JPH01274581A - コンバージェンス補正装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＣＲＴを用いたディスプレイのディジタルコ
ンバージェンス補正回路に関り、マルチスキャン式投写
形ディスプレイに用いて好適なものである。

〔従来の技術〕

投写形ディスプレイにおいては、赤、緑、青の３本の投
写管を投写レンズと共に水平に並置して、１枚のスクリ
ーン上にカラー画像を投写合成するのが一般である。赤
、青の画像は、スクリーンに対して斜め方向から投写さ
れるため、射影幾何学にもとづき、第２図に示す台形歪
みを発生し、これによって色ずれが発生する。

この色ずれを補正するために従来から偏向ヨークと類似
の電子ビーム補助偏向のためのコンバージェンスヨーク
（以下ＣＹと略記）を投写管のネック部にマウントしコ
ンバージェンス増幅部の出力をＣＹに印加して色ずれの
補正を行っていた。ＣＹに印加する補正信号としては、
偏向走査周期に同期し、かっ色ずれ模様を高精度に補正
できるものが望ましい。補正波形発生手段としては、ア
ナログ方式とディジタル方式とがある。アナログ式は、
簡単ではあるが精度が粗いという欠点があった。ディジ
タル式は補正精度は高いが必要メモリ容量が多く、従っ
て高価であるという欠点があった。該必要メモリ容量を
低減するために、画面を約１６Ｘ１６の代表点で表し、
該代表点の補正情報のみをメモリし。

残余の領域は、代表点データから補関するという方法が
、米国特許筒４４２２０１９　（１９８３年登録）及び
特公昭６１−５５３１０号公報に記されている。上記従
来例に記載されたコンバーゼンス信号発生回路は、画面
水平方向には通常のＬＰＦで補関し、垂直方向には、内
挿計算をディジタル的もしくはアナログ的に行ない補正
信号を作成している。しかし乍ら該種従来技術は、特定
のひとつの走査フォーマット用には適しているが、複数
の例えば、水平周波数、画面サイズが異なる方式のフォ
ーマットを映出できるような、いわゆるマルチスキャン
ディスプレイへの応用に際しては、多大のメモリ容量を
必要とするという欠点があった。従って、例えばひとつ
のフォーマットで正しく補正できていても、ディスプレ
イの水平周波数を若干変えると、色ずれが発生してしま
うという問題点があった。

また、従来の投写形ディスプレイにおいてコンバーゼン
ス補正信号を得る場合には、補正波形は、赤色と青色と
で極性は逆であるが、いづれにし、でも、偏向走査周期
に同期した波形を得る必要があった。

従来技術においては、例えば特公昭６１−１５６３１号
公報に記されているように、のこぎり波状の水平偏向電
流を何らかの手段で電圧信号として検出し、この信号に
基いて、波形を合成処理する方式が使われていた。

該従来方式においては、画面左端部に色ずれが残るとい
う問題点があった。その理由を次に説明する。該波形合
成処理には、有限の遅延時間が必要であり、かつその遅
延時間の大きさは、水平走査期間の約２％ないし３％の
大きさであることが普通である。ＣＲＴは、水平、垂直
走査によって画面を映出しているため１画面左端部は高
速水平帰線直後の位置に相当している。

ここに補正信号情報が遅れて到達するため、画面左端部
の全画面幅の約２〜３％の部分には色ずれが残ってしま
う。

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を克服して、小容
量のメモリで、多種多彩なフォーマットに応じることの
できる水平補間方式を提供することにある。

本発明の他の目的は、該色ずれを低減することにある。

本発明のさらに他の目的は、水平走査周波数の異なる多
種の信号源にも適応して該色ずれを上記目的は、従来の
水平補間用ＬＰＦに替えてアナログ乗算器手段を活用し
た加重平均回路手段と、加重係数発生手段とを組合わせ
、かつ、乗算器のばらつきに強い構成とすることにより
廉価に達成される。

上記目的は、対応すべきフォーマットの中の最大走査線
数を必要とするフォーマットの数倍の数の仮想走査線数
をもつ座標系を想定し、該仮想走査線数を入力垂直同期
信号に同期して垂直周期内にカウントするプログラマブ
ルカウンタ手段を含むＰＬＬ手段を備え、該プログラマ
ブルカウンタ手段の１垂直周期内のカウント数を画面の
垂直サイズにほぼ比例させるよう制御する手段を備え、
代表点データから該仮想走査線座標系において補間演算
する手段を備えることによって達成される。

ま九補正波形を、偏向電流とは独立の先行のこぎり波発
生手段に基いて生成することによって画面左端部での色
ずれを克服する。該先行のこぎり波は、偏向電流に対し
て、後続コンバージェンス信号処理増幅回路の遅延時間
相当分だけその走査期間の波形の重心を先行させておく
。

更に、必須の要件ではないが望ましくは、該先行のこぎ
り波の帰線期間の波形は、画面左端の位置情報を極力早
く後続コンバージェンス信号処理増幅回路に伝達するべ
く、故意に波形を歪ませておく。

〔作用〕

該加重係数発生回路手段は代表格子間隔の２倍の周期の
３角波を発生するように動作し、該加重平均回路手段は
、該３角波に基いて左右の隣接代表格子点の各色ずれ補
正データを加重平均して、加重平均出力を得るように動
作する。

また、実走査線数の数倍の本数をもつ仮想走査線座標系
を導入したことに基き、走査線位置推定精度が高まるた
め、位置推定の丸め偏差に起因する再生画面の不規則な
輝度むら妨害（詳細は後述する）を許容眼内に抑え得る
という作用が発生する。従って走査線数の異なるフォー
マットに対しても、連続的に対応することができる。ま
た、画面サイズの変化に対しては、該プログラマブルカ
ウンタ手段を備えたＰＬＬ手段によって連続的に追随対
応することができる。

従って従来の装置のように、色ずれを発生することがな
い。

さらに上記の様に補正波形を生成することによって、コ
ンバージェンス出力部に印加される情報は、ちょうど時
間的にマツチしたものとなる。従って１画面左端部での
残留色ずれの問題を克服でき、従って画面全域にわたる
色ずれをなくすことができる。

〔実施例〕

さて、本発明の第１の実施例を第１図に示す。

同図の構成、動作について以下に説明する。

１は、位相検波器、２は周波数的１．６Ｍ）Ｉｚの電圧
制御発振器、３は８　ｂｉｔのプログラマブルカウンタ
（ＰＣ）でその出力１４は約６４Ｋ）Ｉｚのパルスであ
る。ＰＣ８の出力１４は、位相検波器１に負帰還され入
力１８の入力水平同期信号または、別途の水平偏向回路
で発生する水平帰線パルスとタイミングを比較され、全
体として周知のＰＬＬループとして働く。入力水平帰線
パルス信号のくり返し周波数ｆ、４は１６ＫＴ（ｚから
８０ＫＨｚまでに信号源に依存して変化するため、これ
に応じて電圧制御発振器２（以下ｖＣＯと略記）の発振
周波数は約４ＭＩ（ｚから２０ＭＨｚまで変化する。

プログラマブルカウンタ３（以下ＰＣと略記）は倍に分
周し、入力ｆイと同一の周波数でタイミングも入力ｆ、
と一致した出力パルス２４を出力する。

水平偏向電流に比例した信号１９が包絡線検波回路４で
振幅ＰＰ（ピーク　ツーピーク）を検波され包絡線検波
回路４の出力端に直流電圧が得られる。この直流電圧は
画面の水平サイズには）′比例した電圧値を有する。

該直流電圧はＡＤコンバータ５で約７ｂｉｔのデジタル
信号に変換される。ＡＤコンバータ５としては高速交流
信号を逐次デジタル化するような高価なものは必要でな
く、単に直流電圧をディジタル値に変換する周知の廉価
な市販品を使用することができる。尚本明細書の図面で
は、多重線はデジタル信号の流れを意味し、単線はアナ
ログ信号または１　ｂｉｔのデジタル信号の流れを意味
する。

さて、ＡＤコンバータ５の出力の水平画面サイズを表わ
すデジタル信号はＰＣ３のプログラム端子に後述のよう
に印加される。ＰＣ３はＯから２７−１までカウントア
ツプするアップカウンタであってそのカウント始点をプ
ログラマブルな第１の部分と、第１の部分のカウントに
引き続きＯから（２’−１）までカウントアツプするア
ップカウンタであってそのカウント終点をプログラマブ
ルな第２の部分とからなる。

