JPH0128536B2 - - Google Patents
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- JPH0128536B2 JPH0128536B2 JP55155710A JP15571080A JPH0128536B2 JP H0128536 B2 JPH0128536 B2 JP H0128536B2 JP 55155710 A JP55155710 A JP 55155710A JP 15571080 A JP15571080 A JP 15571080A JP H0128536 B2 JPH0128536 B2 JP H0128536B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/35—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar semiconductor devices with more than two PN junctions, or more than three electrodes, or more than one electrode connected to the same conductivity region
- H03K3/352—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar semiconductor devices with more than two PN junctions, or more than three electrodes, or more than one electrode connected to the same conductivity region the devices being thyristors
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、フリツカリレー等に用いるパルス
発振装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a pulse oscillation device used in flicker relays and the like.
従来のパルス発振装置は、コンデンサの充放電
回路の充電時間と放電時間とによりフリツカのオ
ンオフ時間を決めていた。
In the conventional pulse oscillator, the flicker on/off time is determined by the charging time and discharging time of the capacitor charging/discharging circuit.
このため、従来のパルス発振装置では、例えば
デユーテイ比を一定のまま周期を変えることは簡
単にはできなかつた。つまり、デユーテイ比を一
定に保つには充電時間と放電時間とを共に変える
必要がある。このためには、コンデンサを可変コ
ンデンサにするかあるいは充電抵抗と放電抵抗と
を可変抵抗にしなければならない。
For this reason, in conventional pulse oscillation devices, it is not possible to easily change the cycle while keeping the duty ratio constant, for example. That is, in order to keep the duty ratio constant, it is necessary to change both the charging time and the discharging time. For this purpose, the capacitor must be a variable capacitor or the charging resistor and the discharging resistor must be variable resistors.
この発明の目的は、デユーテイ比およびフリツ
カ周期のいずれか少なくとも一方を、デユーテイ
比およびフリツカ周期の他方に影響を与えること
なく変えることができるパルス発振装置を提供す
ることである。 An object of the present invention is to provide a pulse oscillation device that can change at least one of the duty ratio and the flicker period without affecting the other of the duty ratio and the flicker period.
この発明のパルス発振装置は、弛張発振回路
と、比較部と、スイツチ部とを備えている。
The pulse oscillation device of the present invention includes a relaxation oscillation circuit, a comparison section, and a switch section.
弛張発振回路は、直流電源に接続したコンデン
サ充電用抵抗およびコンデンサの直列回路と、コ
ンデンサ充電用抵抗およびコンデンサの直列回路
と並列に接続した第１および第２の分圧抵抗の直
列回路と、コンデンサ充電用抵抗およびコンデン
サの接続点と第１および第２の分圧抵抗の接続点
とにアノードとゲートとをそれぞれ接続しコンデ
ンサ充電用抵抗およびコンデンサの直列回路のコ
ンデンサ側端にカソードを接続したPUTとから
なる。 The relaxation oscillation circuit consists of a series circuit of a capacitor charging resistor and a capacitor connected to a DC power source, a series circuit of first and second voltage dividing resistors connected in parallel to the capacitor charging resistor and the capacitor, and a capacitor. A PUT in which the anode and gate are connected to the connection point of the charging resistor and capacitor and the connection point of the first and second voltage dividing resistors, respectively, and the cathode is connected to the capacitor side end of the series circuit of the capacitor charging resistor and capacitor. It consists of
比較部は、PUTの遮断状態におけるゲート電
圧より低い第１の基準電圧を設定するとともに第
１の基準電圧より低い第２の基準電圧を設定する
基準電圧設定用抵抗と、第１の基準電圧とPUT
のアノード電圧とを比較する第１のコンパレータ
とからなる。 The comparator includes a reference voltage setting resistor that sets a first reference voltage lower than the gate voltage in the cut-off state of the PUT and a second reference voltage lower than the first reference voltage; PUT
and a first comparator that compares the anode voltage with the anode voltage.
