際には、このカットオフ周波
数のばらつきを調整することが必要となっている。そし
てこのばらつきを自動的に調整する様々な回路が考案さ
れている。この種の装置として関連するものには例えば
特開昭７５１−１７４８１０号公報、特開昭６２−１１
７４０７号公報に記載された回路や装置等を挙げること
ができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

一般にＩＣ内では、各素子の絶対値はばらつくが、各素
子のばらつく割合はほぼ等しいことが知られている。つ
まり、同−ＩＣ内に存在する幾つかの略等しい特性を持
つアクティブフィルタのカットオフ周波数のばらつきに
よるずれ量は皆はぼ等しくなる。このことから同−ＩＣ
内に存在する特性の略等しい幾つかのアクティブフィル
タのカットオフ周波数の調整を行う場合、その内の一つ
のアクティブフィルタのカットオフ周波数の調整を行い
、その調整の除用いた制御信号を他のアクティブフィル
タに供給すれば、これらのアクティブフィルタのカット
オフ周波数も同じように調整される。

前記従来技術においてアクティブフィルタの自動調整を
行う場合、ＩＣ内に存在するアクティブフィルタと略等
しい特性を有する擬似アクティブフィルタを同−ＩＣ内
に設け、擬似アクティブフィルタのカットオフ周波数を
調整し、この時用いた制御信号によシ全てのアクティブ
フィルタを調整することが行われている。

擬似アクティブフィルタの調整を行う場合、まず基準信
号を擬似アクティブフィルタに入力し、その出力信号と
前記基準信号をレベル比較器に入力する。レベル比較器
では擬似アクティブフィルタの出力信号レベルと基準信
号レベルを比較し、そのレベル差に応じた信号を出力す
る。擬似アクティブフィルタによる基準信号の減衰量は
擬似アクティブフィルタの特性のばらつきに応じて変化
するので擬似アクティブフィルタの出力レベルと基準信
号レベルを比較することによυレベル比較器の出力には
擬似アクティブフィルタのずれ量が検出される。そして
レベル比較器の出力信号を擬似アクティブフィルタのカ
ットオフ周波数制御信号として擬似アクティブフィルタ
に供給すると債似アクティブフィルタの特性はずれがな
くなる方向に移動し、擬似アクティブフィルタの特性は
調整される。

そして擬似アクティブフィルタの調整に用いたレベル比
較器の出力信号を擬似アクティブフィルタと略等しい特
性を有する幾つかのアクティブフィルタに供給すること
によυ、これらのカットオフ周波数も調整される。

しかし、上記の如くアクティブフィルタの自動調整を行
うには、擬似アクティブフィルタ、基準信号を発生する
発振器、レベル比較器等の回路が必要となシ、このため
ＩＣ回路全体の規模が増加するという不都合を生じる。

本発明の目的は、上記の問題を解決し、ＩＣの回路規模
を増加させずにアクティブフィルタのカットオフ周波数
特性の自動調整可能な回路を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記の目的は、音声ＦＭ信号を入力とし、その音声ＦＭ
信号の周波数に応じてその移相量が或る基準直から変化
する移相器と、前記移相器の出力信号と前記音声ＦＭ信
号とを入力され両信号間の移相差に応じた信号電圧を出
力する移相比較器と、から成り、前記移相比較器の出力
をＦＭ復調された音声信号として取り出す音声ＦＭ検波
回路（これをクオドレチュア方式音声検波回路と云う）
において、 前記移相器をそのカットオフ周波数が、印加される電圧
により制御されるタイプのアクティブフィルタによシ構
成すると共に、前記移相比較器の出力信号を入力信号と
して、それから音声周波数帯域以下の信号を抽出する低
域通過フィルタを設け、該低域通過フィルタの出力信号
を前記アクティブフィルタのカットオフ周波数を制御す
る制御電圧として該アクティブフィルタに供給すると共
に、他のアクティブフィルタのカットオフ周波数を制御
する制御電圧としても利用することによシ達成される。

