JPH01277790A - 同期引き込み装置及び該装置を用いた測距レーダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、目標に電波を照射し、反射してくる電波を受
信して目標までの距離を計測することを目的とする、２
位相変調の秘とく性の高い、高速同期を必要とする同期
引き込み装置及び該同期引き込み装置を使用する測距レ
ーダに関するものである。

（発明の概要） 本発明は、疑似ランダム符号系列を使用してＯ１πの２
位相直交変調あるいは平衡直交変調によって作られる信
号を目標に向けて送信し、目標からの反射信号を復調す
る装置において、２種類以上からなる疑似ランダム符号
系列を使用して目標より反射して（る信号を高速に同期
して目標信号を追尾することを可能にする同期引き込み
装置及び該同期引き込み装置を使用して測Ｋ１１ｉに伴
う、あいまいさを減少させた測距レーダを提供するもの
である。

（従来の技術） 第２図は測距レーダの従来例であり、まずこの従来例に
ついて説明する。！５２送信源１１６の出力信号である
第２送信源出力１１７は第７位相変調器１３０において
第２変復調用信号発生器１７０の出力であるＰｔ５２変
調用信号１７１を用いて２位相変調されて１７位相変調
器出力１３１となり、第２送信磯１２２に入力され増幅
されて第２送信磯出力１２３となり、Ｐｔ５２送信アン
テナ１１０より第２送信信号１１１となって目標に送信
される。

目標よりの反射波である第２受信信号１１３はｍ２受信
アンテナ１１４で受信され第２受信アンテナ出力１１５
となり、第４電力分配器１４２に入力され、受信信号の
電力が分配されて第４電力分配器第１出力１４３及び第
４電力分配器第２出力１４５となる。第４電力分配器第
１出力１４３はｒｊＳ５復調器１５４において第８位相
変調器１３４の出力であるＰｔ５５復調用信号１３５を
復調用信号として掛け算操作をされて第５復調器出力１
５５となり、第５中間周波増幅器１６２に入力され増＠
されて１５中間周波増幅器出力１６３となり、第５中間
周波増幅器出力１６３の一方の出力は第３同期検波器１
２４に入力される。

第４電力分配器１４２の他方の出力であるｆｊＳ４電力
分配器第２出力１４５は第６復調器１５６においてｆ：
ｔＳ９位相変調器１３６の出力である！￥ｓ６復調用信
号１３７を復調用信号として掛けＷ繰作をされて第６復
調器出力１５７となり、第６中間周波増幅器１６４に入
力され増幅されて第６中間周波増幅器出力１６５となり
、第６中間周波増幅器出力１６５は第３同期検波器１２
４に入力され第５中間周波増幅器出力１６３を基準信号
として同期検波されて同期のための誤差信号である第３
同期検波器出力１２５となり、第２変復調用信号発生器
１７０に入力される。第２変復調用信号発生器１７０の
出力である第２復調用ｆｊＳｌ信号１７３は第８位相変
調器１３４において第２局部発振器１８２の出力である
ｆｆ５２局部発振器出力１８３の変調用信号となり、！
ｎ８位相変調器１３４において位相変調器されて第５復
調用信号１３５となる。

第２変復調用信号発生器１７０の他方の出力である第２
復調用Ｐｔ５２信号１７５は第２局部発振器出力１８３
の変調用信号となり、第９位相変調器１３６において位
相変調されてｆｊＳ６復調用信号１３７となる。

Ｐｔ５５中間周波増幅器出力１６３の他方の出力は振幅
検波器１９０に入力され、ここで振幅検波されて振幅検
波器出力１９１になり、目標の検出に使用される。

（発明が解決しようとする課題） 第２図の従来例において、＃ＩＪ２送信信号１１１及び
第２受信信号１１３をそれぞれ Ｘｚ＋　＝　ａ（ｔ＋τｏ）ｓｉｎ［ω（ｔ＋τｏ）］
　　・−（１）Ｘ、、３　：　　ａ（ｔ）ｓｉｎωｔ　
　　　　　　　　　　　　　　・（２）（但し、ｔ：時
間、ａ（ｔ）：疑似ランダム符号系列、Ｔｏ：送信から
受信までの時間、ω：搬送波の角周波数） とする。送信信号のパルス変調の周期をτ２、位相変調
の周期をτ、とすると ａ（ｔ）　＝　ｑ（ωｑＬ）　ｐ（ωｐｌ　　　　　　
　　−（３）となる。但し ω、＝　２πｆｑ　　　　　　　　　　　　・・・（４
）ω２＝　２πｆ、　　　　　　　　　　　・・・（５
）τ、＝１／ｆｑ　　　　　　　　　　　・・・（６）
τｐ＝１／Ｌ　　　　　　　　　　　　・・・（７）で
ある。式（１）、（２）において位相変調だけのときは
式（３）を ｐ（ω、ｔ）　＝　　ｉ 、とすればよい。

