JPH01274666A - Ａｃ―ｄｃコンバータ装置 - Google Patents

Ａｃ―ｄｃコンバータ装置

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JPH01274666A
JPH01274666A JP1061994A JP6199489A JPH01274666A JP H01274666 A JPH01274666 A JP H01274666A JP 1061994 A JP1061994 A JP 1061994A JP 6199489 A JP6199489 A JP 6199489A JP H01274666 A JPH01274666 A JP H01274666A
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thyristor
current
bridge
gto
controlled
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JP1061994A
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Theodore M Heinrich
ゼオドル・マイケル・ハインリッヒ
Colin D Schauder
コリン・デビット・シャウダー
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Westinghouse Electric Corp
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Westinghouse Electric Corp
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Publication date
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、定電圧及び可変電圧源として働くインバータ
装置、及びかかる電圧源を用いるＡＣモータ駆動装置に
関する。
電圧源インバータのＤＣリンクへ電力を供給するコンバ
ータは、ＡＣ電圧の供給側における主電流の調波成分を
減少させるとともに回生モード時コンバータ・ブリッジ
のサイリスタにシュートスルーが生じた場合の故障電流
の増加率を制限するためにインダクタンスを必要とする
。　ＤＣリンクに挿入したかかるインダクタンスを充分
に働かせるためにはそのインダクタンスの大きさを最大
にするのが好ましい、しかしながら１本発明が改良する
、ＩＨ７年８月２８日付は発行の米国特許第４．［７，
１３Ｉ号の電圧源コンバータでは、回生モードになると
コンバータ・サイリスタの転流特電流の遮断が起きる。
かかるインバータでは、インダクタンスにより、ブリッ
ジの制御シーケンスにおいて１組のスイッチから次の組
のスイッチへ効果的な転流を行なうに必要なコンバータ
電流の急速な減少が妨げられるという問題がある。
本発明は、上述の米国特許に記載された電圧源インバー
タへ給電するコンバータに特に適応可能である０本発明
の好ましい実施例を説明するために、上述の米国特許を
本明細書の一部を形成するものとして引用する。
本発明は、ＡＣブリッジの複数の静止形スイッチが、負
荷を接続するキャパシタの両端に接続したＤＣ電圧源と
して働くＤＣリンクの端子間を順次導通させるように制
御されて、順方向モード及び回生モードの一方で動作す
るｈｃ−ｏｃコンバータ装置であって、ブリッジの一方
の端子とキャパシタの対応端子とに直列接続したリアク
トル及びＧＴＯデバイス、キャパシタの他方の端子とブ
リッジの他方の端子に直列接続した補助サイリスク、リ
アクトルとキャパシタの他方の端子との間に接続した整
流デバイス、及び整流デバイスとブリッジの静止形スイ