。 〔作用〕 上記した音声ＦＭ検波回路は、前記位相比較器の出力を
、前記移相器（アクティブフィルタ）のカットオフ周波
数を制御する制御信号として帰還することによりＰＬＬ
（フェーズ・ロックド・ループ）回路を構成する。

しかし、前記移相器に帰還される制御１１４＋信号は前
記低域通過フィルタによシＦＭ被変調信号に相当する音
声周波数帯域が除去されるため、上記回路がＰＬＬ回路
として追従するのは入力の音声ＦＭ信号からＦＭ被変調
信号成分を除去したもの、すなわちＦＭ搬送波周波数に
対してのみ行われ、その結果前記移相器は、ＦＭ搬送波
周波数においてその移相量が９０度となるよう常に制御
される。

そこでＦＭ搬送波周波数において前記移相器の移相量が
９０度となるよう、あらかじめ前記移相器のカットオフ
周波数を設計しておけば、ＩＣ製造時の素子ばらつきに
よってカットオフ周波数が変動しても自動的にこのばら
つきを吸収するよう動作する。すなわち、前記音声ＦＭ
検波回路はＦＭ復調を行うと同時に、前記移相器のカッ
トオフ周波数のばらつきを自動調整する機能を備えてい
ることから、かかる音声ＦＭ検波回路を有するテレビ受
像機などにおいて、音声ＦＭ検波回路を利用すれば、従
来のように擬似アクティブフィルタ等を備えた自動調整
用回路を付加する必要がない。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図によシ説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。す
なわちカラーテレビ受像機においては、音声ＦＭ検波回
路（クオドレチュア方式音声検波回路）が採用されてい
るので、これを利用して本発明を実施した実施例である
。

同図において１はアンテナ、２はアンテナ１において受
信した放送信号のうち任意の局を選局し映像中間Ｆ１７
Ｊ波信号金山力するチューナ回路、３は映像中間周波信
号を所定の帯域特性に制限する■Ｆフィルタである。５
はＩＦフィルタからの出力信号を増幅する増幅回路、６
は増幅回路５よ）出力された映像中間周波信号から音声
中間局波信号を再生する音声検波回路、７は音声検波回
路６からの出力信号を増幅する増幅器、８は音声中間周
波信号より音声信号を再生すると同時に、アクティブフ
ィルタ（移相器１２）のカットオフ周波数特性のずれの
自動調整機能を備えた本発明による音声ＦＭ検波回路（
兼アクチブフィルタの自動調整回路）である。

音声ＦＭ検波回路（兼アクチブフィルタ（１２）の自動
調整回路）８において、９は音声中間周波信号が入力さ
れる入力端子、１ｏは再生された音声信号を出力する出
力端子、１１はアクティブフィルタＣ＄相器１２．トラ
ップ回路１７．イコライザ回路１８．遅延回路１９はす
べて同一チップ内に形成されたアクティブフィルタから
或るものとする）のカットオフ周波数を制御する制御電
圧を取り出す出力端子、１２は移相器、１３は位相比較
器、１４はローパスフィルタ（以下ＬＰＦと］ｔ、）、
１５はバンドパスフィルタｌ、下ＢＰＦと略す）でおる
。

１６は増幅回路５よシ出力された映像中間周波信号よυ
複合カラー映像信号（以下ビデオ信号と略す）を再生す
る検波回路、１７は検波回路１６よシ出力されたビデオ
信号中に含まれる音声中間周波信号を減衰させるトラッ
プ回路、１８は増幅器５の帯域特性によって検波回路１
６よシ出力されるビデオ信号の色副搬送波周波数付近が
傾斜した特性を補正する周波数特性補正回路（以下イコ
ライザ回路と略す）、１９はイコライザ回路１３におい
てビデオ信号の色刷搬送波周波数付近を平坦な特性に補
正する遅延回路でおυ、トラップ回路１７、イコライザ
回路１日および遅延回路１９は音声ＦＭ検波回路８の出
力端子１１から出力された制御電圧によシ、そのカット
オフ周波数が制御される同一チップ内のアクティブフィ
ルタとして構成されるものでおることはすでに述べた通
りでおる。