第５復調用信号１３５を Ｘｌ：ｌＳ　＝　ａ（を十τ）ｃｏｓωｒＬ　　　　　
　　−（８）（但し、ωｒ：復調用信号の中心周波数、
τ：同朋のずれ） とする。第６復調用信号１３７を ＸＩ）７　　＝　　Ａ（ｔ＋　τ　）ｃｏｓωｒｔ　　
　　　　　　　　　　・・・（９）（但し、Ａ（ｔ）：
前記疑似ランダム符号系列ａ（ｔ）と直交している疑似
ランダム符号系列） とする。第５中間周波増幅器出力１６３はＰｔ５２受信
信号１１３と第５復調用信号１３５との掛け汀操作後の
積分で得られるので Ｘ、６３＝　　ρ８．（τ）ｓｉｎａ＋Ｈｔ　　　　　
−（１０）となる。但し ω・　＝　ω−ω、　　　　　　　　　・・・（１１）
ρ＠＠（Ｔ　）　＝　ｆ　ａ（ｔ）ａ（ｔ＋τ　）ｄｔ
　　　＝・（１２）であり、ρａａ（τ）はａ（ｔ）に
関する自己相関関数である。

Ｐｔ５６中間周波増幅器出力１６５は＠２２受信信１１
３と第５復調用信号１３５との掛け算揉作後の積分で得
られるので ＸＩｓｓ　＝　’７１Ａ（τ）ｓｉｎωＩｔ　　　　　
・（１３）となる。但し ηａ＾（τ）＝ｒａ（ｔ）Ａ（ｔ＋τ）ｄｔ　　−（１
４）であり、ａ（し）とＡ　（ｔ）とは互いに直交した
信号であるので ｒａ（ｔ）Ａ（ｔ）ｄＬ　＝　Ｏ＝・（１５）である。

但し’７ａＡ（τ）はａ（ｔ）とＡ（ｔ）との自己直交
相関関数である。

第３同期検波器出力１２５は第５中間周波増幅器出力１
６３とＰｔ５６中間周波増幅器出力１６５との掛け算揉
作後の平均であるので ｘ、２ｓ　＝　Ｅ［ηａＡ（τ）ρ３．（τ）］　　・
・・（１６）（但し、Ｅ［］は平均を表す） となる。これは同期に必要な８字特性と呼ばれる誤差信
号である。

高繰り返しパルス・ドツプラ・レーダの例について説明
するが、以下の説明の中で使われる、位相変調周期τ、
及びパルス変調周期τ２は第４図（Ａ）又（Ｂ）の中で
示しである。ここで、ｆｊＳ４図（Ａ）はパルス毎位相
変調の例、同図（Ｂ）はパルス内位相変調の例である。

高繰り返しのパルス・ドツプラ・レーダでは送信信号の
中心周波数とパルス変調あるいは位相変調の第１サイド
・バンドとの間で、送信信号のスペクトルの影響を受け
ないドツプラ周波数で受信することが最も感度がよいの
で、そうしなければならないとすると、想定される最大
ドツプラ周波数ｆｊｌｌａＸから位相変調の繰り返し周
波数ｆ９及びパルス繰り返し周波数ｆ、は次の関係を満
足しなければならない。

ｆ、、ａ、＜Ｍｉｎ（ｆｑ、ｆ、）／２　　　　・（１
７）である。但し ＝ｆ、、　　ｆｑ＜ｒ。

Ｍｉｎ（ｆｑ、　ｆｐ）　　　　　　　　　　＝（１８
）＝ｆ、　、　　ｆ、　＞ｆ。

である。送信信号から次の送信信号までの間で目標から
の信号を受信できれば、あいまいさ（受信パルス信号は
い（つ前の送信パルスが目標から反射してきたものかに
ついての不確定さ）なしに受信信号から目標の距離を計
測できるので、あいまいさなしに目標までの距離が計測
できる条件はＲ＆１．（ｍ）＜　１５０　Ｍａｘ（τ１
．τＰ）（μＳ）・・・（１９） である。但し ＝τ９．τ、〉τ２ Ｍａｘ（τ９．τｐ）　　　　　　　　　　、（２０）
＝τ２．τ、くτ２ である。目標とレーダとの相対速度が高いとき、式（１
７）の関係からドツプラ・レーダではパルス変調あるい
は位相変調の周期を短くしかとれないので、そのままで
は距離計測が困難になる。