別の言葉で云えば＋　ＰＣ３の全体は、そのカウント始
点とカウント終点とを各々プログラマブルなひとつの８
ビツトカウンタと等価である。

該ＰＣ３の第２の部分のカウント終点の７ビツトにはＡ
Ｄコンバータ５の出力が設定される。

また第１の部分のカウント始点には、ＡＤコンバータ５
の出力の１の補数が設定される。従って例えば水平サイ
ズが大きくなると、ＰＣ３の第１の部分は水平サイズが
小さい時に比べより始点の下限Ｏに近い数を始点として
カウントアツプを開始し、第２の部分は、水平サイズが
小さい時に比べ終点の上限（２’−１）に近い数を始点
としてカウントを終了し、終了の瞬間に出力パルス２４
を発生すると同時に、該始点の数にもどってカウントア
ツプを再び開始する。

ＰＣ３の各ビットの情報は仮想走査線座標系上のｓ　ｂ
ｉｔｓのアドレス信号として使用される。

その上位側の４　ｂｉｔｓは、画面を水平方向にサンプ
ルした１６ケ以内の代表格子点に対応する。

該上位４　ｂｉｔｓの水平アドレス信号は、別途の手段
で生成される垂直方向のアドレス信号２０と共に周知の
垂直補間処理部（ＶＩＰ）６に印加される。該ＶＩＰ６
には約１６　Ｘ　１６ケの代表格子点のデータがその中
に格納され、かつ周知の技術によって該データを書き換
え得るＥＰＲＯＭ手段が含まれている。更に該ＶＩＰ６
には垂直補間された色ずれ補正用デジタルデータを出力
として発生する周知の手段が含まれている。尚、該ＶＩ
Ｐ６には、図示してないが、水平アドレスの下位ビット
も印加されディジタル処理のタイミングクロックとして
働く。該ＶＩＰ６の出力はデータセレクタ７に印加され
る。該データセレクタフには、別途の入力２３がセレク
タ７の制御端子に印加される。該別途の入力２３は、該
水平アドレス上位４ビツト中の最下位（ＬＳＢ）の信号
であり、これが１であるときは、データセレクタ７は奇
側出力端子７ａに接続され、０であるときは偶側出力端
子７ｂに接続される。奇。

偶の各出力は各々乗算器付ＤＡコンバータＭＤＡｌ（８
）、ＭＤＡ２（９）に印加される。該ＭＤＡ１（８）、
ＭＤＡ２（９）としては例えばアナログデバイセズ社製
ＡＤ１５０８を使用することができる。これらのアナロ
グ出力は加算器１０で加算され増幅部１１を経てコンバ
ージェンスヨークのコイル１２に供絡される。コイル１
２に流れる電流はＣＲＴの電子ビームを補助偏向し、必
要とされる色ずれ補正を行う。

一方、水平アドレス信号の下位４ビット分２１は、デー
タセレクタ１４の低側の入力端子１４ａに接続されると
共にインバータ１３に接続される。

該インバータの出力はデータセレクタ１４の奇側の入力
端子１４ｂに接続される。該データセレクタ１４の出力
はその制御端子に入力される該制御人力２３の値（Ｉｌ
ｏ）に対応して、奇／偶の入力端子の信号をその出力に
得る。該データセレクタ１４の出力はＤＡコンバータ１
５に印加される。該ＤＡコンバータとしては既述のＭＤ
Ａ　１（８）ト同一のものの上位４ビット分を使用する
ことができる。該ＤＡコンバータの出力には１対のアナ
ログ電流出力が取り出される。かつ、該１対の出力電流
の和は一定となるようにＤＡコンバータ１５が構成され
ている。既述ＡＤ１５０８はこの性質を持っているが、
もしこれが入手できない場合には通常の１出方のＤＡコ
ンバータを用い、かつ、その出力を反転するオペレーシ
ョナルアンプを使用すれば良い。いずれにしても、該相
補関係にある１対の電流出力は、電流ミラー回路１６．
１７を経て、既出ＭＤＡ１及びＭＤＡ２のアナログ乗算
端子に印加される。

インバータ１３．データセレクタ１４の動作について説
明する。実際には信号２１は４ビツトのアドレス信号で
あるが判り易いように２ビツトの信号として説明する。

この信号をＸとし、インバータ１３の出力をＸとすれば
データセレク１り１４の出力２２をＡとすると次の通り
表わせる。

制御入力２３　０．０．０．０．１．１．１．１．０．
０　　・・・ｘ　００，０１，１０，１１，００，０１
，１０，１１，００，０１　　・・・ｘ　１１，１０，
０１，００，１１，１０，０１，００，１１，１０　　
・−・Ａ　００，０１，１０，１１，１１，１０，０１
，００，００，０１　　・・・即ち、出力Ａは、制御人
力２３の信号が０の時は上昇し、１のときは下降する三
角波であることが判る。

次に第１図の符号Ｉｓ、　１６．１７．８．９．を付し
た部分の説明を行う。第１図のＤＡコンバータ１５の正
極性の出力電流の波形を第３図のＡに示す、横軸は水平
アドレス上位４ｂｉ七の表すアドレス（Ｘ＝０〜１５）
である。Ｘの値がある偶数を経過し次の奇数に至るまで
は上昇し、またＸの値がある奇数を経過し次の偶数に至
るまでは下降するという上述の性質を表している。この
正極性の出力電流は、電流ミラー回路１６を経由して乗
算形ＤＡコンバータＭ　Ｄ　Ａ　１　（８）の乗算端子
に印加される。このＭ　Ｄ　Ａ　ｌ　（８）の出力信号
の波形は、第３図のＤ工に示す１本の実線の波形となる
。即ちＸ＝奇数の代表格子点のデータを水平補間した波
形となることが判る。

一方、ＤＡコンバータ１５のもう一方の相補出力は電流
ミラー回路１７を経由してＭ　Ｄ　Ａ　２　（９）に印
加され、Ｍ　Ｄ　Ａ　２　（９）の出力波形は第３図の
Ｄ２に示す２重実線の波形となる。この波形は、Ｘ＝偶
数の代表格子点のデータを水平補間した波形となる。最
終的に、第１図の加算器１０の出力には、第３図の点ｍ
　Ｄｓに示される波形の信号が得られる。従って、各代
表格子点のデ−タを水平補間した所望の波形の得られる
。

以上に説明した第１図の構成によれば、水平走査周波数
ｆ、及び水平画面サイズの異なる多種のフォーマットに
対して連続的に追随して色ずれの補正を行うことができ
る。

何故なら、ｆＫの変化には、第１図の位相検波器１．Ｖ
ＣＯ２，ＰＯ２，から成るＰＬＬの作用で追随でき、水
平画面サイズの変化には包絡線検波４．ＡＤ５．ＰＯ２
の構成によって既述の通りカウント始点とカウント終点
とを追随させ得るからである。

従来技術においては、水平補間の手段として、単にアナ
ログ形式の低域濾波器を用いて、そのインパルス応答が
三角波状であることを利用していた。しかしその三角波
の持続幅が一定であったために、水平偏向速度の異なる
フォーマットに対しては複数のＬＰＦを準備しこれを切
り替える必要があった。

本実施例においては、水平偏向速度が変るとこれに応じ
て三角波の周期も変り、結果的に画面上での三角波の周
期に対応する距離幅をはシ一定に保つことができるため
、連続追随可とできた。

尚、従来技術（ｕｓｐ４４２２０１９及び特公昭６１−
５５３１０号公報）においては、本発明が対称とする水
平補間用にではなく、第１図のＶＩＰ６の部分の内部の
垂直補間用に乗算形ＤＡコンバータを使用することが記
されている。しかしこれらの従来技術においては、本実
施例の第１図のインバータ１３に対応するものが示され
ていない。従って、出力端子２２の下位４ｂｉｔのアド
レス信号の変化の様態は第３図のような上昇、下降部が
互いに対象な２格子間隔の３角波ではなく、下降部が１
格子間隔毎に瞬時にリセット下降するのこぎり波状のも
のとなっている。該形式を、水平補間の目的で使用しよ
うとすると、次述の通り、補正むら妨害を発生するとい
う欠点があった。即ち、該形式においては、第１図にお
いてデータセレクタ７の溝側は左側隣接格子点データに
変更され、奇側は右側隣接格子点データに変更される。

従ってＭＤＡ　１　（８）、　ＭＤＡ　２（９）には、
１格子間隔毎に偶データと奇データが交代して現れる。

従ってＭＤ　Ａ　１　（８）とＭ　Ｄ　Ａ　２　（９）
の各変換利得の間にわずかの相互偏差があっても格子点
の近傍で電子ビーム偏向量の変化として画面に妨害を生
じる。

特に電子ビームをコンパゼンスヨーク１２で縦方向に補
助偏向する場合に、走査線がのこぎり波状に波打つとい
う問題があった。これは、例えば第４図の点線に示すよ
うなのこぎり波状の意である。同図は補正データそのも
のは常に一定値である場合にもリプルを発生するという
ことを示すものである。従って該従来技術の形式におい
ては、ＭＤＡＩ（８）、ＭＤＡ２（９）に相当するアナ
ログ乗算器付ＤＡコンバータの利得を極めて精密に調整
する必要があった。