２０および２１は音声ＦＭｍ波回路８および遅延回路１
９よシ出力される音声信号およびビデオ信号をカラーテ
レビ受像機外部へ出力するための出力端子、２２および
２３はカラーテレビジョン受像機外部よルビデオ信号お
よび音声信号を入力するための入力端子、２４は遅延回
路１９および入力端子２２よル供給されるビデオ信号を
切シ換えるスイッチ、２５はビデオ信号から色信号のみ
を抽出するＢＰＦ、２６は色信号から３つの色差信号（
Ｒ−Ｙ）　、　（Ｇ−Ｙ）およびＣＢ−Ｙ）を復調する
色復調回路、２７はビデオ信号中の色信号を減衰させ輝
度信号を抽出するトラップ回路、２８は輝度信号と色信
号の処理経路が異なることによって生じる遅延時間差を
補正する遅延回路、２９は輝度信号の明るさやコントラ
スｌ調節する輝度信号処理回路、６０は５つの色差信号
（Ｒ−、−Ｙ）、（Ｇ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）および輝度信
号Ｙよシ３原色信号Ｒ，Ｇ、Ｂを出力するマトリクス回
路、３２はカラーブラウン管を駆動する増幅回路でｂる
。

３３はＢＰＦ　１５および入力端子２５よル供給される
音声信号を切り換えるスイッチ、３５はスピーカ、５４
はスピーカ５５を駆動する増幅回路テオリ、３６はスイ
ッチ２４および３３を制御する制御信号を入力する入力
端子でわる。

第１図において、本発明に関係する重要な回路部分は８
２でわるので、以下、音声ＦＭ検波回路（兼アクチブフ
ィルタの自動調整回路）８について詳しく説舅する。

音声ＦＭ検波回路８において、入力端子９よ多入力され
た音声中間周波信号は移相器（アクティブフィルタ）１
２へ供給されるとともに位相比較器１５の一方の入力と
して供給される。

移相器１２は入力される音声中間局波信号の周波数に応
じて移相１を変化させ（例えば音声中間周波信号が４．
５ＭＨｚでおれば或る基準の移相量となるが、それより
高い同波数であれば位相がそれよシ遅れ、低い周波数で
おれば進むという具合に）、その出力を位相比較器１５
の他方の入力として供給する。位相比［５１３は入力さ
れる音声中間局波信号と移相器１２の出力との位相差に
応じた電圧を出力し、この出力をＬ　Ｐ　Ｆ　１４．お
よびＢＰＦ１５に供給する。ＢＰＦ１５では位相比較器
１５出力のうち音声信号のみを抽出し出力端子１０へ供
給し、ＬＰＦｌ　４では位相比較器１５の出力のうち音
声信号周波数帯域以下の信号を抽出し移相器１２および
出力端子１１へ供給する。

音声ＦＭ検波回路８において移相器１２はすでに何度も
述べたようにアクティブフィルタにより構成され、その
カットオフ周波数は電圧により側斜可能のものでわる。

Ｍ２図はカットオフ１ｉｌｉ１波数を制御する制御電圧
がｖａの時の移相器１２の位相特性を表わした特性図で
ある。移相器１２の位相特性は第２図の特性ａの如く設
計され、４．５ＭＨｚの入力信号に対し移相量が９０度
（基準値）となる。ｔた、第２図において特性すおよび
Ｃは、移相器１２のカットオフ周波数が素子ばらつきに
よりずれが生じた場合の特性例である。

また、移相Ｗ１２は制御電圧を上昇させればカッ）・オ
フ周波数は下がり、側脚電圧ｔ−減少させればカットオ
フ周波数は上がる。そして位相比較器１５は２つの入力
信号の位相差が増えるとともに出力電圧も上昇し、入力
信号の位相差が９０度となる時ｖａの電圧を出力する。