スイツチ部は、第１のコンパレータの出力に応
動して開閉する。 The switch section opens and closes in response to the output of the first comparator.
このパルス発振装置は、上記の構成の他に、第
２の基準電圧とPUTのゲート電圧とを比較しゲ
ート電圧が第２の基準電圧より低くなつたときに
PUTのアノード・カソード間をバイパスする第
２のコンパレータとを備えている。 In addition to the above configuration, this pulse oscillation device compares the second reference voltage and the gate voltage of PUT, and when the gate voltage becomes lower than the second reference voltage,
It is equipped with a second comparator that bypasses between the anode and cathode of PUT.
そして、コンデンサ充電用抵抗および基準電圧
設定用抵抗の何れか少なくとも一方を可変にして
いる。 At least one of the capacitor charging resistor and the reference voltage setting resistor is made variable.
弛張発振回路では、PUTが遮断状態において、
PUTのアノード電圧は、コンデンサ充電用抵抗
およびコンデンサの時定数に従つて上昇する。こ
のアノード電圧の上昇中において、アノード電圧
が第１の基準電圧を超えると、第１のコンパレー
タの出力が反転し、したがつてスイツチ部の開閉
状態が切り替わる。
In the relaxation oscillator circuit, when PUT is cut off,
The anode voltage of PUT increases according to the capacitor charging resistor and the capacitor time constant. When the anode voltage exceeds the first reference voltage while the anode voltage is rising, the output of the first comparator is inverted, and therefore the open/close state of the switch section is switched.
上記PUTのアノード電圧がさらに上昇して第
１および第２の分圧抵抗の分圧比で決まるPUT
のゲート電圧を超えるとPUTが導通する。PUT
が導通すると、そのアノード電圧が低下して第１
の基準電圧を下回り、スイツチ部の開閉状態が元
の状態に復帰する。このときにPUTのゲート電
圧も低下し、このゲート電圧が第２の基準電圧よ
り下がると、第２のコンパレータがPUTのアノ
ード・カソード間を短絡してPUTを強制遮断さ
せる。この結果、PUTのゲート電圧は第１およ
び第２の分圧抵抗の分圧比で決まる電圧に復帰
し、したがつて第２のコンパレータも元の状態に
復帰し、PUTのアノード電圧は、再度コンデン
サ充電用抵抗およびコンデンサの時定数に従つて
上昇することになる。 The anode voltage of the above PUT increases further and is determined by the voltage dividing ratio of the first and second voltage dividing resistors.
PUT becomes conductive when the gate voltage is exceeded. PUT
conducts, its anode voltage decreases and the first
The voltage drops below the reference voltage, and the open/close state of the switch returns to its original state. At this time, the gate voltage of PUT also decreases, and when this gate voltage falls below the second reference voltage, the second comparator shorts the anode and cathode of PUT to forcibly cut off PUT. As a result, the gate voltage of PUT returns to the voltage determined by the voltage division ratio of the first and second voltage dividing resistors, the second comparator also returns to its original state, and the anode voltage of PUT returns to the voltage determined by the voltage division ratio of the first and second voltage dividing resistors. It will rise according to the time constant of the charging resistor and capacitor.
上記において、コンデンサ充電用抵抗の抵抗値
を変化させることにより、PUTのアノード電圧
の上昇勾配が変化し、デユーテイ比が変わること
なくフリツカ周期が変化する。 In the above, by changing the resistance value of the capacitor charging resistor, the rising slope of the PUT anode voltage changes, and the flicker period changes without changing the duty ratio.
また、基準電圧設定用抵抗の抵抗値を変化させ
ることにより、フリツカ周期が変わることなくデ
ユーテイ比が変化する。 Furthermore, by changing the resistance value of the reference voltage setting resistor, the duty ratio can be changed without changing the flicker period.