第１図の構成においては、新規に案出されたインバータ
１３の作用によって、ＭＤＡＩ（８）。

Ｍ　Ｄ　Ａ　２　（９）の利得偏差に対する要求が大幅
に緩和されるので、無調整で済ませ得る。

何故なら、ＭＤＡＩ（８）は奇数アドレス対応データの
みを扱いＭ　Ｄ　ｐ、　２　（９）は偶数アドレス対応
データのみを扱うが故に、該利得偏差はＶＩＰｅ内の補
正用デジタルデータそのものを書き換えることによって
容易に修正できるからである。

また、第１図の構成の更にもうひとつの従来技術に比べ
ての長所としては１ＭＤＡＩ（８）。

Ｍ　Ｄ　Ａ　２　（９）８の出力アナログ値が急変する
場合に過渡的にグリッチ妨害に強いという点があげられ
る。何故なら、第３図において、例えばＭＤ　Ａ　１　
（８）は、Ｘ＝４のタイミングにおいて。

Ｘ＝３に対応する色ずれ補正データからＸ＝５に対応す
る色ずれ補正データへと切り替る。そしてこのＸ＝４の
タイミングにおいては、ＭＤＡ　１　（８）の加重係数
は第３図の単線の実線で示される通りはゾ零の状態にあ
る。したがってグリッチ妨害が抑制される。

第１図のＶＩＰ６は本実施例においてはデジタル処理系
として示したが、上述のばらつきに強いアナログ補間方
式をＶＩＰ６の垂直補間機能に適用することも可能であ
る。それについては別途変形例として後述する。

さて、以上で第１図の構成の長所についての説明を終り
、次に若干残された短所とその解決手段について述べる
。

まず注意を換起する必要がある重要事項として、第１図
のＰＯ２の発生する８ビツトのアドレスの値は、遠吠の
巡回座標系上にはなく、水平帰線開始時点において終点
から始点へと切断リセットされる非遠吠標系上にあると
考えるべきであるということである。従来のデジタルコ
ンバージェンスシステムにおいてはＰ　Ｃ３ｋ！常にＯ
から２６−１までをカウントする還状座標系として扱わ
れていた。還状座標系においてはＶＩＰ６におけるデジ
タル信号処理のための遅延時間については、これを単に
、該遅延相当分のアドレス値の巡回シフトによって容易
に克服できる。何故なら始点と終点とは適状座標系上で
互いに隣接する２点に過ぎないからである。

然るに、非運状座標系上においては、始点と終点とは両
極端に位置する全く異なる点である。

従って、第１図においてＰＯ２のカウント開始のタイミ
ングが少く共、水平走査の画面左端からの開始のタイミ
ングよりも、処理系の遅延時間分だけ先行していること
が必要条件である。

第１図の回路において、ＰＯ２の出力のアドレスの値と
水平偏向走査とのタイミング関係は。

横軸を時間ｔとして第７図の波形に示す通りである。同
図で２５は水平偏向位置または水平偏向電流、２８はア
ドレス出力値を示す。同図から判るようにカウント開始
のタイミングは水幅期間Ｔｒだけ水平走査開始のタイミ
ングに先行している。一方、第１図における処理系の遅
延時間は、水平補間を遂行するに際して付随的にΔＸ＝
１相当分だけ遅れていることが第３図に関する既述の説
明から判る。

これは、水平周期の約π相当である。一方既述水平帰線
期間Ｔｒは水平周期の約τ程度である。

他にも第１図のＶＩＰ６の部分及び処理増幅部１１の部
分で若干遅れる。しかし総遅延時間は、通常は水平周期
の百以下である。従って、上記必要条件は満たされてい
る。従って一応所望に近い動作をする。しかし乍ら、理
想からは若干隔っている。

理想に近づけるには、ふたつの典型的な十分条件が存在
する。これらのアドレス値を第５図と第６図の点線波形
で示す。両図で、横軸は時間ｔてあり、波形２５は第７
図の波形２５と同じである。　第５図、第６図、共通の
性質は、波形の上昇過程、即ち水平走査期間において、
八ｔの時間だけアドレス値は、２５の電子ビームの走査
運動に対して先行させであるということである。このΔ
ｔは、コンバージエンズ回路の総遅延時間にほゞ等しく
設定される。同図のＴ　ｒ　。

ΔＡについては後述する。

第８図に、第２の実施例を示す。これは第５図の点線に
示すアドレス値波形を得るためのものである。同図には
、第１図と異なる部分が主として示しである。その他の
部分は第１図と同じである。同図の動作波形を、第１０
図に示す。

各ａ、ｂ、ａ、ｄ、ｅの波形は、第８図のａ。

ｂ、ｃ、ｄ、ｅ点の波形である。

第８図において、２９のＤＬｌ及び３０のＤＬ２は、パ
ルス遅延回路である。ＤＬ、２９は第１図のＶＩＰ６及
びＭＤＡＩ（８）、ＭＤＡ２（９）の既述の遅延時間に
ほゞ等しい時間だけ信号を遅延させる。該遅延時間は、
クロック周期のある整数倍であるため、ＤＬ工２９はＶ
ＣＯ２の出力信号をクロックとして第１０図すのタイミ
ングをシフトするシフトレジスタ形で構成できる。

ＤＬ２３０は第１図の１１のアナログ増幅部での遅延を
補正するためのもので、これは通常約０．１−１μ９ｅ
ｅの大きさで、入力信号のフォーマットに依存しな、い
固定値である。従って、ＤＬ２３０としてはそのパルス
幅を該遅延量に合わせたモノマルチバイブレータを使用
できる。ＭＭ３１はそのパルス幅を水平偏向回路の帰線
期間Ｔｒにはイ等しくあるいは若干少な目に設定された
モノマルチバイブレータである。該ＭＭ３１の出力パル
スはＰＯ２のディスイネーブル端子に印加され、該期間
ＰＣ３はカウントを中断する。従って各部の波形は第１
Ｏ図ａｔ　ｂ＋　Ｃｔ　ｄｔ　ｅに示す通りとなる。こ
のｅの波形は、第５図の所望の点線２６と同じである。

次に９図に第３の実施例を示す。同図で２９゜３０は第
８図と同じである。３２は、水平偏向のこぎり波１９の
画面左端に対応する最小値を直流電圧として検出する振
幅検波器、３３は７ビツトのＡＤコンバータでその出力
は、その出力はインバータにより各ビット毎に１の補数
とした上で。

ＰＯ２に供給されＰＯ２のカウント開始点が設定される
。３４は水平偏向のこぎり波の最大値を検出する振幅検
波器で、その出力は周波数検波器７の出力と加算され、
ＡＤコンバータ３６を経て、ＰＯ２に供給されＰＯ２の
カウント終点が設定される。第８図の各部ａ、ｂ、ａ、
、ｅの波形は第１０図に示す通りである。従って第６図
の２７の点線の波形の水平アドレス信号ｅが得られてい
ることが判る。

ＦＭＤＥＴ３７の作用は第６図に示すΔＡ分の補正を行
うためのものである。入力信号の水平走査周波数ｆ、が
高くなっても、水平偏向回路の帰線期間は一定で走査期
間のみが変るように、一般にマルチスキャン式ディスプ
レイは動作する。

従って、第６図のΔＡの大きさはは）′ｆＫに比例して
増大する。従って第９図のＦＭＤＥＴ３７、加算器３５
の作用でこの△Ａ分を補償できることが判る。

Ｄ　Ｅ　Ｔａ２．３４は周知のダイオードとキャパシタ
による振幅検波回路によって構成できるすることができ
る。また、ＦＭＤＥＴ３７は周知のパルスカウント方式
の周波数検波器を使用できる。

以上３つの実施例を述べたがこれらの中間の変形もあり
得るし、また、機能の一部をマイコンで置き換えること
もできる。

次に第１２図に第１図の後半部を変形した第４の実施例
を示す。同図で３．６．１３．１４．１５゜２３は第１
図と同じである。３８はＤＡコンバータ。

３９はサンプルアンドホルダである。３９の上側出力に
は奇データＤ、が、下側出力には偶データＤ２が得られ
る。４０は加重平均回路である。その出力をＤ３とする
と加重係数をＷとして次式で与えられる。

Ｄ、ｃｃＷＤ２＋　（１−Ｗ）Ｄｌ　−・・・・・■Ｗ
は、４０の上側の４ケのトランジスタのベース電極に印
加される差動電圧をＥとすると次式％式％ ここに、ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷 ｋＴ □岬６０　ｍ　Ｖ よって３角波状の差動電圧ＥのＰＰ値を約±１００　ｍ
　Ｖに選定すれば、 ±１００ｍＶ ２　　　　　　　　　　　　　　　０．０３故、はゾ所
望のＷ＝１〜０の加重高価が得られる。従って加重平均
回路４０の出力には、水平補間された色ずれ補正データ
が得られる。