第２図の従来例を含めて、高繰り返しパルス・ドツプラ
・レーダの解決すべき問題点を要約すると次の通りであ
る。

（ア）式（１７）の高繰り返しパルス・ドツプラ・レー
ダの成立する条件を満足させながら遠此離まで測距を可
能にする。

（イ）同期引き込み時間を短（し、測距に必要な時間を
短くする。

（つ）送信の帯域幅を有効に使用することにより、送信
信号の秘とく性及び対電波妨害能力を高める。

これらの問題点の同時解決が強く望まれている。

（課題を解決するための手段） これらの問題を解決するため、本発明の同期引き込み装
置は、送信用符号系列発生器で作られる送信側疑似ラン
ダム符号系列ａ（ｔ）を使用して０、πの２位相変調あ
るいは平衡変調によって作られるａ（ｔ）ｓｉｎ　ｆ（
ω１）　　（但し、「（ωｔ）：ωｔの関数）を含む電
波型式の信号を目標に向け送信し、目標からの信号を復
調するために、受信用符号系列発生器で作られる疑似ラ
ンダム符号系列ａ（ｔ）及び該疑似ランダム符号系列ａ
（ｔ）と直交している疑似ランダム符号系列Ａ　（ｔ）
の各信号を使用し、ａ（ｔ＋　ｒ　）ｓｉｎ　ｆ（ω、
ｔ）及びＡ（ｔ＋τ）ｓｉｎ　ｆ（ωｒｔ）の各復調用
信号を用いて、復調器において受信信号との掛け算操作
を実施し、自己相関関数を振幅とする中間周波信号及び
自己直交相関関数を振幅とする中間周波信号を求めて、
さらに雨中間周波信号どうしの掛けヰ検波（又はＦＦＴ
検波）によって得られる誤差信号を復調用符号系列発生
器に帰還させることによって同期をとるが、その際、前
記送信用符号系列発生器及び前記受信用符号系列発生器
から発生する周期の異なる２種類以上の疑似ランダム符
号系列は前記送信用符号系列発生器及び前記受信用符号
系列発生器内で互いに同期しており、送信された目標か
らの反射信号を受イゴするとき、送信側の疑似ランダム
符号系列と受信側の疑似ランダム符号系列どうしを互い
に切り換えて、前記受信信号と受信側の疑似ランダム符
号系列どうしをそれぞれ互いに同期をとることにより、
実効的な符号長あるいは周期長を長くするｖＩｇ、とじ
ている。

また、本発明の測距レーダは、上記の同期引き込み装置
を使用し、送信側の疑似ランダム符号系列発生器から同
時に出力する基準信号と受信側の疑似ランダム符号系列
発生器から同時に出力する基準信号との時間差あるいは
位相差を用いてレーダの距離計測範囲を増大させた構成
となっている。

次に、本発明の基本となる原理についで、まず、？ｔＳ
１図の実施例を使用して説明する。

送信信号１１及び受信信号１３をそれぞれＸ＋＋　　＝
　ａ（ｔ＋τｏ　）ｓｉｎ［ω（ｔ＋τ、）１・・・（
２１） Ｘ１３　＝　ａ（ｔ）ｓｉｎωｔ　　　　　　　　・−
（２２）とする。第１復調用信号３３を Ｘ　ｚ３＝　ａ（ｔ＋τ　）ｃｏｓωｒｔ　　　　　　
−（２３）とする。第２復調用信号３５を Ｘ　：ｌＳ　＝　Ａ（ｔ　＋　ｒ　）ｃｏｓωｒＬ　　
　　　・・−（２４）とする。！＃１中間周波増幅器出
力６３は受信信号１３とＰｔ５１復調用信号３３との第
１復調器５４における掛け算操作後の積分によって作ら
れるので＋６．＝　　ρ１．（τ）ｓｉｎωｉｔ　　　
　　・・（２５）となる。但し ρ１□（τ）　”　Ｘａ（ｔ）ａ（ｔ＋τ　）ｄｔ　　
　＝４２６　）であり、ρ、□（τ）はａ　（ｔ）に関
する自己相関関数である。

第２中間周波増幅器出力６５は受信信号１３と第２復調
用信号３５との第２復調器５６における掛けヰ操作後の
積分によって作られるので＋６５＝ηｍＡ（τ）ｓｉｎ
ωＩｔ　　　　　　・（２’？）となる。但し ηａ＾（τ　）＝　　Ｘ　ａ（ｔ）Ａ（ｔ＋ｆ）ｄｔ　
　　　　−（２８）でちり、ａ（ｔ）とＡ（ｔ）は互い
に直交した信号で作られているので ｊａ（ｔ）Ａ（ｔ）ｄｔ　＝　　Ｏ−（，２９）であり
、＋７．＾（τ）はａ（ｔ）とＡ　（ｔ）との自己直交
相関関数である。

第１同期検波器出力２５は第１中間周波増幅器出力６３
と第２中間周波増幅器出力６５との第１同期検波器２４
における掛け算操作後の平均で作られるので Ｘ２５　＝　　Ｅ［ηａＡ（τ）ρ１□（τ）１　・・
・（３０）となる。ｉｌｌ同期検波器出力２５はディス
クリミネータの８字特性と呼ばれているものであり、同
期に必要な誤差信号である。