この発明の一実施例を第１図および第２図に基
づいて説明する。すなわち、このフリツカリレー
は、第１図に示すように、弛張発振回路Ｉと、こ
の弛張発振回路ＩのコンデンサC2の充電電圧を
基準電圧設定用抵抗R5，R6，R7で与えられる基
準電圧と比較する比較部と、前記充電電圧が基
準電圧を超えたときに発生する比較部の出力に
応答して導通するスイツチ部と、このスイツチ
部の導通に応答して作動するリレー部とから
構成されている。
An embodiment of the present invention will be described based on FIGS. 1 and 2. That is, as shown in Fig. 1, this flicker relay has a relaxation oscillation circuit I and a charging voltage of a capacitor C2 of this relaxation oscillation circuit I based on a reference given by reference voltage setting resistors R5 , R6 , and R7 . A comparison section that compares the voltage, a switch section that conducts in response to the output of the comparison section that occurs when the charging voltage exceeds a reference voltage, and a relay section that operates in response to the conduction of the switch section. It is configured.
弛張発振回路Ｉは、直流電源（後述）に接続し
たコンデンサ充電用抵抗R8およびコンデンサC2
の直列回路と、コンデンサ充電用抵抗R8および
コンデンサC2の直列回路と並列に接続した第１
および第２の分圧抵抗R10，R11の直列回路と、
コンデンサ充電用抵抗R8およびコンデンサC2の
接続点と第１および第２の分圧抵抗R10，R11の
接続点とにアノードとゲートとをそれぞれ接続し
コンデンサ充電用抵抗R8およびコンデンサC2の
直列回路のコンデンサ側端にカソードを接続した
PUT１とからなる。 Relaxation oscillation circuit I consists of a capacitor charging resistor R 8 and a capacitor C 2 connected to a DC power supply (described later).
The first circuit connected in parallel with the series circuit of the capacitor charging resistor R 8 and the capacitor C 2
and a series circuit of second voltage dividing resistors R10 and R11 ,
The anode and gate are connected to the connection point of the capacitor charging resistor R 8 and capacitor C 2 and the connection point of the first and second voltage dividing resistors R 10 and R 11 , respectively, and the capacitor charging resistor R 8 and capacitor C are connected. The cathode was connected to the capacitor side end of the series circuit of 2 .
It consists of PUT1.
比較部は、PUT１の遮断状態におけるゲー
ト電圧より低い第１の基準電圧Vdを設定すると
ともに第１の基準電圧Vdより低い第２の基準電
圧Vbを設定する基準電圧設定用抵抗R5，R6，R7
と、第１の基準電圧VdとPUT１のアノード電圧
VAとを比較する第１のコンパレータ２とからな
る。 The comparison section includes a reference voltage setting resistor R 5 that sets a first reference voltage V d lower than the gate voltage in the cut-off state of PUT 1 and also sets a second reference voltage V b lower than the first reference voltage V d . , R 6 , R 7
, the first reference voltage V d and the anode voltage of PUT1
It consists of a first comparator 2 that compares V A with V A .
スイツチ部は、サイリスタ３および抵抗R4
からなり、第１のコンパレータ２の出力に応動し
て開閉する。 The switch part consists of thyristor 3 and resistor R 4
It opens and closes in response to the output of the first comparator 2.
このパルス発振装置は、上記の構成の他に、第
２の基準電圧VbとPUT１のゲート電圧VGとを比
較しゲート電圧VGが第２の基準電圧Vbより低く
なつたときにPUT１のアノード・カソード間を
バイパスする第２のコンパレータ４とを備えてい
る。 In addition to the above configuration, this pulse oscillation device compares the second reference voltage V b and the gate voltage V G of PUT1, and when the gate voltage V G becomes lower than the second reference voltage V b , the PUT1 and a second comparator 4 that bypasses the anode and cathode.