ッチの関連端子にリアクトルと並列に且つＧＴＯデバイ
スとは反対極性に接続したもう１つのサイリスタより成
り、ＧＴＯデバイスはブリッジの静止形スイッチの制御
シーケンスにおいて導通状態にあるスイッチと共に導通
してリアクトル、キャパシタ、負荷及び補助サイリスタ
を介する電流通路を形成するように制御され、回生モー
ドになると、前記電流通路が遮断されると共にブリッジ
の静止形スイッチが制御シーケンスで転流により次々に
導通する際もう１つのサイリスタによりリアクトルのた
めの惰性電流通路が形成されて、負荷からの回生状態の
下で零電流状態が可能に、なるように制御されることを
特徴とするコンバータ装置を提供する。
本発明は、　ＤＣリンクへ大きなインダクタンスが挿入
された上述の米国特許に開示された型のＡＣ−ＤＣコン
バータにおいて、静止形スイッチ５の導通シーケンスに
従って遮断されつつある静止形スイッチと導通しつつあ
るスイッチの間の転流を促進する。これは、　ＧＴＯデ
バイスあるいはトランジスタを用いて主電流を遮断する
と共に、もう１つの静止形スイッチによりインダクタン
スのエネルギーをバイパスさせる別の通路を形成して転
流の瞬間ブリッジに零電流状態が発生し易いようにし、
またその持続時間を最少限に抑えることによって達成さ
れる。
以下、添付図面を参照して本発明を好ましい実施例につ
き詳細に説明する。
第１図は、６０ヘルツＡＣ電源、即ち主端子Ｌｌ。
Ｌ２．Ｌ３、ＡＣ電流を整流す６　ＡＣ−ＤＣ：ＩンＡ
　−夕ＣＮＶ、インダクタ及びキャパシタを有するＤＣ
リンク・フィルターＦＬＴ　、例えば負荷に結合したＡ
Ｃモータの駆動に用いることの出来る可変周波数、可変
出力電圧発生用ＤＣ／ＡＣインバータＩＮＶよりなる電
圧源インバータを示す、これは順方向動作モードで動作
することが知られている。かかるシステムでは、回生モ
ード、即ち負荷が発電機として働きエネルギーをインバ
ータ、ＤＣリンク及びＡＣ−ＤＣ：Ｉ７バータを介して
ＡＣ側へ逆流させることがある。　ＡＣモータ駆動シス
テムには普通、定電圧ＤＣリンクを有するＰＷＭインバ
ータが用いられている。それ程性能の良くない駆動装置
では、モータがエネルギー回生象限で動作する時電力を
ＡＣの主端子へ逆流させる必要はないであろう、かかる
場合、ＤＣリンクの電力は簡単な整流ブリッジから供給
され、回生エネルギーは必要に応じてＤＣリンクの両端
に接続した抵抗で消費される。しかしながら、高性能サ
ーボ駆動装置あるいは非常に大きい慣性を有する駆動装
置では、回生電力を交流主端子へ逆流させて駆動装置の
総合効率を改善する必要がある。
回生モードのある２象限電力装置は主端子からのＡＣ電
力をｒＪＣリンクの一定電圧へ変換するために考案され
た。米国特許路４．Ｈ７，１３１号の第２図はかかるシ
ステムを示す０回生モードでの動作に適応させるために
、ＡＣ−ＤＣコンバータのサイリスタ・ブリッジのＤＣ
端子とインバータの両端に接続したキャパシタとの間に
ＧＴＯデバイスと補助サイリスタＴＨ７を接続して、コ
ンバータの制御を何れの動作モードでも連続して行なえ
るように、また回生モード時適当な大きさ及び極性のＤ
Ｃリンク電圧でＡＣ入力側へのエネルギーの逆流を促進
するとともに強制転流を行なわせている０回生モード時
、ＧＴＯデバイスはサイリスタＴＨ７と同時に導通する
ように制御されて電流をＤＣリンクから外し、エネルギ
ーをキャパシタから取出して反転極性の端子ＴＰ、↑Ｎ
を介して主端子Ａ、Ｂ、Ｃへ戻す、その後Ｇ？０デバイ
スはターンオフされ零電流期間となる。これはコンバー
タのサイリスタが転流を行なうために選択された時間で
ある。　ＧＴＯデバイスと補助サイリスタＴＨ７は再び
新しい組合わせの主サイリスタとともにトリガーされる
。これは米国特許路４゜［７，１３１号に記載されてい
るが、　ＧＴＯデバイスの代りに１例えばトランジスタ
のような導通及び遮断状態ヘトリガー可能な任意のデバ
