JPH01270769A - コンバータ装置 - Google Patents
コンバータ装置Info
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- JPH01270769A JPH01270769A JP9729888A JP9729888A JPH01270769A JP H01270769 A JPH01270769 A JP H01270769A JP 9729888 A JP9729888 A JP 9729888A JP 9729888 A JP9729888 A JP 9729888A JP H01270769 A JPH01270769 A JP H01270769A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はコンバータ装置に関するもので、詳しくは２台
のフォワード形変換回路を並列に接続した時の、各々の
フォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正する手
段を備えるコンバータ装置に関するものである。
のフォワード形変換回路を並列に接続した時の、各々の
フォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正する手
段を備えるコンバータ装置に関するものである。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題）従来のコ
ンバータ装置において、その回路構成は出力電力の大き
さによって決められるが、使用するスイッチング素子の
容量あるいはトランス。
ンバータ装置において、その回路構成は出力電力の大き
さによって決められるが、使用するスイッチング素子の
容量あるいはトランス。
リアクトルの大きさ等により小型化、軽量化を計るため
２台のフォワード形変換回路の入力及び出力部を並列に
接続することにより、出力容量の大容量化を計ることが
行われている。
２台のフォワード形変換回路の入力及び出力部を並列に
接続することにより、出力容量の大容量化を計ることが
行われている。
第３図は従来例のコンバータ装置を示すブロック図であ
る０図において１２．２２はスイッチング回路、１３．
２３はトランス、１４．２４は整流平滑出力回路である
。スイッチング回路１２．トランス１３．整流平滑出力
回路１４及びスイッチング回路２２．トランス２３．整
流平滑出力回路２４にてそれぞれ１台のフォワード形変
換回路Ａ、及びＢ、を構成している。前記各々のフォワ
ード形変換回路Ａ、及びＢｏの入力及び出力は、それぞ
れ共通に入力１及び出力２に接続されている。
る０図において１２．２２はスイッチング回路、１３．
２３はトランス、１４．２４は整流平滑出力回路である
。スイッチング回路１２．トランス１３．整流平滑出力
回路１４及びスイッチング回路２２．トランス２３．整
流平滑出力回路２４にてそれぞれ１台のフォワード形変
換回路Ａ、及びＢ、を構成している。前記各々のフォワ
ード形変換回路Ａ、及びＢｏの入力及び出力は、それぞ
れ共通に入力１及び出力２に接続されている。
入力１に直流電圧■１を入力し、スイッチング回路１２
及び２２により高周波変換し、トランス１３及び２３に
て絶縁及び電圧変換を行ない、整流平滑出力回路１４及
び２４にて整流平滑し出力２に安定な直流電圧Ｖ、を得
る。
及び２２により高周波変換し、トランス１３及び２３に
て絶縁及び電圧変換を行ない、整流平滑出力回路１４及
び２４にて整流平滑し出力２に安定な直流電圧Ｖ、を得
る。
２台のフォワード形変換回路Ａ、及びＢｏの各々の回路
定数が等しく、かつスイッチング回路１２及び２２のス
イッチング素子の動作がまったく同じであれば２台のフ
ォワード形変換回路Ａ、及びＢ。
定数が等しく、かつスイッチング回路１２及び２２のス
イッチング素子の動作がまったく同じであれば２台のフ
ォワード形変換回路Ａ、及びＢ。
内の電圧、電流波形は同じとなる。
ところが実際のフォワード形変換回路Ａ、及びＢｏでは
それぞれの回路定数やスイッチング素子の動作をまった
く同一にすることは不可能であるため電圧、電流に不平
衡を生ずる。
それぞれの回路定数やスイッチング素子の動作をまった
く同一にすることは不可能であるため電圧、電流に不平
衡を生ずる。
例えばスイッチング素子のキャリア蓄積効果による蓄積
時間はスイッチング素子の個々の差によりばらつきを生
ずる。それ故コンバータ装置の動作周波数が高い場合、
あるいはスイッチング素子の通流率が小さい場合、特に
出力短絡状態においては各スイッチング素子の蓄積時間
の差が導通時間とくらべて無視できなくなるので、それ
ぞれのフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０内の電流の不
平衡が著しくなる。
時間はスイッチング素子の個々の差によりばらつきを生
ずる。それ故コンバータ装置の動作周波数が高い場合、