以上で第４の実施例の説明を終り、用途に応じた簡略化
の変形について述べる。

水平画面サイズがはｆ一定であるような応用において゛
は、ＰＯ２のカウント始点と終点とは固定とすることが
できる。即ち、その場合ＰＣ３をプログラマブルカウン
タとする必要はなく、単に０〜２ｓ−１のカウンタとし
て良い。

また水平画面サイズを連続的に変化させる必要がなく、
単に数種類の切替で済むような用途においては、カウン
ト始点と終点とを単に機械的スイッチまたはマイコンで
設定切替えることができる。

第２（第８図）、第３（第９図）の実施例において両図
には示してないが第１図の１５．１６．１７゜８．９．
１０に対応する部分は、ディジタル式加重平均回路とＤ
Ａコンバータとで置き換え得る。

−例として第８図と組み合わせた実施例を第５の実施例
として第１３図に示す。

同図で１．２．３．４．５．１８，１９，２９，３０．
３１の部分は第８図と同じである。また、６，７，１３
゜１４、２０．２３．１１．１２の部分は第１図と同じ
である。インバータ４１は相補極性の３角波のディジタ
ル値を得るために使用される。４２．４３．はディジタ
ル乗算器、４４はディジタル加算器、４５はＤＡコンバ
ータである。動作は、既述式のと相似な加重演算となっ
ている。

第５の実施例は現在のディジタル技術では、乗算器４２
．４３が高価であるため第１図の形式より不利であるが
、技術進歩の結果によって逆に有利な構成となるものと
推定される。

その場合においても本発明の考察の過程で明確化された
非運状水平アドレス座標系の考え方に基く第１３図の各
遅延要素２９．３０．の鋤きは、連続追随式ディジタル
コンバージェンス回路の具現化のための重要技術と考え
られる。

次に、データのビット数が不足した場合に発生する輝度
むら妨害にいて説明する。

−ｍにデジタル化データは最下位の桁の大きさをＩ　Ｌ
　Ｓ　Ｂ　（Ｌｅａｓｔ　５１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔ　Ｂ
ｉｔ）として±１／２ＬＳＨの丸め誤差を発生せざるを
得ない。一般に色ずれ偏差の許容限は約１画素（画素と
は画面を構成する最小単位の大きさで、垂直方向には走
査線間隔がこれに相当する。以下本発明においては、画
面は最大約１０００　Ｘ　１０００の画素からなるもの
と前提する。ＣＡＤ／ＣＡＭ用途の超高精細ディスプレ
イがこれにほぼ該当する。）であり、検知限は 約０．２５画素である。従って、偏差−ＬＳＢを０．２
５画素以下とすることが望ましい。

一方、補正するべき最大の緑／赤間の色ずれ量（緑／青
間では等量適極性）は、第２図に図示した集中角ωと、
水平画角αとにほぼ比例する。垂直方向のずれの最大Ｐ
Ｐ値をＬとし、画面の高さをＨとすると、次式の関係が
ある。

Ｌ：ωｔａｎα　＋Ｈ”―・・■ 実際例として、ω＝ｏ、１ｒａｄ、　ｔａｎα＝０．５
を代入すると、 Ｌ４０．０５　ＸＨ＝５０　ｈ　　　　・・・・・・■
ここにｈは１画素の大きさで、 ｈ＝− 即ち、約５０画素程度である。この色ずれ偏差は、別途
のアナログコンバージェンス回路によって約１７７程度
、即ち、約７ｈ程度までに低減できる。

これを、デジタルコンバージェンス回路によって更に低
減する必要がある。従ってデジタルコンバージェンス回
路が扱うべき最大範囲をＭとすると、 Ｍ４７ｈ　　　　　　　　　　　　　・・・・・・■前
述、色ずれの検知限界からＩ　Ｌ　Ｓ　Ｂ　＝ｏ、ｓｈ
故、デジタルデータの必要ビット数ｎは次の通り計算さ
れる。

ｈ ｎ４１ｏｇ２−−シｌｏｇ２１４　＃　４　　　・・・
・・・■ｏ、ｓ５ 即ち、約４　ｂｉｔあれば足りそうである。

しかし、残念乍ら、これは必要条件であて十分条件では
ない。確かに色ずれ自体は４ビツトあれば十分な精度な
のであるが、別に丸め誤差に起因する輝度むらの問題が
ある。これは、サンプル点とサンプル点の間のすき間が
一様でなくなることに基いて発生する。即ち、走査線が
密になっている所は輝度が高く見え、粗になっている所
は輝度が低く見えることに基く。これは。

特に、例えば赤色だけの単色画面においてめだつ。この
走査線密度のむらに基く輝度むらに対する視覚上の検知
限は、密度の相対変化換算約３％程度と甚だきびしい。

従ってＬＳＨの大きさは、色ずれ検知限界を満たす０．
５ｈではなく、輝度むら限界を満たす ０．０３　ｈ以内とする必要がある。

従って必要ビット数は、 ０．０３　ｈ １　ＬＳＢ≦０．０３ｈ　　　・・・・■即ち、約８ビ
ツト必要である。

従って従来技術では８ビツトのデジタルデータを使用す
るのが普通であった。

さて、以上説明した色むらを防止する本発明の第６の実
施例を第１４図に示す。同図の構成、動作について以下
に説明する。

１は、位相検波器、２は周波数的２４０ＫＨｚの電圧制
御発振器、３′は１２ｂｉｔのプログラマブルカウンで
その出力１４は、約６０七のパルスで、これは位相検波
器１に負帰還され入力１１の入力垂直同期信号または、
別途の垂直偏向回路で発生する垂直帰線パルスとタイミ
ングを比較され、全体として周知のＰＬＬループとして
働く。入力垂直同期信号のくり返し周波数ｆｖは４０Ｈ
ｚから１２０１１Ｚまでに信号源に依存して変化するた
め、これに応じて、２の電圧制御発振器（以下ｖＣＯと
略記）は約１６０に七から４８０　Ｋ＆まで変化し、３
′のプログラマブルカウンタ（以下ＰＣと略記） した出力パルス１４を得る。

さて、該ＡＤコンバータ出力の垂直画面サイズを表わす
デジタル信号はＰＣ３’のプログラム端子に後述のよう
に印加される。ＰＣ３’は０から２１１　−ｒまでカウ
ントアツプするアップカウンタであって第１図のＰＯ２
と同様にそのカウント始点をプログラマブルな第１の部
分と。

次にこれに引き続いてＯから（２”−１）までカウント
アツプするアップカウンタであってそのカウント終点を
プログラマブルな第２の部分とからなる。

該ＰＣ３’の第２の部分のカウント終点の１１ビツト中
の上位７ビツトにはＡＤコンバー・り５の出力が設定さ
れ、残余の下位ビットは常に０とされる。また、第１の
部分のカウント始点の上位７ビツトには、ＡＤコンバー
タ５の出力の１の補数が設定される。また、残余の下位
のビットには１が設定される。従って、例えば垂直サイ
ズが大きくなると、ＰＣ３’の第１の部分はより始点の
下限Ｏに近い数からカウントアツプを開始し、第２の部
分は、より終点の上限（２１１−１）に近い数でカウン
トを終了し、その瞬間に４７の出力パルスを発生すると
同時に。

該始点の数にもどってカウントアツプを開始する。

ＰＣ３’の各ビットの情報は仮想走査線座標系上の１２
ｂｉｔｓのアドレス信号として使用する。

その上位側の４　ｂｉｔｓは、画面を垂直方向にサンプ
ルした１６ケ以内の代表格子点に対応する。

これは、別途、従来と同様の手段によって生成される４
　ｂｉｔｓの水平アドレス信号（０〜１５の各アドレス
は画面横幅を１６ケ以内に分割したサンプル点に対応す
る。）と共に６のＥＰＲＰＭ（電気的に書き換可能なメ
モリ）４０に印加される。該ＥＰＲＯＭ４０には１６Ｘ
１６ケのサンプル点の各々に対応するデータが格納され
ている。（このデータは別途周知の手段で書き換えるこ
とができる。） 該各データは２ケの４．ｂｉｔｓのデータからなり、第
１の４　ｂｉｔｓは画面上上隣接のサンプル点における
色ずれを補正するためのデータに対応し、第２の４　ｂ
ｉｔｓは画面上下隣接のサンプル点のデータに対応する
。