（作用） これまでの説明から、受信信号１３と同期をとるための
負帰還ループを構成することができることの説明ができ
たので、計測できる距離を拡大する方法について説明す
る。

第３図の信号波形図の例において、変調用５ビット符号
系列９１ａ及び変調用７ビツト符号系列９１ｂの２種類
の周期の異なる疑似ランダム符号系列を使用するとする
。ここで、符号系列９１ａと９１ｂは送信用符号系列発
生器９０内において相互に同期している。まず、変調用
５ビット符号系列９１ａを使用して２位相変調された信
号を送信し、受信信号を復調用５ビット符号系列７１ａ
を使用して復調し、同期に必要な誤差信号であるｆ５１
同期検波器出力２５により電圧制御発振器２０を制御し
受信用符号系列発生器７０のクロックを調整して同期状
態とする。しかる後、同一の目標に対して変調用７ビツ
ト符号系列９１ｂを用いて２位相変調された信号を送信
し、復調用７ビツト符号系列７１ｂを使用して受信信号
を復調し同一目標に対して両符号系列とも同期がとれた
状態にする（但し符号系列７１ａと７１ｂは受信用符号
系列発生器７０内で相互に同期して発生される。）。

同一目標に対して両符号系列とも同期がとれた状態では
同一の電圧制御発振器２０を使用しているので、復調用
５ビット符号系列７１ａも復調用７ビツト符号系列７１
ｂも同じ速度で目標に近づいたり、遠ざかったりする。

例えばｐｔＳ３図のような復調用５ビット符号系列７１
ａ及び復調用７ビツト符号系列７１ｂの関係のときには
、次の関係を満足する。

５Ｍ　＋　ｍ　＝　　７Ｎ　＋　ｎ　　　　　・・１３
１）但し、Ｍ、Ｎは正の整数である。

■、ｎの物理的意味について説明する。第３図から、変
調用Ｐｔ５１基準信号９３と復調用第１基準信号７５と
のパルス間隔は０ビツトであるのでｍ＝０　　　　　　
　　　　　　　・・・（３２）であり、変調用！￥ｓ２
基準イゴ号９５と復調用第２基準信号７７どのパルス間
隔は３ビツトであるのでｎ”３　　　　　　　　　　　
　　・・・（３３）である。式（３１）を満足する、最
小の正の整数Ｍ、　Ｎは Ｍ＝２　　　　　　　　　　　　　・・・（３４）Ｎ＝
１　　　　　　　　　　　　　・・・（３５）となり、
そのときのレーダがら目標までの距ｍＲｔは Ｒｔ（Ｉｅ）　　＝　　Ｉ　Ｓ　ＯＸ　１０　Ｘτ、　
（μＳ）・・・（３６） となる。但し、τ、はｒｊＳ４図に示すように１ビツト
のパルス幅である。

第３図の例の場合、第３図の変調用第１基準信号９３と
変調用第２基準信号９５の波形から、あいまいさなしに
計甜できる目標までの基準になるビット数は ＬＣＭ（５，７）＝３５（ビット）　　・・・（３７）
のように、３５ビツトの周期になるので、あいまいさな
しに測距でさる最大距離は Ｒ，、（ｍ）＜　１５０Ｘ３５Ｘτ、　（μＳ）・・・
（３８） となる。但し、ＬＣＭは最小公倍数である。

２種類の符号系列を使用することによって同期引き込み
に必要な時間は符号系列のビット数に比例するので ５＋７＜ＬＣＭ（５，７）　　　　　・・・（３９）の
関係から３５ビツトの場合に比べて大幅に短縮される。

しかも式（１７）の高繰り返しドツプラ・レーダの条件
を満足させながら、長距離の目標の測距を可能にしてい
る。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に従って説明する。

ｆｊＳ１図において、送信源１６の出力である送信源出
力１７は＠１位相変調器３０に入力される。

第１位相変調器３０では、送信源出力１７が送信用符号
系列発生器９０の出力である変調用符号系列９１を変調
用信号として位相変調されて第１位相変調器出力３１に
なり、送信機２２に入力され増幅されて送信機出力２３
になり、送信アンテナ１０より目標に向けて送信信号１
１は送信される。

目標よりの反射波である受信信号１３は、受信アンテナ
１４にて受信され受信アンテナ出力１５になり、第１電
力分配器４２に入力されて第１電力分配器第１出力４３
及び第１電力分配器第２出力４５となる。Ｍｌ電力分配
器ｆｊＳ１出力４３は、第１復調器５４において第１復
調用信号３３を復調用信号として復調されて第１復調器
出力５５になり、第１中間周波増幅器６２に入力され増
幅されて狭帯域信号である第１中間周波増幅器出力６３
になり、第１同期検波器２４の基準信号としてｖＪ１同
期検波器２４に入力される。