イスを用いることが可能である。
そこで提案されたのは、第３図に示すようにＤＣフィル
ター用リアクトルを挿入して、電力回路が転流に悪影響
を及ぼさないように且つ故障に対する保護機能を与える
ことである。インダクタンスＬｌを挿入するとコンバー
タが最大定電圧出力で動゛作している時主電流の波形が
改善され、またコンバータが可調Ｂステップ・インバー
タへ給電するような可変出力電圧の場合うまく動作する
。８パルス・コンバータブリッジは、第３図において、
主電流の調波成分を減少し且つ回生モード時ブリッジに
シュートスルーが生じた場合の故障電流を制限するため
に所望のインダクタンスＬ１を直列に接続した構成で示
されている。この効果は経済的に正当化されるなら、出
来るだけ大きいインダクタンスを用いることによって最
大限にすることが出来る：しかしながら、かかる高イン
ダクタンスは転流プロセスに悪い影響を及ぼし、且つ第
３図に示すようなシステムでは回生モード時動作不能を
生ぜしめることがある。転流ループは、主端子からブリ
ッジの導通状態にある２つのサイリスタを介し、インダ
クタンスＬ１．ダイオード０１及び補助サイリスタＴＨ
？を通る直列電流通路を形成する。インダクタンスが大
きすぎると、この通路の電流はそれらのデバイスの転流
及び回復が可能な所定の時間インターバル内に零まで減
少しないため、ブリッジの次の組合せのサイリスタがト
リガーされると故障が発生する。確かに、高性能のサー
ボ装置及び回生エネルギーを主電源へ逆流させることが
全体効率向上の上で絶対に必要な可変速度駆動装置にと
っては、高インダクタンスを用いることは特に望ましい
、　ＡＣ主供給電圧をＤＣリンクの一定電圧へ変換する
ために回生２象限コンバータとして働く電源回路がいく
つか当該技術分野で知られており、その１つが米国特許
路４．８θ？、１３１号に開示されている。その基本回
路は第２図に示されている。第３図に示した位置にイン
ダクタンスＬ１を設けるのは１．１の大きさが制限され
ない限り転流に悪い影響を及ぼすため、他のいくつかの
位置について考慮されている。しかしながら、それらは
実際的でない、その１つは交流電源ラインに直列の位置
である。この場合、インダクタンスは回生のための転流
ループ内にあり、さらに順方向モードで転流を妨げると
ともにシュートスルー時特別の保護を与える訳ではなく
、負荷状態のもとで電圧の調整を別途に必要とする。イ
ンダクタンスを接続するもう１つの位置としては、ＤＣ
リンクのキャパシタと直列の位置である。しかしながら
これはキャパシタを含む回路の枝路は回生モードでの転
流期間主端子から切離されるためインダクタを流れる電
流は惰性で流れる電流通路を与えられず、過電圧が発生
して装置を破壊する可能性がある。
この解決法は、第４図に示すように、第３図のようなサ
イリスタブリッジの出力に高インダクタンスを直列に接
続するとともに、それと並列にもう°１つのサイリスタ
ＴＨ８を接続し、回生モード時インダクタンス電流のた
めの惰性電流通路を提供して電流ループからインダクタ
ンスの影響を取除くよ、うにそのサイリスタを適宜トリ
ガーすることである。
第５Ａ乃至５Ｆ図は、回生モード時ＤＣリンクの負端子
ＴＮのサイリスタＴＨ５及びＴＭＢ並びにＤＣリンクの
もう１つの端子ＴＰのサイリスｙｔｕｔが転流する際次
々に形成される電流通路を示す、サイリスタＴ）Ｉｆ乃
至ＴＭＢと補助サイリスタＴＨ７に関するＧＴＯの動作
は上述の米国特許の第１ＯＡ乃至１００図に関し説明さ
れているものと同一である。もう１つの゛サイリスタＴ
Ｈ８はＧＴＯがターンオフされるごとに直ちにトリガー
され、転流を開始させる。かくして、第５Ａ図に示すよ
うに、　ＧＴＯを流れる電流は相Ａからサイリスタ↑Ｈ
１，インダクタンスＬｌを介し更に↑Ｈ？　、　ＴＨ５
を介して相Ｂへ到達し、また転流の開始と共にＧＴＯは
ターンオフされて、この電流がインダクタンスし１、ダ