つぎに、このフリツカリレーの動作について詳
しく説明する。このフリツカリレーは、交流電源
Ｅにより交流電圧が加えられると、抵抗R2、ダ
イオードD1〜D4よりなるブリツジ整流器、コン
デンサC1、抵抗R3およびツエナーダイオードDZ
からなる直流電源から直流電圧（ツエナーダイオ
ードDZのツエナー電圧VZと一致）が発生する。
これと同時にPUT１のゲート電圧VG（第２図Ａ）
は分圧抵抗R10，R11で分圧された電位になり、
一方PUT１のアノード電圧VA（第２図Ａ）はコ
ンデンサ充電用抵抗R8およびコンデンサC2の充
電回路により遅れて上昇する。このアノード電圧
VAが電圧Vd（基準電圧設定用抵抗R5と基準電圧
設定用抵抗R6＋R7とにより分圧された電圧；第
２図Ａ）になるまではコンパレータ２はオンとな
つており、サイリスタ３のゲート電位をカソード
電位に等しくして第２図Ｂのようにサイリスタ３
を遮断した状態を保つ（期間t1）。続いてアノー
ド電圧VAが上昇し、電圧Vdを超えるとコンパレ
ータ２はオフとなり、抵抗R4を通してサイリス
タ３のゲートにゲート電流を流して第２図Ｂのよ
うにサイリスタ３を導通状態に保つ（期間t2）。
さらに、アノード電圧VAが上昇して電圧VGを超
えるとPUT１はVA＞VGとなつて導通し、コンデ
ンサC2の電荷を抵抗R9を通して放電させ、その
結果、アノード電圧VAが略零となり、第１のコ
ンパレータ２がオンとなり、サイリスタ３のゲー
ト電流が遮断され、サイリスタ３が遮断する。こ
のときにゲート電圧VGに略零となつて基準電圧
設定用抵抗R6，R7の接続点の電圧Vbより低くな
り、コンパレータ４がオフからオンに切り替わつ
てPUT１が導通したときにコンデンサ充電用抵
抗R8からPUT１に流れ込もうとする電流をバイ
パスしてPUT１を強制遮断させる。PUT１が遮
断すると、ゲート電圧VGが分圧抵抗R10，R11で
分圧された電圧に上昇し、再び元の状態に復帰す
る。以上の動作が繰り返される。 Next, the operation of this flicker relay will be explained in detail. When an AC voltage is applied to this flicker relay by an AC power supply E, a bridge rectifier consisting of a resistor R 2 , diodes D 1 to D 4 , a capacitor C 1 , a resistor R 3 and a Zener diode D Z
A DC voltage (matching the Zener voltage V Z of the Zener diode D Z ) is generated from the DC power supply consisting of the
At the same time, the gate voltage of PUT1 V G (Figure 2 A)
becomes the potential divided by the voltage dividing resistors R 10 and R 11 ,
On the other hand, the anode voltage V A (FIG. 2A) of PUT1 increases with a delay due to the charging circuit of the capacitor charging resistor R8 and the capacitor C2 . This anode voltage
Comparator 2 remains on until V A reaches voltage V d (voltage divided by reference voltage setting resistor R 5 and reference voltage setting resistor R 6 + R 7 ; Fig. 2A). The gate potential of the thyristor 3 is made equal to the cathode potential, and the thyristor 3 is connected as shown in FIG. 2B.
(period t 1 ). Subsequently, the anode voltage V A rises, and when it exceeds the voltage V d , the comparator 2 turns off, and the gate current flows through the resistor R 4 to the gate of the thyristor 3, keeping the thyristor 3 in a conductive state as shown in Figure 2B. (period t2 ).
Furthermore, when the anode voltage V A rises and exceeds the voltage V G , PUT1 becomes conductive as V A > V G , discharging the charge of the capacitor C 2 through the resistor R 9 , and as a result, the anode voltage V A increases. The voltage becomes approximately zero, the first comparator 2 is turned on, the gate current of the thyristor 3 is cut off, and the thyristor 3 is cut off. At this time, the gate voltage V G becomes almost zero and becomes lower than the voltage V b at the connection point of the reference voltage setting resistors R 6 and R 7 , and when the comparator 4 switches from OFF to ON and PUT 1 becomes conductive. Bypassing the current that attempts to flow into PUT1 from the capacitor charging resistor R8 and forcibly shutting off PUT1. When PUT1 is cut off, the gate voltage V G increases to the voltage divided by the voltage dividing resistors R 10 and R 11 and returns to the original state again. The above operations are repeated.