そして、上述の如く移相器１２および位相比較器１３が
設計されると移相器１２２位相比較器１３およびＬＰＦ
ｌ４により構成される回路は入力される４、５Ｍｌ１ｚ
の音声中間周波信号搬送波に追従するＰＬＬ回路として
動作し、位相比較器１３の入力信号位相差が４．５Ｍ１
ｌｚの搬送波に対し９０度と表るように制御されるため
、移相器１２のカットオフ周波数が設計値からずれてい
たとしても設計値となるように調整される。以下この動
作について詳しく説明する。

今、音声ＦＭ検波回路８に４．５Ｍ＆の単一周波数信号
が入力された時の動作は以下のようになる。

まず、移相器１２０位相特性が設計どうりとなり制御電
圧がＶａの時第２図の特性色に示す特性となる場合、４
５ＭＨｚの信号が音声ＦＭ検波回路８に入力されると、
移相器１２で入力信号が９０度移相され、位相比較器１
５に入力される２つの信号の位相差が９０度となること
から位相比較器１３の出力にはｖａの電圧がＬＰＦｌ４
を介し移相器１２に帰還されると移相器１２０位相特性
は第２図の特性＆ｆ）まま保持される。

次に移相器１２０位相特性が素子ばらつき等によシカッ
トオフ局波数が高くなる方向にずれ、例えば制御電圧が
ｖａの時、第２図の特性すに示す特性となる場合、４．
５ＭＨｚの信号が音声ＦＭ検波回路８に入力されると、
移相器１２で入力信号は９０度よシ小さい［（９０−Δ
φ）度移相され、このため位相比較器１３の出力にはｖ
ａよシ低い電圧が出力される。そして位相比較器１３の
出力電圧がＶａよル低いため、この信号をＩ、ＰＦ１４
を介して移相器１２のカットオフ周波数の制御信号とし
て帰還すると移相器１２のカットオフ周波数社下げられ
第２図の特性１に示す特性となる。

また、移相器１２の位相特性が素子ばらつき等によ）カ
ットオフ周波数が低くなる方向にずれ、例えば制御電圧
がＶａＯ時、第２図の特性Ｃに示す特性となる場合には
、位相比較器１３の出力にはｖａよシ高い電圧が出力さ
れる。そしてこの電圧が移相器１２に帰還されると移相
器１２のカットオフ周波数は上げられ第２図の特性＆に
示す特性となる。

このようにして音声ＦＭ検波回路８に４．５ＭＨｚの信
号が入力すると、移相器１２０位相特性が製造時の素子
ばらつき等によりずれたとしても制御信号によシ調整さ
れ設計された特性となる。

次に、音声ＦＭ検波回路８に入力される信号が４．５Ｍ
ｌ１ｚの信号では麦く、実際の入力信号でらる音声中間
周波信号が、入力された場合には以下のように動作する
。

音声ＦＭ検波回路８において移相器１２および位相比較
器１３はすでに述べたようにクオドレチェア検波回路を
構成する丸め、音声信号がＦＭ復調され、そして搬送波
周波数が４．５Ｍｆｌｚの音声中間局波信号が入力され
ると位相比較器１５の出力には音声信号が再生される。

また移相器１２に帰還する制御信号は位相比較ＮＪ１３
の出力信号のうちＬＰＦｌ　４によシ音声周波数帯域が
除去された信号である。ＬＰＦｌ４によ）除去される音
声信号は入力の音声中間周波信号のＦＭ被変調波に相当
するので、移相器１２に帰還する制御信号は、入力の音
声中間周波信号から被変調信号成分を除去し丸もの、つ
ま、？４．５Ｍｆｉｚの搬送波のみが入力された場合と
同様の信号となる。