第１電力分配器第２出力４５は１．＠２復調器５６にお
いてｆｊ４３位相変調器３４の出力である第２復調用信
号３５を復調用信号として復調されて第２復調器出力５
７になり、第２中間周波増幅器６４に入力され増幅され
て狭帯域信号である第２中間周波増幅器出力６５になり
、第１同期検波器２４の誤差検出用の信号としてＰＡ１
同期検波器２４に入力され同期検波されて、変調用符号
系列９１との同期に必要な誤差信号である第１同期検波
器出力２５になる。

局部発振器８２の出力である局部発振器出力８３は、第
２電力分配器４６に入力され第２電力分配器ｆ：ＪＩＪ
ｉ出力４７及び第２ｉカ分配器第２出力４９となり、第
２電力分配器第１出力４７はｐｔＳ２位相変調器３２に
入力されて復調用第１符号系列７１を変調用信号として
位相変調されて第１．復調用信号３３となり、第１復調
器５４のための復調用信号となる。

同様に、第２電力分配器第２出力４９は、第３位相変調
器３４に入力されて復調用第２符号系列７３を変調用信
号として位相変調されて第２復調用信号３５となり、第
２復調器出力５７のだめの復調用信号となる。

ｔ５１中間周波増幅器６２の出力である第１中間周波増
幅器出力６３の他の出力は、振幅検波器２６に入力され
、該振幅検波器２６は入力信号な振幅検波して振幅検波
器出力２７を出し、目標１３号の検出に使用されるとと
もに、送信用符号系列発生器９０及び受信用符号系列発
生器７０に符号系列切り換え用（第３図の９１ａと９１
ｂとの切り換え、及び７１ａと７１ｂとの切り換え）の
信号として入力される。

ＰＩＳ１同期検波器出力２５は低域通過ろ波器２８に入
力され低域通過ろ波器出力２９となり、電圧制御発振器
２０に入力されて電圧制御発振器出力２１となり、受信
用符号系列発生器７０のクロックとして受信用符号系列
発生器７０に入力される。

受信用符号系列発生器７０では復調用ｆ５１符号系列７
１及び復調用第２符号系列７３を出力し、復調用ｆ５１
符号系列７１及び復調用第２符号系列７３とは互いに直
交した関係になっている。復調用第１符号系列７１は第
２位相変調器３２に入力され、復調用１２符号系列７３
はｆｐＪ３位相変調器３４に入力される。

受信用符号系列発生器７０の出力である復調用第１基準
信号７５及び送信用符号系列発生器９０の出力である変
調用ｆｊＳ１基準信号９３はそれぞれ第トビットカウン
タ８４に入力され、時間差の信号である第トビットカウ
ンタ出力８５となり鉗離演ｆ７．器８８に入力される。

受信用符号系列発生器７０の出力である復調用Ｐｔ５２
基準信号７７及び送信用符号系列発生器９０の出力であ
る変調用第２基準信号９５はそれぞれ？ｔＳ２・ビット
カウンタ８６に入力され、時間差の信号である第２・ビ
ットカウンタ出力８７となり距離演算器８８に入力され
る。距離演算器８８ではｔｊＳトビットヵウンタ出力８
５と第２・ビットカウンタ出力８７より、レーダから目
標までの式（３６）に相当する距離計算を実施して距離
演算器出力８９となる。

第３図の波形図の１例について説明する。送信用符号系
列発生器９０の出力である変調用５ビット符号系列９１
ａは５ビツトの疑似ランダム符号系列であり、送信信号
の位相変調用信号である変調用符号系列９１として使用
される。変調用７ビツト符号系列９１ｂは７ビツトの疑
似ランダム符号系列であり、送信信号の位相変調用信号
である変調用符号系列９１として切り換えて使用される
。

２８１の符号系列９１ａと９１ｂとは送信用符号系列発
生器９０内で相互に同期している。

受信用符号系列発生器７０の出力である復調用５ビット
符号系列７１ａは５ビツトの疑似ランダム符号系列であ
り、受信信号を復調するための、位相変調用信号である
第１符号系列７１として使用される。復調用７ビツト符
号系列７１ｂは７ビツトの疑臥ランダム符号系列であり
、受信信号を復調するための、位相変調用信号であるｆ
ｊＳ１符号系列７１として切り換えて使用される。２種
の符号系列７１ａと７１ｂとは受信用符号系列発生器７
０内で相互に同期している。