あるいはスイッチング素子の通流率が小さい場合、特に
出力短絡状態においては各スイッチング素子の蓄積時間
の差が導通時間とくらべて無視できなくなるので、それ
ぞれのフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０内の電流の不
平衡が著しくなる。
２台のフォワード形変換回路Ａ６及びＢｏの出力側が並
列接続されているので、それぞれのフォワード形変換回
路Ａ、及びＢ６の出力電流の和は負荷電流に等しく一定
電流である。それ故、例えば一方のフォワード形変換回
路Ａ、のスイッチング素子１２のスイッチング電流が大
となれば、他方のフォワード形変換回路Ｂ０のスイッチ
ング素子２２のスイッチング電流は必然的に小となり、
スイッチング素子１２及び２２の蓄積時間の差はさらに
拡大されるので電流の不平衡はますます拡大される。
列接続されているので、それぞれのフォワード形変換回
路Ａ、及びＢ６の出力電流の和は負荷電流に等しく一定
電流である。それ故、例えば一方のフォワード形変換回
路Ａ、のスイッチング素子１２のスイッチング電流が大
となれば、他方のフォワード形変換回路Ｂ０のスイッチ
ング素子２２のスイッチング電流は必然的に小となり、
スイッチング素子１２及び２２の蓄積時間の差はさらに
拡大されるので電流の不平衡はますます拡大される。
平衡状態で運転している時にくらべて過大な［流が流れ
るフォワード形変換回路Ａ０及びＢｏではスイッチング
素子１２．２２の大容量なものが必要となり、さらに配
線インダクタンスによるサージ電圧も上昇し図示されて
いないスナバ回路も大きなものが必要となる。
るフォワード形変換回路Ａ０及びＢｏではスイッチング
素子１２．２２の大容量なものが必要となり、さらに配
線インダクタンスによるサージ電圧も上昇し図示されて
いないスナバ回路も大きなものが必要となる。
このため従来はトランス１３．２３の出力電流を平衡さ
せるバランス用リアクトル３を挿入する手段がとられて
いるが、大容量のりアクドルを必要とし、効率の低下を
まねく欠点があり、装置の小形軽量化、経済性、信韻性
の向上に制約を与えていた。
せるバランス用リアクトル３を挿入する手段がとられて
いるが、大容量のりアクドルを必要とし、効率の低下を
まねく欠点があり、装置の小形軽量化、経済性、信韻性
の向上に制約を与えていた。
本発明の目的は上記の欠点を改善するために提案された
もので、２台のフォワード形変換回路の直流入力及び直
流出力部を並列に接続した時、各々のフォワード形変換
回路の入力電流の不平衡を補正して、装置の大形化や効
率の低下をまねくことなしに入力端子の平衡化を行う並
列接続形コンバータ装置を提供するにある。
もので、２台のフォワード形変換回路の直流入力及び直
流出力部を並列に接続した時、各々のフォワード形変換
回路の入力電流の不平衡を補正して、装置の大形化や効
率の低下をまねくことなしに入力端子の平衡化を行う並
列接続形コンバータ装置を提供するにある。
（課題を解決するための手段）
本発明は上記の目的を達成するために、１８０度の位相
差をもって動作する２台のフォワード形変換回路の直流
入力及び直流出力部を並列に接続し、直流入力電圧を制
御された直流電圧に変換し、かつ各々のフォワード形変
換回路の出力電流の２倍の出力電流を得るように構成し
てなるコンバータ装置において、前記フォワード形変換
回路相互に共通する入力端回路に流れる電流の大きさと
方向を検出する電流検出手段と、出力電圧を帰還し、出
力電圧の基準との誤差を出力する誤差増、幅器の誤差出
力信号にて設定された閾値と前記電流検出出力信号との
比較を行う手段により、各々のパルス幅の制御を電流モ
ード動作にてパルス毎に行うことにより一方の入力電流
の小さいフォワード形変換回路のスイッチング回路の素
子のオン時間を延長させると共に、他方の入力電流の大
きいフォワード形変換回路のスイッチング回路の素子の
オン時間を短縮させる動作時間補正手段を備えて、並列
接続されるフォワード形変換回路の電流を平衡させるこ
とを特徴とするコンバータ装置を発明の要旨とするもの
である。
差をもって動作する２台のフォワード形変換回路の直流
入力及び直流出力部を並列に接続し、直流入力電圧を制
御された直流電圧に変換し、かつ各々のフォワード形変
換回路の出力電流の２倍の出力電流を得るように構成し
てなるコンバータ装置において、前記フォワード形変換
回路相互に共通する入力端回路に流れる電流の大きさと
方向を検出する電流検出手段と、出力電圧を帰還し、出
力電圧の基準との誤差を出力する誤差増、幅器の誤差出
力信号にて設定された閾値と前記電流検出出力信号との
比較を行う手段により、各々のパルス幅の制御を電流モ
ード動作にてパルス毎に行うことにより一方の入力電流
の小さいフォワード形変換回路のスイッチング回路の素
子のオン時間を延長させると共に、他方の入力電流の大
きいフォワード形変換回路のスイッチング回路の素子の