したがって、音声ＦＭ検波回路８に４５ＭＨｚの単一周
波数信号が入力された場合と同様の制御信号が移相器１
２に帰還されるため、音声中間周波信号が入力された場
合も、位相器１２の位相特性拡調整される。

以上のむとよシ、音声ＦＭ検波回路８はＦＭ復調を行う
と同時に移相器（アクティブフィルタ）１２のカットオ
フ周波数の調整も行う。したがって、カットオフ周波数
を調整する新たな回路を設ける必要がない。

また、移相器１２のカットオフ周波数制御に用いた制御
信号を移相器１２と同様の特性を有する他のアクティブ
フィルタ（同一チップで製造された他のアクティブフィ
ルタ）、例えば第１図のトラップ回路１７、イブライザ
回路１８、遅延回路１９等のカットオフ周波数を制御す
る信号として供給することにより、これらのアクティブ
フィルタのカットオフ周波数も調整される。

第６図は本発明の他の一実施例としての音声Ｆ波回路８
と同一または同一機能を持ったものには同じ符号を記１
．、その詳細な説明を省略する。

第３図において５７は増幅器でおり、ＬＰＦ１４の出力
信号が入力され、この入力信号を増幅して移相器１２お
よび出力端子１１へ供給する。

第６図の実施例において増幅器５７は移相器１２へ帰還
されるＬＰＦ　１４からの出力信号を増幅している。こ
のことがら移相器１２のカットオフ周波数の制御を行う
ＰＬＬ回路のループゲインは増加する。そしてループゲ
インが増加することによシ移相器１２が調整された際の
カットオフ周波数と設計値との間の誤差は減少する効果
が得られる。

また、第６図の実施例においてもＦＭ復調を行うと同時
に移相器１２のカットオフ周波数を調整する際の基本動
作は第１図の実施例の場合と同様なので本発明による効
果は明白でおる。

第４図は本発明のさらに他の一実施例を示すブロック図
でおる。第４図中、第１図の音声ＦＭ検波回路８と同一
または同一機能を持ったものには同じ符号を記し、その
詳細な説明を省略する。

第４図において、位相比較器１３の出力は直接移相器１
２に供給されると同時にＬＰＦ１４へ供給されＬＰＦ１
４の出力は出力端子１１へ供給される。

第４図に示した実施例において、位相比較器１３の出力
信号が直接移相器１２のカットオフ周波数を制御する信
号としで帰還されることから、入力端子９より入力され
る音声中間周波信号に対し位相比較器′１５に入力され
る２つの信号の位相差は常に９０度となるように制御さ
れる。したがって移相器１２および位相比較器１５によ
り構成される回路は入力音声中間周波信号ずべ、てに追
従づるＰＬＬ回路として動作する。したがって、この音
声ＦＭ検波回路８に音声中間周波信号が入力されると位
相比較器１６の出力にはＦＭ復調された音声信号が再生
される。

また、位相比較器１５の出力信号からＬＰＦ１４を介し
出力端子１１に供給される信号は、第１図の音声ＦＭ検
波回路８の場合と同様入力搬送波に応じた信号となる。

一方、位相比較器１３に入力される２つの信号の位相差
は常に９０度に制御されているため、入力搬送波に対し
ても位相比較器１３に入力される２つの信号の位相差は
９０度となる。したがって、ＬＰＦ　１４よ多出力端子
１１に供給される信号は移相器１２の移相量を９０度と
するような信号、りｔｂ出力端子１１に接続されるアク
ティブフィルタのカットオフ周波数を調整する信号でお
る。

このことから出力端子１１に接続されるアクティブフィ
ルタのカットオフ周波数が調整できる。

セして移相器１２は入力される音声中間局波信号の周波
数がその搬送波の周波数と等しくなる時には、カットオ
フＩｉ！ｉ１波数がばらついたとしても移相量が９０度
となるように制御されるので、カットオフ周波数が調整
されたのと同等の効果が得られる。