イオードＤ１及びサイリスタＴＨ７を介する通路へ向け
られる（第５Ｂ図）、その直後（もっとも同時ではない
カリ、もう１つのサイリスタＴＨ８がトリガーされる（
第５Ｃ図）、その後、主端子の極性により転流ルーズの
電流が減少し、同時に主電圧の極性がＴＭＢをオン状態
を保つようにバイアスするため、第５Ｃ図に示すように
ＴＭＢを電流が惰性により流れ始める。これはインダク
タンスＬ１が電流ループから見て実際に電気的に中性化
されたことを意味する。転流ルーズの電流の変化率はイ
ンダクタンスにより影響を受けない、その電流はループ
の残りのインダクタンスが実際には非常に小さい値であ
るにもかかわらすＧＴＯの強制電流作用と転流中の主電
圧の作用により急速に減少する。そして最終的には、転
流ルーズの電流は零まで低下する（第５Ｄ図）、一方、
インダクタンスＬ１を流れる元の電流はそのほとんど全
てが惰性によりもう１つのサイリスタＴＨ８を流れるよ
うになる。ブリッジ（↑旧乃至ＴＨＥ）のシーケンスの
次に来るデバイスは、いくらかの回復時間のためＧＴＯ
及び補助サイリスタＴＩ（７と共にトリガーされる（第
５Ｅ図）、供給電流はインダクタンスＬ１を流れる電流
と同じ大きさになるまで急速に上昇し、ついでキャパシ
タＣの電圧と主電圧との差によりその値を越える。ここ
でＬ１両端間の電圧によりＴＭＢは自然転流作用によっ
てオフにバイヤスされる。インダクタンスＬ１は、ＧＴ
ＯとサイリスタＴＨ８について同じようにシーケンスの
次の転流が緑変えされるまで、かくして回生モードの転
流毎に、ブリッジ電流ループ内で再び動作状態にある（
第５Ｆ図）。
順方向モードでは、ＴＭＢは全くトリガーされず高イン
ダクタンスＬ１はその回路内で常に作動状態にある。サ
イリスタＴＨ８の代りにダイオードを用いることも考え
られるが、ダイオードは回路電流の上昇時Ｌ１を電源回
路から見えるようにするだけであるため役立たない、コ
ンバータ電流のリップルがある時あるいは動的制御動作
によって回路電流が減少している時は、インダクタンス
を流れる電流がダイオードを介して惰性により流れ始め
るや否やｔｉの作用は失われるであろう。
第８（ａ）図は、コンバーターブリッジへ加えられる３
つの入力和Ａ、Ｂ、１０の線−中性点間電圧ＶＡＮ、Ｖ
ＢＮ、ＶＣＮを示す、サイリスタの点弧角が零で順方向
モード、全正電圧動作であると仮定した場合の電流ｉＡ
、ｉＢ、ｉＣを第８（ｂ）図に示す、理想的な場合とし
て、一定のＤＣ電流が出力されると仮定すると、入力電
流は完全な方形波である。これは、高インダクタンスが
ＤＣ出力電流の形成及び入力電流波形に現れるであろう
リップルを完全に除去するについて非常に効果的である
場合である。第８（ｃ）図は、回生モードにおいて必要
とされる、１８０°の点弧角で全負電圧動作の場合の線
−中性点電圧及び出力電圧を示す、理想的には、電流ｉ
Ａ、ｉＢ、ｉＧは位相が１８０°ずれている点を除き順
方向モードの場合と同じ波形を有する。しかしながら、
転流期間の間高インダクタンスＬ１は中性化されており
、これはＧＴＯがオフでＴＨ８がオンの場合に電流に生
じるノツチによって示される。これは互いに反対の極性
につきそれぞれｔＦ及びｔ’Ｆのような瞬間について示
されている。
理想的なノツチを電流ｉＡについて第７（ａ）図に示す
、ノツチは、ＧＴＯの導通が中断されるとともに第７（
ｂ）図に示すもう１つのサイリスタＴＨ８が同時にトリ
ガされると始まる０点線で示すようにこの瞬間において
電流ｉＡは急速に減少する。オフになりつつあるブリッ
ジのサイリスタはターンオフされる。同時に、相補的な
作用により惰性電流１ＴＨ８が同じく第７（Ｃ）図の点
線で示すように急速に増加する。そして、　ＧＴＯデバ
イスは再び導通ヘトリガーされる。これは補助サイリス
タＴＨ７と同時に起こり、これによりノツチの立上り縁
が生じてもう１つのサイリスタ丁Ｈ８をターンオフし、
第７（Ｃ）図に示すように、コンバータブリッジの次の