そして、サイリスタ３の導通により交流電源Ｅ
から抵抗R1，リレーコイルRYおよび発光ダイオ
ードLEDの直列回路に電流が流れることになり、
上述の動作に応動してリレーコイルRYに断続的
に通電される。（第２図Ｂ）とともに発光ダイオ
ードLEDが点灯する。 Then, due to the conduction of the thyristor 3, the AC power source E
From this, current flows through the series circuit of resistor R 1 , relay coil RY, and light emitting diode LED.
In response to the above-described operation, relay coil RY is intermittently energized. At the same time (Fig. 2B), the light emitting diode LED lights up.
このフリツカリレーは、コンデンサ充電用抵抗
R8の値を変えることにより、コンデンサC2の充
電時間が変わり、デユーテイ比を一定にした状態
でフリツカ周期を長くすることもまた短くするこ
ともできる。（コンデンサ充電用抵抗R8を可変抵
抗で構成すれば周期可変式となる）。また、基準
電圧設定用抵抗R5またはR6の値を変えることに
より電圧Vdが変わり、t1：t2の比すなわちデユー
テイ比をフリツカ周期一定の状態で変えることが
できる（基準電圧設定用抵抗R5またはR6を可変
抵抗で構成すればデユーテイ比可変式となる）。
さらに、コンデンサ充電用抵抗R8と基準電圧設
定用抵抗R5またはR6との値をそれぞれ変えるこ
とにより、フリツカ周期とデユーテイ比とを変え
ることができる（コンデンサ充電用抵抗R8と基
準電圧設定用抵抗R5またはR6とをそれぞれ可変
抵抗で構成すれば周期・デユーテイ比可変式とな
る）。 This frizz relay is a resistor for capacitor charging.
By changing the value of R 8 , the charging time of capacitor C 2 can be changed, and the flicker period can be lengthened or shortened while keeping the duty ratio constant. (If the capacitor charging resistor R8 is configured with a variable resistor, it becomes a period variable type). In addition, by changing the value of the reference voltage setting resistor R 5 or R 6 , the voltage V d can be changed, and the ratio of t 1 : t 2 , that is, the duty ratio, can be changed while keeping the flicker period constant. If resistor R5 or R6 is configured with a variable resistor, the duty ratio can be made variable).
Furthermore, by changing the values of the capacitor charging resistor R 8 and the reference voltage setting resistor R 5 or R 6 , the flicker period and duty ratio can be changed. (If both R5 and R6 are configured with variable resistors, the period and duty ratio can be varied).
なお、５はバリスタ、D5はダイオードである。 Note that 5 is a varistor and D5 is a diode.
このように構成した結果、このフリツカリレー
は、フリツカ周期とデユーテイ比とを独立して変
化させることができ、しかも動作原理が簡単であ
るため、安定した動作を行わせることができる。
また、半導体の温度特性による影響がほとんどな
いため、温度変化に対しても銅貨が安定する。 As a result of this structure, the flicker relay can independently change the flicker period and the duty ratio, and since the operating principle is simple, stable operation can be achieved.
In addition, since there is almost no effect from the temperature characteristics of semiconductors, copper coins are stable against temperature changes.