オン時間を短縮させる動作時間補正手段を備えて、並列
接続されるフォワード形変換回路の電流を平衡させるこ
とを特徴とするコンバータ装置を発明の要旨とするもの
である。
（実施例）
以下本発明の実施例について説明する。なお、実施例は
一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲で
種々の変更あるいは改良を行いうることは言うまでもな
い。
一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲で
種々の変更あるいは改良を行いうることは言うまでもな
い。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図において、フォワード形変換回路Ａ１及びＢ、の主
回路は第３図と同様に入力１に直流電圧Ｖｉを入力し、
スイッチング回路１２．２２により高周波変換し、トラ
ンス１３．２３で絶縁及び電圧変換を行ない整流平滑出
力回路１４．２４にて整流平滑し、出力２に安定な直流
電圧ｖ０を得る。
１図において、フォワード形変換回路Ａ１及びＢ、の主
回路は第３図と同様に入力１に直流電圧Ｖｉを入力し、
スイッチング回路１２．２２により高周波変換し、トラ
ンス１３．２３で絶縁及び電圧変換を行ない整流平滑出
力回路１４．２４にて整流平滑し、出力２に安定な直流
電圧ｖ０を得る。
本発明にあっては２台のフォワード形変換回路Ａ、及び
Ｂ、に流れる電流を検出するために、−方はその入力電
流を、もう一方はその入力電流が逆極性となるように接
続され２つの入力端子の差に比例した出力を出す変流器
４が設けられている。
Ｂ、に流れる電流を検出するために、−方はその入力電
流を、もう一方はその入力電流が逆極性となるように接
続され２つの入力端子の差に比例した出力を出す変流器
４が設けられている。
変流器４により検出された電流は整流回路３１により全
波整流され、電流比較部３３に入力され、誤差増幅器３
４の出力であるエラー信号の閾値との比較を行う。誤差
増幅器３４はコンバータ装置の出力２より出力電圧■。
波整流され、電流比較部３３に入力され、誤差増幅器３
４の出力であるエラー信号の閾値との比較を行う。誤差
増幅器３４はコンバータ装置の出力２より出力電圧■。
を帰還し、出力電圧の基準３２の基準値との誤差増幅を
行い誤差出力信号を闇値として出力する。ＰＷＭ比較部
３５は発振部３６よりスイッチング回路１２．２２の動
作周波数の２倍の周波数と同じクロック信号を受け、前
記スイッチング回路１２．２２へ送出する信号の立上り
のタイミングを決める。ｉｔ清流比較３３で整流回路３
１の出力である電流波形と誤差増幅器３４の出力である
エラー信号との大小関係の比較がなされ、電流の値がエ
ラー信号の値以上になると電流比較部３３よりパルス出
力がＰＷＭ比較部３５に送出される。ＰＷＭ比較部３５
で電流比較部３３の出力信号によりスイッチング回路へ
送出する信号の立下りのタイミングを決め、ＰＷＭ比較
部３５の出力信号のオン時間を制御する。また、フリッ
プフロップ回路３７によりＰＷＭ比較部３５の信号をて
い倍し、この信号とＰＷＭ比較部３５よりの出力をパル
ス分配回路３８．３９に入力し１８０°位相のずれた信
号をスイッチング回路１２、２２のスイッチング素子の
制御信号として送出する。
行い誤差出力信号を闇値として出力する。ＰＷＭ比較部
３５は発振部３６よりスイッチング回路１２．２２の動
作周波数の２倍の周波数と同じクロック信号を受け、前
記スイッチング回路１２．２２へ送出する信号の立上り
のタイミングを決める。ｉｔ清流比較３３で整流回路３
１の出力である電流波形と誤差増幅器３４の出力である
エラー信号との大小関係の比較がなされ、電流の値がエ
ラー信号の値以上になると電流比較部３３よりパルス出
力がＰＷＭ比較部３５に送出される。ＰＷＭ比較部３５
で電流比較部３３の出力信号によりスイッチング回路へ
送出する信号の立下りのタイミングを決め、ＰＷＭ比較
部３５の出力信号のオン時間を制御する。また、フリッ
プフロップ回路３７によりＰＷＭ比較部３５の信号をて
い倍し、この信号とＰＷＭ比較部３５よりの出力をパル
ス分配回路３８．３９に入力し１８０°位相のずれた信
号をスイッチング回路１２、２２のスイッチング素子の
制御信号として送出する。
第２図は第１図に示す実施例回路の各部の動作を説明す
る動作波形図であって、第２図のＡはフォワード形変換
回路Ａ１及びＢ、の入力電流の波形を表し、上側は一方
の直流−直流変換回路の入力電流、下側はもう一方の入
力電流を示している。
る動作波形図であって、第２図のＡはフォワード形変換
回路Ａ１及びＢ、の入力電流の波形を表し、上側は一方
の直流−直流変換回路の入力電流、下側はもう一方の入
力電流を示している。
第２図のＢはＡなる波形を整流回路３１にて整流した信
号波形であって、その大きさがｂで示されている。第２
図のＣは誤差増幅器３４の出力であり出力電圧と出力電