これらのデータはＥＰＲＯＭから同図の上隣接データ４
５．上隣接データ４６として信号ラインに読み出される
。これら合計８　ｂｉｔｓの情報は垂直補間用ＲＯＭ　
（リードオンメモリ４１）のアドレス入力として印加さ
れるゆＲＯＭ４１には、前記仮想走査線座標系上の１２
ｂｉｔｓのアドレス信号中の残りの下位８ｂｉｔｓの情
報もＲＯＭ４１に対するアドレス信号として印加される
。

従ってアドレス総数は、 ２４×２４×２１′″：６４に個 となる。その各々に、内挿補間公式に基＜ＩＢｙｔｅの
データが格納されている。従って総容量は６４　ＫＢｙ
ｔｅである。

補間公式は次の通りである。

Ｄｙ、１１＝ＤＹ、４＋（ＤＹ＋１．４−　ＤＹ−４）
　−二二雰イニ ・・・・■ ココニ、Ｄｙ、８：　　ＲＯＭ出力（７）８ｂｉｔｓデ
ータｙは垂直アドレス下位８　ｂｉｔｓ の値 ＤＹ、４：　　上隣接サンプルの４　ｂｉｔｇの入力 データＹは垂直アドレス上位４　ｂｉｔｓの値ＤＹ＋１
，４：　　上隣接サンプルの４　ｂｉｔｇの入力データ 次に本実施例の核心である仮想垂直走査線座標と輝度む
らの関係について説明する。

式■においてｙは整数数、ＬＳＨの大きさは１である。

一方、既述式■から、式■の（）の内の値の最大値はＭ
＝７ｈに相当する。従って出力Ｄｙ、ｇ中のＬＳＢの大
きさεは、ｉ　＝　７　ｈ　Ｘ　−＝　０　、０２７　
ｈ　　　・・・・［相］２５に れは、ちょうど式■の輝度むらの検知限界仕様を満たす
ものであることが判る。

逆に従来技術と同じくも、実走査線本数とほぼ等しい約
１０００本／画面高さの座標系を選定した場合には、１
サンプル区間の走査線の本は約７０となり、従って式［
相］のε値は約０．１ｈとなり、従って、甚だ輝度むら
がめだってしまう。従って従来技術は、固定垂直周波数
及び固定垂直サイズのいわゆるシングルスキャンにおい
てのみ問題のない方式であった。

従来技術に基くシングルスキャン方式においては、実走
査線本数の座標系が採用され、従って、第１４図の１．
２．３’　、４．５の要素は存在せず、３′の代りに単
に水平帰線パルスをカウントするカウンタ即ち走査線本
数カウンタによって実走査線本数を数えるシステムであ
った。従って本数のカウント精度ｉ　、　ｅ、丸め誤差
の問題は原理的に存在しなかった。その代り、走査線本
数及び垂直画面サイズの異なる別フォーマットに対して
は、第１図において、別のＥＦＲＯＭデータ、別のＲＯ
Ｍ補間補間上要とされた。

本実施例では、１組のＥＰＲＯＭ、ＲＯＭ補間補間上っ
て広範囲にわたるフォーマットに対して自動追従できる
。なぜなら、フォーマットに依って変ってしまう頼りな
い実走査線座標系を捨てて、約４倍の本数を持つ仮想走
査線座標系を用いたことに基いている。

第１４図にもどってＲＯＭ４１の出力はＤＡコンバータ
４２へと伝送されてアナログ信号となり、処理増幅部４
３を経てコンバージェンスコイル１２に至り、ここでＣ
ＲＴの電子ビームを補助偏向し、色ずれを補正する。処
理増幅部４３は水平補間用の周知のＬＰＦ手段を含み。

ここで水平方向の１６ケのサンプル間の平滑化補間が行
われる。また処理増幅部４３は周知のアナログコンバー
ジェンス回路を含み、アナログコンバージェンス回路に
よって粗補正が行れる。

同図には１組の回路のみを記したが、色ずれの自由度は
４次元、即ち、赤色青色各々について垂直／水平方向の
補正が必要であるため、第１４図の４０以降のブロック
は各４組必要である。以上で本発明の第６の実施例につ
いての説明を終了する。

次に若干の変形について述べる。

第１４図のＲＯＭ４１は弐〇の演算をするデジタル乗算
、加算器で代用することができる。

第１４図の１．２．３’　、４．５の部分は従来、高速
（約４８０Ｋ）（ｚのサンプリングレート）かつ高精度
（約１２ビツト）のＡＤコンバータが使用可能となれば
、該ＡＤコンバータによって１９の入力信号を１２ビツ
トのディジタル信号に変換し、これをアドレス信号とし
て使用することができる。

第１４図のＥＰＲＯＭ４１はＥ２ＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔ
ｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　ａｎｄ　Ｐｒｏｇ
ｒａｍｍａｂｌｅＲＯＭ）で代用することができる。

第１４図のＥＰＲＯＭからの出力は上隣接データ上隣接
データの２組の代りに３組以上１５組までの任意の組の
出力とし、演算公式として■の直線補間公式の代りに周
知のＬａｇｌａｎｇｅの内挿多項式、　Ｈｅｒｍｉｔｅ
の内挿多項式に基く区分的曲線補間公式を使用すること
ができる。または、理想低域ろ波器の数学モデルである
ところのｗｈｉｔｔａｅｒの補間公式を使用することが
できる。（電子通信ハンドブック、オーム社昭５４年版
Ｐ３２参照）曲線補間公式を用いる場合には、ＲＯＭ４
１の容量がぼう大となるために、デジタル演算器を用い
ることが有利である。

第１４図の実施例の説明の前提条件として、必要補正量
の最大範囲を弐〇の７ｈと前提したが、もしこれの代り
に式■の５０ｈから出発するならば、（即ちアナログコ
ンバージェンス回路を省略）　　ＥＰＲＯＭ４０のデー
タの必要ビット数は７ビツトとなり、ＤＡ４２の入力の
必要ビット数は１１ビツトとなる。この場合、直線補間
の場合でも、ＲＯＭ４１の必要アドレス数は２７Ｘ２’
Ｘ２”＝２”＝４Ｍアドレスとぼう大となるため、ＲＯ
Ｍの代りにディジタル演算器を使うのが適当である。

一般に本発明に必要とされる仮想走査線座標系の必要本
数Ｎは、式［相］を逆に考えて、次式から設定される。

Ｎ≧（垂直方向サンプル数） 隣接サンプル間の必要補正量の差の最大値× 輝度度むら検知限のＬＳＨの大きさ ・・・・（１１） 第６の実施例の説明においては、 ０．０３　ｈ ＝４０９６＝２”　　　　　　　・・・・（１２）とし
た訳である。上述の最後の変形例においても５式［相］
の途中の７ｈの項はほぼ不変と考えられる（後述）ため
、上述の必要アドレス数の計算において２’＝　２５６
を用いた。

何故なら、隣接サンプル間の必要補正量の差の最大値は
第２図から理解されるように画面上端部または下端部で
最大であり、その大きさは、式■の５０ｈをサンプル点
数１５点で割って約３．３ｈと見積もられ、その他未知
要因を含めても７ｈで足りると考えられるからである。

逆に云って、第６の実施例の説明において、式［相］で
用いた、上下隣接サンプル間の必要補正量の差７ｈは、
第１４図の処理増幅部４３の中に含まれるアナログコン
バージェンス回路の性能がかなり悪い場合を想定したワ
ーストケースに対応するものと云える。しかしアナログ
コンバージェンス回路の性能が優秀であっても、経済的
工業的に合理的な構成においては、式［相］の７ｈを４
ｈ以下とすることはかなりむつかしい。従って仮想走査
線座標系の必要本数の最小値はすち、前提とした実走査
線数１０００本の約２倍以上必要である。

次に第１５図に本発明の第７の実施例を示す。

同図で符号１，２．３’　、１１，１２．１４が付され
たものは第１４図と同一のものである。

１７はモノマルチバイブレータで、その出力パルス幅は
別途の乗置偏向帰線パルス幅とほぼ等しく設定する。こ
のパルス幅の期間ＰＣ３’はそのカウント動作を停止さ
せる。こうすることによってＰＣ３’の出力アドレス信
号は、帰線期間の間、変化を停止し、電子ビームが画面
上部に復帰すると共にそのカウントが開始される。

ＤＥＴ４８は、入力垂直偏向のこぎり波信号の正のピー
ク即ち１画面上端サイズを直流電圧として検出する振幅
検出波器である。これの出力は。ＡＤコンバータ４９を
経てＰＣ３’　のカウント開始番号を設定する。

また、ＤＥＴ５０は負のピークを直流電圧として検出し
、同様にしてＡＤコンバータ５１を経て、ＰＣ３’のカ
ウント終了番号を設定する。

尚、４８，４９，５０，５１は上記上下端検出の代りに
、第１４図と同じＰＰ値検波と、平均値検波とで代用し
、かつ演算回路によって、同様の目的を達成することが
できる。本実施例は、第６の実施例に比べて若干、入力
信号の走査フォーマットに対する追随性が改良される。