送信用符号系列発生器９０の出力である変調用第１基準
信号９３は変調用５ビット符号系列９１ａと同期してお
り、更に、受信用符号系列発生器７０の出力である復調
用？Ａ１基準信号７５と同期状態になったときには、変
調用第１基準信号９３と復調用第１基準信号７５とのパ
ルス間隔（この例では０ビツト）が求まる。送信用符号
系列発生器９０の出力である変調用第２基準信号９５は
変調用７ビツト符号系列９１ｂと同期しており、更に、
受信用符号系列発生器７０の出力である復調用第２基準
信号７７と同期状態になったときには、変調用第２基準
信号９５と復調用第２基準信号７７とのパルス間隔（こ
の例では３ビツト）が求まる。

このようにしてドツプラ信号のあいまいさを避けながら
遠い目標の距離を計測しようとしている。

！￥Ｓ４図の波形図の１例について説明をする。第４図
（Ａ）はパルス毎位相変調の例であり、パルス変調信号
ではパルス部分だけ送信して、それ以外の部分は送信を
休止している。位相変調信号はτ９が５ビツトの疑似ラ
ンダム符号系列である。

ｆ：ｉＳ４図（Ｂ）はパルス内位相変調の例であり、パ
ルス変調信号ではパルス部分だけ送信して、それ以外の
部分は送信を休止している。位相変調信号はτ９が５ビ
ツトの疑似ランダム符号系列である。

これらの例に示すように、５ビット符号系列の位相変調
を使用するとき、パルス毎位相変調とバル入内位相変調
の２種類あり、いずれの方法でも式（１７）のパルス・
ドツプラ・ループの条件を満足する。

（補足説明） （ア）送信信号１１はパルス位相変調でも連続波位相変
調でもよい。

（イ）第４図（Ａ）、（Ｂ）に示すように、パルス位相
変調はパルス毎位相変調でもパルス内位相変調でもよい
。

（つ）変調用５ビット符号系列９１ａと復調用５ビット
符号系列７１ａ及び変調用７ビツト符号系列９１ｂと復
調用７ビツト符号系列７１ｂとの比較でビット間隔を求
めて測距してもよい。

（１）次の関係 Ｘｘ　＝　　ａ（ｔ）ｓｉｎ　　ｆ（ωｔ）　　　　　
　　　　　・・・（４０）は搬送波の角周波数ωである
信号を表わすので式（２２）は式（４０）のように表現
することができる。

（オ）第３図及び第４図では２種類の疑似ランダム符号
系列を使用してあいまいさを減らしているが、３種類の
疑似ランダム符号系列を使用すれば更に計測できる測距
の範囲は拡大する。例えば、９ビツトの符号系列をこれ
までに説明した同期ループに追加すると、あいまいさな
しに計測できる目標までの距離の基準になるビット数は
ＬＣＭ（５，７，９）＝　　３１５　　（ビット）・・
・（４１） のように、３１５ビツトの周期になるので、あいまいさ
なしに測距できる最大距離は Ｒ１１ａ、（ａ＋）　　　＜　　　１　５　０Ｘ３　１
　５Ｘ　　τ　、　　　（μＳ）・・・（４２） となる。

（力）４位相変調の場合では Ｘｚ　　＝　ａ（ωｔ）ｓｉｎ［ωｃｔ十α１＝　ｂ（
ωｔ）ｃｏｓ［（ｃｌｅｔ＋α］　　　−（４３）と表
現でき、２位相変調のｃｏｓ成分であるｂ（ωｔ）ある
いはｓｉｎ成分であるａ（ωｔ）に対して、組みになる
直交した符号系列であるＢ（ωｔ）あるいはＡ（ωｔ）
が作られれば、受信信号が復調され同期がとれるので、
４位相変調でも同じ発明の効果を期待できる。

（キ）第１図の実施例では、シングル・スーパー・ヘテ
ロゲイン方式で説明をしたがダブル・スーパー・ヘテロ
ゲイン方式でもよい。

（り）？ｔＳＩ図の実施例の掛け算器波器はゲインタル
方式のＦＦＴ解析器によってソフト的に実現するＦＦＴ
検波器によって誤差信号を取り出してもよい。

（ケ）掛け算検波器出力あるいはＦＦＴ検波器によって
得られる誤差信号は Ｅ［ηａＡ（ωτ）ρａａ（ωτ）１、Ｅ［η□Ａ（ω
τ）１あるいはＥ［ｒＩ□Ａ（ωτ）ρａａ、（ωτ）
１のいずれの誤差信号でもよい。

（発明の効果） 本発明による発明の効果は以下の通りである。

（ア）２’ｆ１Ｍ以上の符号系列を使用するので、測距
にともなう、あいまいさのない距離の範囲が増大する。

（イ）２種類以上の符号系列を使用するので、高速の同
期引き込みが可能になり、目標信号の捕捉は短時間にな
る。

（つ）２種類以上の符号系列を使用するので、送信信号
の符号系列を解読される可能性は少なく、送信信号の秘
とく性は非常に高い。

（１）送信信号の暗号を解読しないかぎり、中間周波増
幅器へ妨害をかけることは困難であるので、電波妨害に
強い。

（オ）送信信号の変調信号に２種類以上の疑似ランダム
符号系列を使用しており、切り換えて使用することが可
能であるので、送信電波の秘とく性が高く対電波妨害に
優れている。