圧の基準３２とのエラー信号でありその大きさがＣで示
されている。第２図のＤは発振器３６の出力のクロック
信号であり、ＰＷＭ比較部３５の出力信号Ｅの立上りの
タイミングを決めている。第２図のＢ及びＣにおいて、
ｂの値がＣの値より大となった時、電流比較部３３より
ＰＷＭ比較部３５に信号が出力され、出力信号Ｅの立下
りタイミングを決めている。第２図のＦ及びＧはＥの信
号をてい倍した信号である。ＥとＦとより一方のフォワ
ード形変換回路のスイッチング回路への出力信号Ｈを作
る。また、ＥとＧとより前記出力信号Ｈより１８０°位
相のずれたもう一方のフォワード形変換回路のスイッチ
ング回路への出力信号Ｊを作る。
号波形であって、その大きさがｂで示されている。第２
図のＣは誤差増幅器３４の出力であり出力電圧と出力電
圧の基準３２とのエラー信号でありその大きさがＣで示
されている。第２図のＤは発振器３６の出力のクロック
信号であり、ＰＷＭ比較部３５の出力信号Ｅの立上りの
タイミングを決めている。第２図のＢ及びＣにおいて、
ｂの値がＣの値より大となった時、電流比較部３３より
ＰＷＭ比較部３５に信号が出力され、出力信号Ｅの立下
りタイミングを決めている。第２図のＦ及びＧはＥの信
号をてい倍した信号である。ＥとＦとより一方のフォワ
ード形変換回路のスイッチング回路への出力信号Ｈを作
る。また、ＥとＧとより前記出力信号Ｈより１８０°位
相のずれたもう一方のフォワード形変換回路のスイッチ
ング回路への出力信号Ｊを作る。
第２図において、時刻ｔ、以前は前記２台のフォワード
形変換回路Ａ、及びＢ１のそれぞれの入力電流が平衡し
ている場合であり、時刻ｔ、以降は一つのフォワード形
変換回路の入力電流が増加した時スイッチング回路への
出力信号の動作波形をあられしている。
形変換回路Ａ、及びＢ１のそれぞれの入力電流が平衡し
ている場合であり、時刻ｔ、以降は一つのフォワード形
変換回路の入力電流が増加した時スイッチング回路への
出力信号の動作波形をあられしている。
スイッチング回路１２及び２２の部品のばらつき及びス
イッチング素子の動作時間のばらつきにより、一方のフ
ォワード形変換回路の入力電流が増加すると、第２図に
おいてＡのフォワード形変換回路の一方の検出電流が増
加し、整流後の波形Ｂが大きくなる（波形Ｂ’）、ＰＷ
Ｍ比較部３５において前記Ｂ°の波形を誤差増幅器３４
のエラー信号と比較することにより、スイッチング回路
の導通幅である出力信号の幅を短くし増加した電流値を
小さくするように動作し、２台のフォワード形変換回路
Ａ１及びＢ１の入力電流が均等に制御されることになる
。
イッチング素子の動作時間のばらつきにより、一方のフ
ォワード形変換回路の入力電流が増加すると、第２図に
おいてＡのフォワード形変換回路の一方の検出電流が増
加し、整流後の波形Ｂが大きくなる（波形Ｂ’）、ＰＷ
Ｍ比較部３５において前記Ｂ°の波形を誤差増幅器３４
のエラー信号と比較することにより、スイッチング回路
の導通幅である出力信号の幅を短くし増加した電流値を
小さくするように動作し、２台のフォワード形変換回路
Ａ１及びＢ１の入力電流が均等に制御されることになる
。
（発明の効果）
畝上のように本発明によれば、２台のフォワード形変換
回路を並列に接続して、各々のフォワード形変換回路の
出力電流の２倍の出力電流を得るコンバータ装置におい
て、各々のフォワード形変換回路の入力電流の大きさに
対応して一方のフォワード形変換回路のスイッチング回
路の素子の導通時間を短縮させるようにし、一方のフォ
ワード形変換回路のスイッチング回路の素子の導通時間
を延長させるようにして部品のばらつきあるいはスイッ
チング回路の素子の蓄積時間のばらつきを起因して生ず
る２台のフォワード形変換回路の相互間の不平衡電流を
抑制する。
回路を並列に接続して、各々のフォワード形変換回路の
出力電流の２倍の出力電流を得るコンバータ装置におい
て、各々のフォワード形変換回路の入力電流の大きさに
対応して一方のフォワード形変換回路のスイッチング回
路の素子の導通時間を短縮させるようにし、一方のフォ
ワード形変換回路のスイッチング回路の素子の導通時間
を延長させるようにして部品のばらつきあるいはスイッ
チング回路の素子の蓄積時間のばらつきを起因して生ず
る２台のフォワード形変換回路の相互間の不平衡電流を
抑制する。
結果として、主回路にリアクトルを挿入する必要なく大
容量のスナバ回路の追加を必要とせず、コンバータ装置
の小形軽量化、経済性、信鯨性の向上を計ることができ
る。
容量のスナバ回路の追加を必要とせず、コンバータ装置
の小形軽量化、経済性、信鯨性の向上を計ることができ
る。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図の実施例の動作を説明する動作波形図、第３図は