第６、第７実施例共に、垂直画面サイズがほぼ一定のフ
ォーマットにのみ対応するば良いような応用においては
、ＤＥＴ、ＡＤの部分は省略することができる。この場
合ＰＣはプログラマブルカウンタである必要はなく、単
に垂直周期毎にリセットするカウンタであれば良い。

また、垂直画面サイズ及び垂直走査数がほぼ一定で、水
平走査周波数及び水平画面サイズのみがフォーマット毎
に代るような応用例においては、第１４図の１．２，４
．５を省略し、ＰＣ３’　を単に垂直周期毎にリセット
するカウンタとし、ｖＣＯ２の代りに、ほぼ固定周波数
の信号源を用いれば良い。このような応用例においても
、走査線の本数はフォーマット毎に異なるので本実施例
はその効果を発揮する。

第１６図に本発明の第８の実施例を示す。同図で３″は
第１４図のＰＣ３’　と同じである。

同図の５３はレジスタを内蔵したマイクロコンピュータ
である。５４は可変周波数信号源であり、マイコン５３
からのアナログまたはディジタル信号を入力としてその
出力信号の周波数を垂直走査の平均速度にほぼ比例する
ように制御する。５５の端子はプログラマブルカウンタ
３″のカウント開始番号を設定するディジタル信号であ
る。５６は、垂直帰線パルス信号で、該パルスの後エツ
ジ、即ち垂直帰線終了時点。

即ち垂直走査開始時点において、該Ｐ　Ｃ３”はリセッ
トされ元の開始番号にもどってカウントを続行する。尚
、上記５４の可変周波数信号源は例えば十分高い周波数
の固定発振器と可変分周カウンタとで周知の技術によっ
て容易に実現できる。カウンタのディジタル出力は第１
４図の回路に接続される。上記実施例においては。

垂直画面サイズ及び垂直偏向速度の異るフォーマットに
対して極小容量のレジスタメモリによって対応すること
ができる。

本発明の第９の実施例を第１７図に示す。

同図で２．３”、４８．５１は第１５３図と同一である
。同図で１２は垂直偏向電流に対応する信号である。５
７は微分回路でその出力に垂直偏向速度に比例した電圧
を得る。５８は負側振幅検出器である。負側振幅は垂直
走査期間のいわゆる垂直偏向速度に比例したものとなる
。

これに比例してｖＣＯ２の周波数従って　ＰＣ３″のカ
ウント速度が制御され５６の垂直帰線パルスの後エツジ
によってリセットされ、ＰＣ３″の出力にほぼ所望のア
ドレス出力を得る。

以上の本発明の実施例によれば、互いに走査線本数の異
なる多種の信号源のフォーマットに対して、ＥＰＲＯＭ
の必要メモリ容量を最小限に留めて対応できるディジタ
ルコンバージェンス回路を具現化することができ、その
工業上の価値が高い。

次に画面左端部での残留色ずれを防止する補正波形の生
成について第１８図に示す本発明の第１０の実施例をも
とに説明する。。同図の動作を、第１９図の対応波形図
と共に説明する。

位相検波器１の入力１１には、水平帰線パルスが印加さ
れる。位相検波器１の出力は、電圧制御発振器２（以下
ＶＣＯと称する）の周波数制御端子に印加される。ｖＣ
Ｏの発振出力は、七ノステーブルマルチバイブレータ（
以下ＭＭと略記する）６０のトリが入力端子に印加され
る。

ＭＭ６０の出力パルス幅Ｔｒ’は、水平帰線パルス１８
の帰線期間幅ＴｒよりもΔＴｒだけ小さ目に選定しであ
る。ΔＴｒは、通常用途においては、後続コンバージェ
ンス信号処理増幅部７０の過度応答時間程度（はゾ立上
り時間の１倍ないし２倍程度）に選定される。該ＭＭ６
０の出力は、パルス遅延回路６１の入力に印加される。

該パルス遅延回路６１の遅延時間τｄは、後続コンバー
ジェンス信号処理増幅部７０の遅延時間にほゞ等しく選
定される。該遅延パルス６８は、位相検波器１に負帰還
される。

１、２．６０．６１は全体としてＰＬＬループを形成す
る。ＰＬＬ動作の結果、該遅延パルス出力６８は、第１
９図に示す通り、その立上りエツジ部のタイミングが入
力水平帰線パルスの立上リエッジとそろえられる。従っ
て、パルス遅延回路６１の入力側１９には、第３図に示
す通り、パルス遅延量τｄだけ先行した立上りエツジを
もつ先行パルスが得られる。このパルスはインバータ６
２に印加される。該インバータ６２の出力ＰＰ値はその
電源電圧Ｖｃｃに比例しており、別途該Ｖｃｃを制御す
ることによって比例制御される。該制御出力パルスは積
分器６３に印加され、その出力に水平周期ののこぎり波
６９を得る。波形６９のタイミングは、第１９図に示さ
れている通りである。該のこぎり波の振幅は、ＰＰ値検
波器６４で検出ホールドされる。今ひとつのＰＰ値検波
器６５は、その入力に水平偏向位置に比例したのこぎり
波電圧を印加して、水平画面サイズに相当するところの
その振ｌｐｐ値を検出ホールドする。水平偏向位置に比
例したのこぎり波電圧としては、水平偏向電流で代用す
ることができる。ＰＰ値検波器６４．６５の出力の偏差
は、比較、アンプ６６によって差動増幅され、ＬＰＦＩ
Ｏを経て、既述インバータ６２の電源電圧を負帰還制御
する。該負帰還作用の結果、出力のこぎり波の振幅は、
水平画面サイズに応じたものとできる。該出力のこぎり
波は、コンバージェンス信号処理増幅部７０を経てＣＹ
１２へ印加され、ＣＲＴの電子ビームの位置を補正制御
し、その結果色ずれが画面左端を含めて全体として補正
される。同図にはＣＹは１ケしか示してないが、通常は
４ケ（赤の上下、左右、青の上下、左右）使用する。

本発明を、デジタル技術を用いたデジタルコンバージェ
ンス回路に応用する場合には、遅延時間τｄの値は、前
述の水平周期の２〜３％よりも更に大きくなるのが普通
（デジタルデータ転送処理に時間を要するため）である
ため、それに合わせて、パルス遅延回路の遅延時間を選
定する。また、画面上の電子ビームの水平座標指定用デ
ジタルアドレス信号は、第１図の出力ののこぎり波６９
を、ＡＤコンバータによってデジタル化することによっ
て得ることができる。

これを第１１の実施例として第２０図に示す。

同図で、ＡＤコンバータ２１の入力には、第１８図の６
９に示される先行のこぎり波が供給される。ＡＤコンバ
ータ２１の出力にはデジタル化された約８　ｂｉｔのア
ドレス信号が出力される。最大値検出回路７２の出力に
は画面左端に対応する最大アドレス番号が出力される。

デジタルマルチプレクサ７３は、補助入力信号１９、即
ち、第１８図の先行帰線パルスを受けて、該先７行パル
ス１９が“Ｈ”の期間はＡＤコンバータ７１の出力アド
レスを選択し、該先行パルスが１１　Ｌ　Ｉ＋の期間は
最大アドレスを選択する。従って該マルチプレクサ７３
の出力２４には、第２１図に実線で示される波形７４に
対応する先行アドレス信号を得る。同波形で帰線期間の
少く共後半部の波形を画面左端部のアドレスに一致させ
ている理由は、画面左端部でのコンバージェンス増幅部
の過度振動の影響を最小限に抑えるためである。

同図でプログラマブルリードオンリメモリ（ＦＲＯＭ）
７５には、各アドレスに色ずれ補正のためのデータが格
納されている。ＦＲＯＭ７５のアドレスは、別途の垂直
座標指示アドレス７６と上記水平アドレス７４とによっ
て確定し、ＦＲＯＭ７５の出力端にはデジタルデータが
得られる。

該データはＤＡコンバータ７７によってアナログ信号に
変換され、増幅部７８で増幅され、増幅された信号によ
ってＣＹが廃動され、最終的に画面の色ずれが補正され
る。上記、最大値検出回路７２とマルチプレクサ２３の
作用は、デジタル信号領域で処理する方式について述べ
たが、これは、アナログ信号７４の領域でアナログ的に
処理することも可能である。尚、ディジタル処理に伴う
情報遅延量は一般に周知の通りクロック周期の整数倍に
比例する。従って該ディジタル遅延量は、第１８図の固
定遅延素６１による遅延に加えて、クロック周期の該整
数倍の遅延要素を設けて遅延さるのが適当である６そう
しておけば、入力信号の水平走査周期の変化に対して自
動的に整合して追随できる。以上で第の実施例の説明を
終る。