【図面の簡単な説明】 °　　第１図は本発明の実施例のブロック線図、第２図
は従来例のブロック線図、第３図は本発明の詳細な説明
するための信号波形の１例を示す波形図、ｆｊＳ４図は
実施例で使用されるパルス位相変調信号の１例を示す波
形図である。 １０・・・送信アンテナ、１１・・・送信信号、１３・
・・受信信号、１４・・・受信アンテナ、１５・・・受
信アンテナ出力、１６・・・送信源、１７・・・送信源
出力、２０・・・電圧制御発振器、２１・・・電圧制御
発振器出力、２２・・・送信は、２３・・・送信磯出力
、２４・・・第１同期検波器、２５・・・第１同期検波
器出力、２６・・・振幅検波器、２７・・・振幅検波器
出力、２８・・・低域通過ろ波器、２９・・・低域通過
ろ波器出力、３０・・・第１位相変調器、３１・・・ｆ
ｊＳ１位相変調器出力、３２・・・第２位相変調器、３
３・・・第１復調用信号、３４・・・ｆ５３位相変調器
、３５・・・第２復調用信号、４２・・・第１電力分配
器、４３・・・第１電力分配器！￥Ｓ１出力、４５・・
・第１電力分配器第２出力、４６・・・＠２電力分配器
、４７・・・第２電力分配器ｆｊＳ１出力、４９・・・
第２電力分配器第２出力、５４・・・第１復調器、５５
・ｆｆ１ｌｆｆｌ調器出力、５６−１２ｆｉ調器、５７
・・・第２復調器出力、６２・・・第１中間周波増幅器
、６３・・・第１中間周波増１１嘔器出力、６４・・・
第２中間周波増幅器、６５・・・第２中間周波増幅器出
力、７０・・・受信用符号系列発生器、７１・・・復調
用第１符号系列、７１ａ・・・復調用５ビット符号系列
、７１ｂ・・・復調用７ビツト符号系列、７３・・・復
調用第２符号系列、７５・・・復調用第１基準信号、７
７・・・復調用第２基準信号、８２・・・局部発Ｓ、器
、８３・・・局部発振器出力、８４・・・ｔｊｆＪｉ・
ビットカウンタ、８５・・−第トビットカウンタ出力（
１１）、８６・・・第２・ビットカウンタ、８７・・・
第２・ビットカウンタ出力（、ｎ）、８８・・・距離演
算器、８９・・・距離演算器出力（Ｒ）、９０・・・送
信用符号系列発生器、９１・・・変調用符号系列、９１
ａ・・・変調用５ビット符号系列、９１ｂ・・・変調用
７ビツト符号系列、９３川変調用ｆｊｒＪ１基準信号、
９５・・・変調用第２基準信号、１１０・・・第２送信
アンテナ、１１１・・・第２送信信号、１１３・・・第
２受信信号、１１４・・・第２受信アンテナ、１１５・
・・第２受信アンテナ出力、１１６・・・第２送信源、
１１７・・・第２送信源出力、１２２・・・第２送信磯
、１２３・・・ｍ２送信磯出力、１２４・・・第３同期
検波器、１２５・・・１３同期検波器出力、１３０・・
・第７位相変調器、１３１・・・第７位相変調器出力、
１３４・・・ＰＩＳ８位相変調器、１３５・・・第５復
調用信号、１３６・・・第９位相変調器、１３７・・・
第６Ｐｉ調用信号、１４２・・・第４電力分配器、１４
３・・・第４電力分配器第１出力、１４５・・・第４電
力分配器第２出力、１５４・・・ｆ：ｔＩＪ５復調器、
１５５・・・第５復調器出力、１５６・・・第６復調器
、１５７・・・第６復調器出力、１６２・・・第５中間
周波増幅器、１６３・・・ｆ：ｔＳ５中間周波増幅器出
力、１６４・・・第６中間周波増幅器、１６５・・・第
６中間周波増幅器出力、１７０・・・第２変復調用信号
発生器、１７１・・・第２変調用信号、１７３・・・第
２復調用第１信号、１７５・・・第２復調用第２信号、
１８２・・・第２局部発振器、１８３・・・第２局部発
振器出力、１９０・・・振幅検波器、１９１・・・振幅
検波器出力。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信用符号系列発生器で作られる疑似ランダム符
   号系列ａ（ｔ）を使用して０、πの２位相変調あるいは
   平衡変調によって作られる ａ（ｔ）ｓｉｎｆ（ωｔ） （但し、ｔ：時間、ω：搬送波の角周波数、ｆ（ωｔ）