従来のコンバータ装置を示すブロック図である。 ｌ・・・・・入力 ２・・・・・出力 ４・・・・・変流器 １２、２２・・・スイッチング回路 １３、２３・・・トランス １４、２４・・・整流平滑出力回路 ３１・・・・・整流回路 ３２・・・・・出力電圧の基準 ３３・・・・・電流比較部 ３４・・・・・誤差増幅器 ３５・・・・・ＰＷＭ比較部 ３６・・・・・発振部 ３７・・・・・フリップフロップ ３８、３９・・・パルス分配回路
第１図の実施例の動作を説明する動作波形図、第３図は
従来のコンバータ装置を示すブロック図である。 ｌ・・・・・入力 ２・・・・・出力 ４・・・・・変流器 １２、２２・・・スイッチング回路 １３、２３・・・トランス １４、２４・・・整流平滑出力回路 ３１・・・・・整流回路 ３２・・・・・出力電圧の基準 ３３・・・・・電流比較部 ３４・・・・・誤差増幅器 ３５・・・・・ＰＷＭ比較部 ３６・・・・・発振部 ３７・・・・・フリップフロップ ３８、３９・・・パルス分配回路
Claims (1)
- １８０度の位相差をもって動作する２台のフォワード形
変換回路の直流入力及び直流出力部を並列に接続し、直
流入力電圧を制御された直流電圧に変換するコンバータ
装置において、前記２台のフオワード形変換回路の入力
電流を検出する変流器と前記フォワード形変換回路のス
イッチをオンさせるタイミングを決める手段と、出力電
圧を帰還し、出力電圧の基準値との誤差を出力する誤差
増幅器の誤差出力信号と、前記変流器出力を整流した信
号とを比較して前記フォワード形変換回路のスイッチを
オフさせるタイミングを決める手段を備えたことを特徴
とするコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63097298A JPH0626474B2 (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63097298A JPH0626474B2 (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01270769A true JPH01270769A (ja) | 1989-10-30 |
| JPH0626474B2 JPH0626474B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=14188588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63097298A Expired - Fee Related JPH0626474B2 (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0626474B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5905369A (en) * | 1996-10-17 | 1999-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Variable frequency switching of synchronized interleaved switching converters |
| JP2005033956A (ja) * | 2003-07-10 | 2005-02-03 | Sony Corp | 電源装置 |
| JP2006136046A (ja) * | 2004-11-02 | 2006-05-25 | Foster Electric Co Ltd | 力率改善装置 |
| JP2012065397A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | フォワード型スイッチング電源装置とフォワード型スイッチング電源装置の駆動方法 |
| JP2017042013A (ja) * | 2015-08-21 | 2017-02-23 | 東洋電機製造株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2019146247A1 (ja) * | 2018-01-23 | 2019-08-01 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電源装置および溶接用電源装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2023180290A (ja) * | 2022-06-09 | 2023-12-21 | 富士電機株式会社 | 装置および電力変換装置 |
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-
1988
- 1988-04-20 JP JP63097298A patent/JPH0626474B2/ja not_active Expired - Fee Related
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