次に、第１８図のコンバージェンス信号処理増幅部７０
をアナログ形式とした場合の例を第１２の実施例として
、第２２図に示す、同図で符号６９は、第１９図の先行
水平のこぎり波６９と同じ、また符号７９は垂直のこぎ
り波で、同図には記してないが周知の手段で垂直偏向コ
イルに流れる電流を直列接続抵抗両端の電圧として取り
出したものである。乗算器８０には先行水平のこぎり波
６９、垂直のこぎり波７９の２つの信号が入力され、面
入力信号の乗算出力を出力する。該乗算器８０には米国
モトローラ社製ＩＣＭＣ−１４９５Ｌなどを使用し得る
。本実施例の回路はさらに、利得調整回路８１、負帰還
式電力増幅器８２、垂直コンバーゼンスヨーク（Ｖ−Ｃ
Ｙ）のインダクタンスＬよ８３、ｖ−ｃｙのストレイキ
ャパシタンスＣ１８５、ダンピン抵抗Ｒ□８４を備える
。この回路によって第２図に示した台形状の歪みが垂直
方向に拡大縮小して補正される。ところで、この負帰還
回路は、Ｒｏに流れる電流（Ｉ、とする）を入力波形に
追随させるもの故、実際のｖ−ｃｙに流れる電流をＩ□
とすると、工、は次式の通り、Ｉｏを低減濾波した形と
なる。

ここに、　　ｐ＝ｊｗ 場合の定数例を次に示す。

Ｌ１＝３０１ＬＨ，Ｃ１＝１２０ｐ　Ｆ、　Ｒ，＝１６
０ΩＲ０＝１Ω 、’、　　τ＝　　ＬｌＧ、：６０ｏ＋μｓｅｃ、２ζ
＃１．６上記に対応して、式（１３）カットオフ周波数
ｆｃは Ｃとなる。

また、負帰還増幅器８２の閉ループでの帯域幅は１通常
、約０．８ＭＨｚであり、これに対応して入力に対する
電流Ｔ０自体の遅れは約０．３μｓｅｃ、立上り時間は
約０．６μｓｅｃとなる。

従って第２２図の回路の総遅延時間は、上記各々の和と
して約０．４μ９２Ｃとなる。また、総合立上り時間は
ｒｍｓの法則に従い。

（０，２μ５ｅｃ）”＋（０，６μ５ｅｃ）”４０．６
３μＳｅＣ となる。階段応答の立上り時間は、はゾ系の主な過度振
動時間と見なすことができる。従って既述第１９図にお
けるτｄ、ΔＴｒ’は各々下記に設定される。

以上で、第２２図上半部の説明を終り、次に同図下半部
について説明する。下半部は、赤。

青の縦線の色ずれ（いわゆるリニアリティ歪み）を補正
するためのものである。

同図において乗算器８７の出力９６は第２３図９６に示
す波形となる。利得調整部８８．最大値検出保持回路９
４、アナログスイッチ９５によって既述第１８図の水平
先行パルス１９のＨ，Ｌに従い、第２３図の波形９６に
示される出力を得る。即ち、水平帰線期間内の急しゅん
な変化部分を平坦化する。さもないと、後続負帰還増幅
部８９の追随速度が追いつかないからである。（インダ
クタンス負荷であるため電流が急変すると過電圧飽和と
なる）、符号９０は水平コンバージェンスヨークＨ−Ｃ
Ｙをさす。符号９１．９２．９３は既述８４、８５．８
６と同じものをさす。

尚、従来技術においては、第２２図下半部のパラボラ波
作成手段として、単に積分回路を用いていたが、そのよ
うな構成にあっては、第２３図の波形９８が得られるた
め、ことさら第２２図の９４．９５で示される帰線期間
平坦化回路を使う必要はなかった。しかし乍ら該積分方
式は、水平走査数ｆイの変化に追随できないどう欠点が
あった、何故なら、例えばｆＫが半分になると積分回路
の出力振幅は半分に減衰し、その結果、色ずれが半分残
ってしまうからである。第２２図の方式ではこの欠点が
克服されている。

第２２図の最大値検出保持回路９４の具体構成を第２４
図に示す。同図点線内のトランジスタ８９とキャパシタ
１００によって最大値を検出保持する。尚、トランジス
タ９９のペースエミッタ間導通電位差は、エミッタフォ
ロア１０１のベース、エミッタ間の電位差にほゞ等しい
、キャパシタ１００の値は、水平帰線期間の間最大値を
保持するように約１０ｍμＦ以上に選定する。

以上で第１０の実施例の説明を終る。第１８図、第２０
図においてコンバージェンス出力部は各１ケのみまた。

第２２図においては２ケのみ記したが、実際には、少く
共４ヶ（赤の上下。

左右、青の上下、左右）使用する。

次に第８の実施例の簡略化変形例を第１３の実施例とし
て第２５図にその要部を示す、同図でモノマルチバイブ
レータ１０２は出力パルス１９′を出力し、第１８図の
１９′の代りにインバータ６２に入力する。即ち、第１
８図の１．２．６４を省略した実施例である。同図の入
力１１は第２６図の１１に示される水平帰線パルスであ
り、これは第１８図の１１と同じである。出力パルス１
９′は第２６図の１９′に示される通り、立上り部は入
力に一致させ、立下り部はＭＭＩＯ２で設定される。そ
のパルス＠Ｔｒ′を入力パルスのパルス幅ＴｒよりもＫ
だけ狭めておく。Ｋの大きさは、後続増幅器の遅延時間
τｄの約２倍の値に選定しておく。

第８の実施例に対応する波形図第３図と本第１９図とを
対比すれば判るように、両者の共通の性質は、帰線パル
スの″重心″を後続増幅部の遅延時間τｄだけ先行させ
ることである。既述式（１５）の数値例を代入して見れ
ば判る通り、第１の実施例では先行パルスのパルス幅減
少分は０．６３μｓｅｃであるのに対し、水弟１１の実
施例では０．８μｓｅｃの減少となる。パルス幅が減少
する程、後続増幅部では、短時間内に帰線動作を行う必
要が生じ、従って不利となる。しかし、その差は上述の
例では比較的小さいので、第１１の実施例も実用的価値
が存在する。

第１８図の残部の回路をも含めて更に簡略化した案を第
１４の実施例として第２７図に示す。

同図で符号１１，１０２を付けた回路は第２５図と同じ
働きをし、符号６２．６３．６９を付けた回路は第１８
図のそれらと同じ働きをする。第２８図にこの振幅検出
保持回路１０３の具体例を示す′。振幅検出保持回路１
０３において、キャパシタ１０４．ダイオード１０５、
ＰＰ振幅検出回路１０６゜キャパシタ１０７、抵抗１０
８は保持回路を形成し、トランジスタ１０９．１１０、
抵抗１１１．１１２はエミッタフォロアバッファ兼ダイ
オードの温度補償用回路を形成する。出力には、水平帰
線パルス人力１１のＰＰ値が直流電圧として検出される
。

従って第２７図のインバータ６２の出力パルスＰＰ値は
、入力帰線パルスＰＰ値に等しい値となる。従って積分
器６３の出力には、これに比例した所望ののこぎり波出
力が得られる。第２７図の構成においては、第１８図の
構成において符号６４．６５．６６、６７で示される要
素は、符号１０３で示される要素で代用されている。

尚、第２７図において入力パルスが直流分を含まない（
例えばパルストランスの出力）形式である場合には、Ｄ
　Ｅ　Ｔ　１０３を、第２４図の最大値検出回路９４で
代用できる。

本発明の他の変形例としてコンバージェンス処理増幅部
の遅延時間を補償する手段として、主水平偏向電流波形
に対して波形を先行させる代りに、遅延手段によって（
水平周期の整数倍−該遅延時間）分だけ、遅させること
によっても、実質的に同等の効果が得られる。本発明は
、そのような変形を包含するものである。このような遅
延手段はアナログ素子の場合は大規模となるため適切で
はないが、デジタル素子の場合は工業的に適用可能であ
る。

尚１以上の説明では、本発明の効果を、主として、色ず
れ補正精度の観点から説明したが、本発明の付随効果と
して、省電力効果もあることを次に補足説明の意味で記
す。第２２図即ち第１２の実施例において、Ｖ−ＣＹ８
３には、水平周期ののこぎり波成分を含む電流が流れる
。