以上より第４図の実施例においても本発明の効果が得ら
れる。

次に第１図、第５図および第４図の実施例で用いられる
移相器１２の例を挙げるため、第５図に積分利得が電圧
によシ変化可能な積分器５９を示し５、第６図および第
７図に第５図の積分器によシ構成され、積分器の積分利
得を変化することによυカットオフ局ｉ数が変化する移
相器の例を示す、。

第５図に積分利得が電圧により変化可能表積分器の例を
示す。第５図において、トランジスタＱ１のエミッタに
抵抗Ｒ１，トランジスタＱ２のエミッタに抵抗Ｒ２が接
続され、前記抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端が定電流源Ａ１にそ
れぞれ接続されて、トランジスタＱｌ、Ｑ２は差動対を
構成している。

またトランジスタＱ１のベースは入力端子Ｔ１に接続さ
れ入力信号電圧Ｖｉａが加えられ、トランジスタＱ２の
ベースはバイアス電圧ＶＢ１が加えられる。さらにトラ
ンジスタＱ２のコレクタ電流はＱ２のコレクタにそれぞ
れエミッタが接続された差動対トランジスタＱｓ、Ｑ４
によシ分流される。

トランジスタＱ５のベースはバイアス電圧ＶＢ２が加え
られ、トランジスタＱ４のベースは制御端子Ｔ２に接続
され、前記分流の程度を加減する制御電圧Ｖ。が制御端
子Ｔ２に加えられる。

ま九トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ５の
コレクタに接続されるとともに他端が接地された負荷用
コンデンサＣにも接続される。さらに前記コレクタは出
力端子Ｔ３にも接続され、出力電圧Ｖ。ｕｔを生じる。

トランジスタＱ５のベースはトランジスタＱ６のベース
、コレクタに接続され、カレントミラー動作をし、トラ
ンジスタＱ６のコレクタ電流とほぼ等しい電流がトラン
ジスタＱ５のコレクタにほぼ定電流として流れる。

一方トランジスタＱ７．Ｑａのそれぞれのエミッタは接
続されるとともに、定電流源Ａ２に接続されている。定
電流［Ａ２の電流値は前記定電流源Ａ１の電流Ｉｏの１
／２のＩ　ｏ　／　２の値としている。

マタトランジスタＱｙ　＋　Ｑａのベースはそれぞれ前
記トランジスタＱ５．Ｑ４０ベースに接続され、同様の
電流の分流作用をしている。したがってトランジスタＱ
４のコレクタ電流とＱａのコレクタ電流、Ｑ６のコレク
タ電流ｓ　Ｑｓのコレクタ電流はそれぞれほぼ等しくし
である。

とのような構成の積分器３９において、入力端子Ｔ１の
入力電圧をＶｉ。、出力端子Ｔ３の出力電圧をＶｏｕｔ
、）ランジスタＱｓ　、　Ｑ４によるトランジスタＱ２
のコレクタに流れる電流の分流比（Ｑ４の；レクタに流
れる割合）をに１抵抗ＲｔｌＲ２の直を等しく　ＲＦＸ
とし、トランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタ抵抗に比べて
十分大きくし、さらにコンデンサの容量をＣとすると、
この回路の伝達関数Ｈａ（Ｓ）は Ｈａ（Ｓ）＝□　　　　　　　・・・・・・（１）ＳＣ
・２ＲＥ Ｓニラプラス演算子 とな夛、この回路が積分器であることを示している。

そしてこの積分器の積分利得Ｔは上記（１）式より となる。ζこで分流比には制御端子Ｔ２に加えられる制
御電圧ＶＣによ〕変化するため、分流比にの大きさに比
例する積分利得は変化可能となる。

なお、この積分器の詳細な動作については特願昭６１−
２０１６号明細書の積分回路に記載されている。

第６図に第１図、第３図、第４図で用いられる移相器１
２の例として第５図の積分器６９を用いて構成した回路
の例を挙げる。

第６図において４１は入力端子、４２および４４は入力
される２つの信号の差電圧を出力する減算器、４３は第
５図の例で示した如く制御電圧によシ積分利得が変化す
る積分器（３９）、４５は出力端子である。