サイリスタがトリガーされると同時にｉ　Ｔｉ（８が急
速に減少する。惰性電流１ＴＨ８が消えると、ブリッジ
電流ｉＡは本発明の説明のために仮定した理想化状態の
下でｉＡで示すレベルに急速に到達する。換言すれば、
惰性電流の流れはＴＨ８の自然転流によりとめられると
主ラインへ向けられて高インダクタンスの作用が回復す
る。従って、電流ｉＡのノツチより先の時点ではインダ
クタンスが鋭いリップルを全て消滅させて電流が基本的
な方形波形に大体追従する。
以　　下　　余　　白 第８Ａ、８Ｂ及び８０図はもう１つのサイリスタＴ）１
Ｂのトリガー信号を発生するために出力ライン１０１が
付加されている点を除き、上述の米国特許の第１１Ａ　
、　ＩＩＢ　、　１１０図と同一である。第８Ａ図は静
止形コンバータＣＮＶ　、　ＤＣリンクＤＣＬ及びイン
バータＩＮＶ　ｔ−備えたモータ駆動装置を示し、その
転流回路は第４図に示すように高インダクタンスＬ１と
サイリスタＴＨ８を設けたことが改良点であり、サイリ
スタＴＨ８はライン１０１により、　ＧＴＯはライン３
９により制御され、また補助サイリスタ〒Ｈ７はライン
３８によりゲートされる。これら３つの制御ラインはシ
ステムが回生モードにある時にのみ。
即ち回路ＦＤＳが回路を流れる電流をチエツクしてモー
ドの変化を検知した時のみ動作状態にあり。
この場合論理回路Ｆ／Ｈの信号がライン２Ｇを介してブ
リッジサイリスタ？）１１乃至ＴＨｌｌへのライン３１
乃至３Ｂの対応制御モードを決定し、ライン１０１．３
９及び３８を作動状態にする。第８Ａ図は他の点では上
述の米国特許の第１１Ａ図と同じである。
第８Ｂ及び８０図は、サイリスタ丁Ｈ８のトリガパルス
とそのパルスを搬送するライン１０１が示されている点
を除き上述の米国特許の第１１８及び１１０図と同一で
ある。第８Ｂ図に示すように、パルス発生器ＰＬ８はＧ
ＴＯデバイスへ送られるライン３８のトリガパルスに応
答してライン１０１上にパルスを発生し、またもう１つ
のサイリスタＴＨ８をトリガす６　＊　ｙ　インａｔ乃
至３８．３８．３ＥＩ及び１０１上の制御信号は第８図
において一緒に示されているが、サイリスタ丁旧乃至Ｔ
Ｈ７はそれぞれトリガ用のハードパルスを受取る。ライ
ン３８上の信号（ＧＴＱ）　、ライン３８上の信号（↑
Ｈ７）及びライン１０１上の信号。
（ＴＨ８）及び電流通路における電流の中断を表すノツ
チは１回生モードへ転換したあと転流ステップ毎に緑変
えし加えられるように示されている。第１Ｏ図は、第８
図と同様回生モードを示し、そのモードではサイリスタ
がゲート用の単なるハードパルスでなくてピケットフェ
ンス状の一連のパルスにより制御される。
本発明の方式は第８図に示す理論的に最適の、即ち擬似
方形波形の主電流の発生を可能にする、もう１つのサイ
リスタＴＨ８は極端に短いデユーティ−サイクルを有し
、それに従って定格を決めることが出来る。もっとも、
そのサイリスタは短期間ピーク電力電流に耐えることが
出来るように選択する必要がある（第、７図）、改良型
の２象限コンバータは可変ＤＣリンク電圧を必要とする
インバータとともに動作可能である。かかる場合、デバ
イスを位相変化の理論上のフロントストップあるいはバ
ックストップから離れて点弧すると大きな６パルスのリ
ップルが生じるため、フィルターリブクトルとして高イ
ンダクタンスを用いるのが絶対に必要である。装置によ
って比較的小さいインダクタンスでよい場合には、イン
ダクタンスを大きくしもう１つのサイリスタ丁Ｈ８を設
けることによる改良は少なくとも回生モードの時に実現
される。
【図面の簡単な説明】
第１図は、従来技術の可変周波数可変電圧ＡＣ出カシス
テムのブロック図である。 第２図は１本発明の実施例の一部を構成する米国特許第
４．［７，１３１号のシステムに用いるＡＣ−ＤＣコン
バータを示す。 第３図は、第２図のコンバータのＤＣリンクにインダク