   ：ωｔの関数） を含む電波型式の信号を目標に向け送信し、目標からの
   信号を復調するために、受信用符号系列発生器で作られ
   る疑似ランダム符号系列ａ（ｔ）及び該疑似ランダム符
   号系列ａ（ｔ）と直交している疑似ランダム符号系列Ａ
   （ｔ）の各信号を使用し、ａ（ｔ＋τ）ｓｉｎｆ（ω＿
   ｒｔ）及び Ａ（ｔ＋τ）ｓｉｎｆ（ω＿ｒｔ） （但し、ω＿ｒ：復調用信号の中心周波数、τ：同期の
   ずれ） の各復調用信号を用いて、復調器において受信信号との
   掛け算操作を実施し、自己相関関数を振幅とする中間周
   波信号ρ＿ａ＿ａ（τ）ｃｏｓｆ（ω＿ｉｔ）及び自己
   直交相関関数を振幅とする中間周波信号η＿ａ＿Ａ（τ
   ）ｃｏｓｆ（ω＿ｉｔ）を求めて、さらにそれらの中間
   周波信号ρ＿ａ＿ａ（τ）ｃｏｓｆ（ω＿ｉｔ）及びη
   ＿ａ＿Ａ（τ）ｃｏｓｆ（ω＿ｉｔ）どうしの掛け算検
   波あるいはＦＦＴ検波によって得られる誤差信号を復調
   用符号系列発生器に帰還させることによって同期をとる
   が、その際、前記送信用符号系列発生器及び前記受信用
   符号系列発生器から発生する周期の異なる２種類以上の
   疑似ランダム符号系列は前記送信用符号系列発生器及び
   前記受信用符号系列発生器内で互いに同期しており、送
   信された目標からの反射信号を受信するとき、送信側の
   疑似ランダム符号系列と受信側の疑似ランダム符号系列
   どうしを互いに切り換えて、前記受信信号と該受信側の
   疑似ランダム符号系列どうしをそれぞれ互いに同期をと
   ることにより、実効的な符号長あるいは周期長を長くす
   ることを特徴とする同期引き込み装置。
2. （２）送信用符号系列発生器で作られる疑似ランダム符
   号系列ａ（ｔ）を使用して０、πの２位相変調あるいは
   平衡変調によって作られる ａ（ｔ）ｓｉｎｆ（ωｔ） （但し、ｔ：時間、ω：搬送波の角周波数、ｆ（ωｔ）
   ：ωｔの関数） を含む電波型式の信号を目標に向け送信し、目標からの
   信号を復調するために、受信用符号系列発生器で作られ
   る疑似ランダム符号系列ａ（ｔ）及び該疑似ランダム符
   号系列ａ（ｔ）と直交している疑似ランダム符号系列Ａ
   （ｔ）の各信号を使用し、ａ（ｔ＋τ）ｓｉｎｆ（ω＿
   ｒｔ）及び Ａ（ｔ＋τ）ｓｉｎｆ（ω＿ｒｔ） （但し、ω＿ｒ：復調用信号の中心周波数、τ：同期の
   ずれ） の各復調用信号を用いて、復調器において受信信号との
   掛け算操作を実施し、自己相関関数を振幅とする中間周
   波信号ρ＿ａ＿ａ（τ）ｃｏｓｆ（ω＿ｉｔ）及び自己
   直交相関関数を振幅とする中間周波信号η＿ａ＿Ａ（τ
   ）ｃｏｓｆ（ω＿ｉｔ）を求めて、さらにそれらの中間
   周波信号ρ＿ａ＿ａ（τ）ｃｏｓｆ（ω＿ｉｔ）及びη
   ＿ａ＿Ａ（τ）ｃｏｓｆ（ω＿ｉｔ）どうしの掛け算検
   波あるいはＦＦＴ検波によって得られる誤差信号を復調
   用符号系列発生器に帰還させることによって同期をとる
   が、その際、前記送信用符号系列発生器及び前記受信用
   符号系列発生器から発生する周期の異なる２種類以上の
   疑似ランダム符号系列は前記送信用符号系列発生器及び
   前記受信用符号系列発生器内で互いに同期しており、送
   信された目標からの反射信号を受信するとき、送信側の
   疑似ランダム符号系列と受信側の疑似ランダム符号系列
   どうしを互いに切り換えて、前記受信信号と該受信側の
   疑似ランダム符号系列どうしをそれぞれ互いに同期をと
   ることにより、実効的な符号長あるいは周期長を長くす
   る同期引き込み装置を使用し、前記送信側の疑似ランダ
   ム符号系列発生器から同時に出力する基準信号と前記受
   信側の疑似ランダム符号系列発生器から同時に出力する
   基準信号との時間差あるいは位相差を用いてレーダの距
   離計測範囲を増大させて測距することを特徴とする測距
   レーダ。