入力端子４１よシ入力された信号は減算器４２および４
４の各々の一方の入力端子に供給され、減算器４２の出
力は積分器４３へ供給され、積分器４３の出力は減算器
４４のもう一方の入力端子に供給され、減算器４４の出
力は出力端子４５および減算器のもり一方の入力端子へ
供給され、かくして移相器が構成される。

次に本移相器の動作について説明する。入力端子４１よ
シ入力される入力信号の電圧をＶｌｎ１角周波数をω、
積分器４３の積分利得をＴｏ、出力端子４５より取り出
される出力信号の電圧Ｖ。ｕｔとする。

入力端子４１よ）入力電圧Ｖｉｎの信号が入力されると
減算器４２は入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖ。ｕｔＯ差電
圧を出力し、積分器４３は減算器４２の出力を積分した
電圧を出力し、減算器４４は積分器４３の出力と入力電
圧Ｖｉｎの差電圧を出力する。

以上から入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖ。ｕｔの関係は次
の（３）式で表わされる。

Ｏ Ｖｏｕｔ−−（Ｖｉｎ−ＶＯｕｉ）−Ｍｌｎ・（３）ｊ
ω そして（３）式よシ本移相器の伝達関数Ｈ１（Ｓ）を求
めると下式（４）で表わされる。

また、カットオフ周波数ω０は上記（４）式よｐ下式（
５）で表わされる。

ω。−Ｔ。　　　　　　　　　　　　　・・・・・・（
５）上記（４ン式よシに６図の回路が移相器でるること
が示される。また上記（５）式において積分器４３の積
分利得Ｔｏが電圧によシ制御可能なことから、積分利得
に等しいカットオフ周波数も電圧により制御される。

以上より第６図に示す回路は電圧によシカットオフ周波
数が変化する移相器となっている。

次に第７図において第５図の積分器を用いて構成される
移相器の他の一例を挙げる。そして第７図に示す例は２
次のＬＰＦを移相器として用いた場合の例でおる。

第７図において５１Ｌ入力端子、５２および５４は減算
器、５３および５５は第５図の例で示した如く制御電圧
によ）積分利得が変化する積分器（５９）、５６は減衰
器、５７は出力端子でおる。

入力端子５１よ少入力された信号は減算器５２の一方の
入力端子に供給され、減算器５２の出力は積分器５３に
供給され、積分器５３の出力は減算器５４の一方の入力
端子に供給され、減算器５４の出力は積分器５５に供給
され、積分器５５の出力は出力端子５７、減衰器５６お
よび減算器５２のもう一方の入力端子に供給され、そし
て減衰器５６の出力は減算器５４のもう一方の入力端子
に供給される。

次に本移相器の動作について説明する。

入力端子５１よ少入力される入力信号の電圧をη。、角
周波数をω、積分器５３および５５の積分利得をそれぞ
れＴ　１　ｅ　Ｔ　２、減衰器５６の減衰量をＡ（入力
された信号は１／Ａ倍され出力される入出力端子５７よ
シ取り出される出力信号の電圧をｖＯｕｔとする。

入力端子５１よ少入力電圧Ｍｉｎの信号が入力されると
減算器５２は入力電圧Ｍｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの差電
圧を出力し、積分器５５は減算器５２の出力を積分した
電圧を出力し、また減衰器５６は出力電圧■。ｕｔを減
衰させＶ。ｕｔ・１／人の電圧を出力し、減算器５４は
積分器５５の出力と減衰器５６の出力の差電圧を出力し
、積分器５５は減算器５４の出力を積分した電圧を出力
する。