タンスを用いる態様を示すが、かかるインダクタンスは
本発明により解決される問題の発生源となる。 第４図は、本発明による第３図のコンバータの改良型を
示す。 第５Ａ乃至５Ｆ図は、２つの主サイリスタの転流時第４
図の回路動作の次々のステップにおいて形成される電流
通路を示す。 第６囚は、第４及び５Ａ乃至５Ｆ図の回路の動作を曲線
を用いて示したものである。 第７図は、転流期間インダクタンスが中性化される態様
を説明するための第６図に示したノツチの拡大図である
。 Ｍ８Ａ、８Ｂ及び８０１３ｉｉ２Ｊｔ、第５Ａ乃至５Ｆ
ｒ１４（７）動作ステップを実行するために使用出来る
ゲート制御回路のブロック図である。 第８図は、タイミング波形、モード選択信号及び第８Ｃ
図のゲート制御装置に用いるゲートパルスの波形図であ
る。 第１Ｏ図は、本発明の好ましい実施例において静止形ス
イッチを制御するパルスの発生及びタイミングを示す波
形図である。 ＣＮＶ　・・・１Ｇ−ＤＣコンバータ ＦＬＴ　・・・ＤＯリンクフィルタ ＩＮＶ　−−−ＤＣ−ＡＣインバータ Ｌ１　　・・・インダクタンス ＴＨ？　・・・補助サイリスタ ロ１　・・・整流デバイス 出願人：ウェスチングハウスΦエレクトリ雫りΦコーポ
レーション 代理人：加藤紘一部（ほか１名） ＦＩＧ、５Ｂ ＦＩＣ，５Ｃ ＦＩＧ、　６ ＦＩＧ、　７ ＦＩＧ、９

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）ＡＣブリッジの複数の静止形スイッチが、負荷を
    接続するキャパシタの両端に接続したＤＣ電圧源として
    働くＤＣリンクの端子間を順次導通させるように制御さ
    れて、順方向モード及び回生モードの一方で動作するＡ
    Ｃ−ＤＣコンバータ装置において、ブリッジの一方の端
    子とキャパシタの対応端子とに直列接続したリアクトル
    及びＧＴＯデバイス、キャパシタの他方の端子とブリッ
    ジの他方の端子に直列接続した補助サイリスタ、リアク
    トルとキャパシタの他方の端子との間に接続した整流デ
    バイス、及び整流デバイスとブリッジの静止形スイッチ
    の関連端子にリアクトルと並列に且つＧＴＯデバイスと
    は反対極性に接続したもう１つのサイリスタより成り、
    ＧＴＯデバイスはブリッジの静止形スイッチの制御シー
    ケンスにおいて導通状態にあるスイッチと共に導通して
    リアクトル、キャパシタ、負荷及び補助サイリスタを介
    する電流通路を形成するように制御され、回生モードに
    なると前記電流通路が遮断されると共にブリッジの静止
    形スイッチが制御シーケンスで転流により次々に導通す
    る際もう１つのサイリスタによりリアクトルのための惰
    性電流通路が形成されて、負荷からの回生状態の下で零
    電流状態が可能になるように制御されることを特徴とす
    るコンバータ装置。
  2. （２）整流デバイスはＧＴＯデバイスを介する電流が遮
    断されると電流が直接補助サイリスタへ流れるようにし
    、補助サイリスタは零電流状態で自然転流により遮断状
    態になることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
    の装置。
  3. （３）ＧＴＯデバイスは零電流状態の終了後ブリッジの
    制御シーケンスの次の静止形スイッチの導通と同時に導
    通するように制御され、もう１つのサイリスタがそれと
    同時に自然転流によりターンオフされることを特徴とす
    る特許請求の範囲第２項に記載の装置。
  4. （４）リアクトルは実質的に大きなリアクタンスを有す
    ることを特徴とする特許請求の範囲第３項に記載の装置
    。
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