この発明のパルス発振装置によれば、コンデン
サ充電用抵抗および基準電圧設定用抵抗のいずれ
か少なくとも一方を変化させることにより、デユ
ーテイ比およびフリツカ周期のいずれか少なくと
も一方を、デユーテイ比およびフリツカ周期の他
方に影響を与えることなく変えることができる。
According to the pulse oscillation device of the present invention, by changing at least one of the capacitor charging resistor and the reference voltage setting resistor, at least one of the duty ratio and the flicker period can be changed to the other of the duty ratio and the flicker period. can be changed without affecting the
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路
図、第２図は第１図の各部の波形図である。
……弛張発振回路、……比較部、……ス
イツチ部、R5，R6，R7……基準電圧設定用抵抗、
R8……コンデンサ充電用抵抗、R10，R11……分
圧抵抗、C2……コンデンサ、１……PUT、２，
４……コンパレータ、３……サイリスタ。
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a waveform diagram of each part of FIG. 1. ...relaxation oscillation circuit, ...comparison section, ...switch section, R5 , R6 , R7 ...resistor for setting reference voltage,
R 8 ... Capacitor charging resistor, R 10 , R 11 ... Voltage dividing resistor, C 2 ... Capacitor, 1 ... PUT, 2,
4...Comparator, 3...Thyristor.
Claims (1)
よびコンデンサの直列回路と、前記コンデンサ充
電用抵抗およびコンデンサの直列回路と並列に接
続した第１および第２の分圧抵抗の直列回路と、
前記コンデンサ充電用抵抗およびコンデンサの接
続点と前記第１および第２の分圧抵抗の接続点と
にアノードとゲートとをそれぞれ接続し前記コン
デンサ充電用抵抗およびコンデンサの直列回路の
コンデンサ側端にカソードを接続したPUTとか
らなる弛張発振回路と、 前記PUTの遮断状態におけるゲート電圧より
低い第１の基準電圧を設定するとともに前記第１
の基準電圧より低い第２の基準電圧を設定する基
準電圧設定用抵抗と、前記第１の基準電圧と前記
PUTのアノード電圧とを比較する第１のコンパ
レータとからなる比較部と、 前記第１のコンパレータの出力に応動して開閉
するスイツチ部と、 前記第２の基準電圧と前記PUTのゲート電圧
とを比較し前記ゲート電圧が前記第２の基準電圧
より低くなつたときに前記PUTのアノード・カ
ソード間をバイパスする第２のコンパレータとを
備え、 前記コンデンサ充電用抵抗および基準電圧設定
用抵抗の何れか少なくとも一方を可変にしたパル
ス発振装置。[Claims] 1. A series circuit of a capacitor charging resistor and a capacitor connected to a DC power source, and a series circuit of first and second voltage dividing resistors connected in parallel with the series circuit of the capacitor charging resistor and capacitor. and,
An anode and a gate are respectively connected to the connection point of the capacitor charging resistor and the capacitor and a connection point of the first and second voltage dividing resistors, and a cathode is connected to the capacitor side end of the series circuit of the capacitor charging resistor and the capacitor. a relaxation oscillator circuit consisting of a PUT connected to the PUT;
a reference voltage setting resistor for setting a second reference voltage lower than the reference voltage;
a comparison section consisting of a first comparator that compares the anode voltage of the PUT, a switch section that opens and closes in response to the output of the first comparator, and a switch section that compares the second reference voltage and the gate voltage of the PUT. a second comparator that bypasses the anode-cathode of the PUT when the gate voltage becomes lower than the second reference voltage; A pulse oscillation device in which at least one side is variable.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55155710A JPS5778212A (en) | 1980-10-31 | 1980-10-31 | Pulse oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55155710A JPS5778212A (en) | 1980-10-31 | 1980-10-31 | Pulse oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5778212A JPS5778212A (en) | 1982-05-15 |
| JPH0128536B2 true JPH0128536B2 (en) | 1989-06-02 |
Family
ID=15611806
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55155710A Granted JPS5778212A (en) | 1980-10-31 | 1980-10-31 | Pulse oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5778212A (en) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50116350U (en) * | 1974-03-05 | 1975-09-22 | ||
| JPS5421156A (en) * | 1977-07-18 | 1979-02-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Oscillation control circuit |
| JPS5432250A (en) * | 1977-08-17 | 1979-03-09 | Toshiba Corp | Pulse generator of wide range |
-
1980
- 1980-10-31 JP JP55155710A patent/JPS5778212A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5778212A (en) | 1982-05-15 |
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