以上から入力電圧ｖｉｎと出力電圧Ｖ。ｕｔの関係は下
式（６）で表わされる。

・・・・・・（６） そして上記（６）式よシ本移相器の伝達関数Ｈ２（Ｓ）
を求めると下式（７ンで表わされる。

また、カットオフ周波数ω０は上記（７）式よυ下式（
８）で表わされる。

・。−Ｖπコア　　　　　　・・・・・・（８）上記（
８）弐において、積分器５３および５５の積分利得で１
およびＴ２が電圧により側脚可能なことから、第６図に
示す回路もカットオフ周波数が電圧によシ制御可能であ
る。

また、本移相器においてカットオフ周波数付近での位相
特性の傾きを表わすＱは、上記（７）式よシ求められ下
式（９）で表わされる。

上記（９）式よりＱは減衰器５６の減衰量Ａによシ変化
する。したがって第６図の移相器を第１図。

第３図または第４図に示される移相器に用い、減衰型入
を大きくすると、ＰＬＬとして動作する回路のループゲ
インが増加し、移相器１２が調整された時のカットオフ
周波数と設計値と間の誤差が減少するという効果が得ら
れる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、アクティブフィルタの自動調整回路が
、音声ＦＭ信号から音声信号を再生する音声ＦＭ検波回
路と兼用できるので新たな回路を設けることなしにアク
ティブフィルタの自動調整を行りことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図における整相器１２０位相特性を示す特性図、第
３図、第４図はそれぞれ本発明の他の一実施例を示すブ
ロック図、第５図は第１図における移相器１２を構成す
る際に用いられる積分器の具体的な回路図、第６図は第
１図における移相器１２の構成の一例を示すブロック図
、第７図は第１図における移相器１２の構成の他の例を
示すブロック図、でるる。 符号の説明 ８・・・・・・音声ＦＭ検波回路（兼アクティブフィル
タ自動調整回路）、９・・・・・・入力端子、１０・・
・・・・出力端子、１１・・・・・・出力端子、１２・
・・・・・移相器、１３・・・・・・位相比較器、１４
・・・・・・ＬＰＦ、１５・・・・・・ＢＦ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、音声ＦＭ信号を入力とし、その音声ＦＭ信号の周波
   数に応じてその移相量が或る基準値から変化する移相器
   と、前記移相器の出力信号と前記音声ＦＭ信号とを入力
   され両信号間の移相差に応じた信号電圧を出力する移相
   比較器と、から成り、前記移相比較器の出力をＦＭ復調
   された音声信号として取り出す音声ＦＭ検波回路におい
   て、 前記移相器をそのカットオフ周波数が、印加される電圧
   により制御されるタイプのアクティブフィルタにより構
   成すると共に、前記移相比較器の出力信号を入力信号と
   して、それから音声周波数帯域以下の信号を抽出する低
   域通過フィルタを設け、該低域通過フィルタの出力信号
   を前記アクティブフィルタのカツトオフ周波数を制御す
   る制御電圧として該アクティブフイルタに供給すること
   を特徴とするアクティブフィルタの自動調整回路。 ２、音声ＦＭ信号を入力とし、その音声ＦＭ信号の周波
   数に応じてその移相量が或る基準値から変化する移相器
   と、前記移相器の出力信号と前記音声ＦＭ信号とを入力
   され両信号間の移相差に応じた信号電圧を出力する移相
   比較器と、から成り、前記移相比較器の出力をＦＭ復調
   された音声信号として取り出す音声ＦＭ検波回路におい
   て、 前記移相器をそのカットオフ周波数が、印加される電圧
   により制御されるタイプのアクティブフィルタにより構
   成し、前記移相比較器の出力をカットオフ周波数制御用
   の制御電圧として前記アクティブフィルタに印加すると
   共に、前記移相比較器の出力信号を入力信号として、そ
   れから音声周波数帯域以下の信号を抽出する低域通過フ
   イルタを設け、該低域通過フィルタの出力信号を他のア
   クテイブフイルタへ向けそのカットオフ周波数制御電圧
   として供給することを特徴とするアクティブフィルタの
   自動調整回路。