従ってｖ−ｃｙの両端、即ち増幅部８２の出力には、該
電流波形が微分されてパルス電圧が発生する。従来技術
においては、このパルス波形は第１９図の水平帰線パル
ス１１と相似なものであった。何故なら水平帰線期間に
水平偏向回路は周知の通り半周期の自由振動をするから
して、該偏向電流波形に基いた処理の結果は必然的に正
弦波状となるからである。これに対して本発明では、第
１９図及び第２６図の波形例から判るようにく形パルス
化されている。従って、第１９図のｖ−ｃｙに流れる補
正電流波形は水平周期で１！察すると、第１９図の波形
６９と相似な直線状のこぎり波であり、これに対応する
出力電圧波形はく形パルス状となる。

一般的性質として、インダクタＬに流れる電流を所定量
ｒｐｐだけ変化させるには所定ＬＩρＰだけの電圧時間
積を印加する必要がある。従ってもしパルス時間幅を相
互に等しいと仮定すれば、所定ＬＩｐρの変化をさせる
には、正弦波はく形波の −４１，５７倍の電圧ピーク振幅が必要とされる。その
分だけ増幅部３２の電源電圧を高目に選定する必要があ
る。よって電源消費電力は１゜５７倍となってしまうや
即ち、逆に本発明によれば省電力効果を得られることが
判る。

勿論、パルス幅を狭めた分だけは電力的に不利となるが
これは１．５７よりははるかに小さい比率である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ディスプレイの画面左端部の色ずれを
、高精度で補正できる。従ってより広い画面範囲にわた
ってより高精細な画像を映出できる。従って、例えば、
画素数１００万画素以上のコンピュータグラフィックス
ディスプレイに応用してその工業的価値が高い。

本発明によれば、互いに走査線本数の異なる多種の信号
源のフォーマットに対して、ＥＰＲＯＭの必要メモリ容
量を最小限に留めて対応できるディジタルコンバージェ
ンス回路を具現化することができる。

本発明によれば、多種の信号源フォーマットに対して、
連続的に追随して色ずれを補正することのできるディジ
タルコンバージェンス回路を構成できるため多彩な応用
分野にディスプレイを使用することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図。 第２図は色ずれの模様を示す説明図、 第３図は第１図の実施例の要部波形図、第４図は本発明
の第２の実施例を示す説明図、第５図は第２の実施例の
要部波形図、 第６図は本発明の第３の実施例を説明する波形図、 第１０図は第４の実施例の要部波形図、第１１図は第５
図の実施例を説明する波形図、第１２図は第４の実施例
の要部を示す回路図、第１３図は第５の実施例の要部を
示す回路図、第１４図は本発明の第６の実施例の回路図
、第１５図は本発明の第７の実施例の要部回路図、第１
６図は本発明の第８の実施例の要部回路図、第１７図は
本発明の第９の実施例の要部回路図、第１８図は本発明
の第１０の実施例ｒｍｋｍ第１９図は本発明の第１０の
実施例の要部波形図 第２０図は本発明の第１１の実施例の要部回路図 第２１図は本発明の第１１の実施例の要部波形図 第２２図は本発明゛の第１２の実施例の要部回路図 第２３図は本発明の第１２の実施例の要部波形図 第２４図は第２２図の最大値検出保持回路の具体的回路
図 第２５図は本発明の第１３の実施例の要部回路図 第２６図は本発明の第１３の実施例の要部波形図 第２７図は本発明の第１４の実施例の要部回路図 第２８図は第２７図の振幅検出保持回路の具体的回路図
である。 １・・・位相検波器、２・・・電圧制御発振器、３゜３
１．３１１・・・プログラマブルカウンタ、４・・・絡
線検波器、５・・・ＡＤコンバータ、６・・・色ずれ補
正データ発生回路、８，９・・・：乗算器付ＤＡコンバ
ータ、１２・・−コンバージェンスヨーク、１３：イン
バータ、１５：ＤＡコンバータ。 １６．１７・・・電流ミラー回路 ６・・・ＥＰＲＯＭ、７・・・ＲＯＭ、８・・・ＤＡコ
ンバータ、９・・・処理増幅部、１０・・・コンバージ
ェンスヨーク、３７・・・周波数検波器、４０・・・・
ＥＰＲＯＭ、４１・・・ＲＯＭ、４２・・・ＤＡコンバ
ータ、４３．・・・処理増幅部、５２．６０・・・モノ
マルチバイブレータ、５３・・・マイクロコンピュータ
、５４．可変周波数信号源、５７．・・・微分回路、５
８・・・負側振幅検出器、６１・・・遅延回路、６２・
・・インバータ、６３・・・積分器。 ６４．６５・・・ｐｐ値検出保持器、６６・・・比較ア
ンプ、７０・・・コンバージェンス信号処理増幅部、７
２・・・最大値検出回路、７３・・・マルチプレクサ、
７５・・・プログラマブルロム第１図　　　７□４ フ Ｃトーーーσσ’−Ｏ も３邑 策４図 直 第り閃　　、を 丑 第６図　　４を 第７図 第１０図 為ｔｒ図 第１４閃 多 興／’？叉 第２２図 筋２３図 躬２７図　　　　　１０３ ジ ａ３

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＣＲＴを備えたディスプレイ装置であって、画面
   水平方向に順序付けられた代表格子点に対応する色ずれ
   補正用ディジタルデータに基いて、残り点の色ずれ補正
   量を水平方向にアナログ補間する形式のディスプレイ装
   置において、 代表格子点間隔の２倍の周期の対称３角波を発生する三
   角波発生手段と、 該対称三角波手段に接続され、該対称三角波によって偶
   数番目の色ずれ補正データを奇数番目の色ずれ補正デー
   タの加重平均より求める加重平均回路手段と、 を備えたコンバージェンス補正回路。
2. （２）ＣＲＴを用いたマルチスキャンディスプレイであ
   って、画面上の縦横約ｎ×ｍの代表格子点における色ず
   れ補正データを記憶する色ずれ補正データ記憶手段と、
   該色ずれ補正データから残余の点の色ずれ補正データを
   補間原理に基いて発生する補正データ発生手段を備え、
   コンバージェンスの補正を遂行するディスプレイにおい
   て、 信号源の走査線本数の２倍以上の走査線本数を持つ仮想
   走査線番号座標系に基づき、垂直アドレス信号をディジ
   タル信号として発生するアドレス信号発生手段を備え、 該アドレス信号発生手段は、垂直走査に同期してアドレ
   ス信号を発生し該色ずれ補正データ記憶手段に供給し、 該補正データ発生手段は該アドレス信号に基い該補正デ
   ータ記憶手段から読みだされた代表格子点における色ず
   れ補正データから該代表格子点を通る縦線上の点の色ず
   れ補正量を垂直補間してなるディジタルコンバージェン
   ス補正回路。
3. （３）請求項２において、 該アドレス信号発生手段はカウンタ手段からなり、該カ
   ウンタのカウント始点と終点との差は、ほぼ画面サイズ
   に比例するように設定してなるディジタルコンバージェ
   ンス補正回路。
4. （４）請求項２において、 該代表格子点のデータのＬＳＢは、色ずれ検知限程度の
   粗い大きさとして必要ビット数を少く設定し、該代表格
   子点を通る縦線上の点の垂直補間されたデータのＬＳＢ
   は輝度むら検知限に対応する小さな大きさとしてビット
   数を多く設定してなるデジタルコンバージェンス補正回
   路。
5. （５）ＣＲＴを用いたディスプレイ装置において、色ず
   れ補正用コンバージェンスヨーク手段と、該ヨークを駆
   動する処理増幅手段と、 該処理増幅手段に水平のこぎり波を供給するための水平
   のこぎり波信号生成手段とを備え、該のこぎり波信号生
   成手段は、主水平偏向のこぎり波電流に比べて該処理増
   幅手段の遅延時間にほゞ等しい期間先行する水平走査周
   期の先行のこぎり波を発生することを特徴とするコンバ
   ージェンス補正回路。
6. （６）請求項５において、 該先行のこぎり波の振幅は、ほゞ水平両面サイズに比例
   させてなるコンバージェンス補正回路。
7. （７）請求項５において、 該先行のこぎり波の帰線期間幅は、主水平偏向の帰線期
   間幅よりも該処理増幅手段の過度応答時間にほゞ等しい
   期間だけ狭められていることを特徴とするコンバージェ
   ンス補正回路。
8. （８）請求項５において、 該先行のこぎり波の帰線期間の値を、画面左端部に対応
   する値に保持してなるコンバージェンス補正回路。
9. （９）請求項５において、 該処理増幅手段は、該先行のこぎり波を自乗する自乗手
   段を備え、該自乗出力によっ画面上の縦線の色ずれを補
   正するようになしたコンバージェンス補正回路。
10. （１０）請求項５において、 該水平のこぎり波信号生成手段は、主水平偏向のこぎり
    波信号に対して水平周期の整数倍から該処理増幅手段の
    遅延時間を引いたものにほゞ等しく選定された期間遅延
    する手段を備えたことを特徴とするコンバージェンス補
    正回路。