JPH0128910B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数偏移キーイング（変調）を用
い且つ２線伝送ラインに結合されたモデムを局部
的に試験する装置に関するものである。このモデ
ムによつて送信される２つの周波数は、２つの受
信周波数よりも低く、データによつて制御される
マルチバイブレータの形態であり且つ送信フイル
タに結合された変調器によつて発生される。

この試験装置は、試験制御信号に応じて伝送ラ
イン側でモデムをルーピングする手段を具えてい
る。

この種のモデムは、たとえば、CCITTリコメ
ンデーシヨン（recommendation）V23に定めら
れるようなモデムであり、２つの周波数f₀±Δf
（ここに、f₀＝420HzおよびΔf＝30Hz）の形で75ボ
ーの速度でデータを送信し、２つの周波数F₀±
ΔF（ここに、F₀＝1700HzおよびΔF＝400Hz）の形
で1200ボーの速度でデータを受信する。これらモ
デムは、電話帳、ビデオテキスト等のような応用
に非常に広範囲の利用を見いだすことができ、簡
単で且つ安価に供給できることが重要である。変
調器を実現する一つの解決手段は、たとえば米国
特許第4039952号明細書に開示されているように、
データによつて周波数が制御されるマルチバイブ
レータ回路を用いることである。

さらに、局部試験装置はこれらモデムを具えな
ければならず、この試験は伝送ライン側でモデム
をルーピングした後に行なわれる。これは、
CCITTリコメンデーシヨンV54に示されるルー
ピング３である。このリコメンデーシヨンによれ
ば、試験に対して実現されるルーピングは、通常
動作の間に用いられる最大数の回路を含まなけれ
ばならない。

本発明の目的は、モデムの変更を最少にして、
モデムが伝送ライン側でループされるときに通常
動作の間に用いられるすべての回路の適切な機能
を点検する簡単かつ有効な試験装置を提供するこ
とにある。

本発明によれば、データ制御マルチバイブレー
タを、試験制御信号に応じて、前記受信周波数の
平均値と前記送信周波数の平均値との間の比にほ
ぼ等しい係数を前記送信周波数に乗算することに
より得られる２つの試験周波数を発生するように
構成し、送信フイルタを試験制御信号に応じて前
記試験周波数を伝達するように構成する。

変調器を構成する後述のマルチバイブレータの
好適な実施例では、周波数をデータの関数として
偏移する回路にいかなる変更を加えることなく、
２個の抵抗の非常に簡単な切換え後に、周波数の
乗算を行うことができる。一般には、送信フイル
タは普通の低域フイルタである。後述する好適な
実施例では、２つの試験周波数を伝達するために
送信フイルタを帯域フイルタに変換し、この変換
を抵抗の値の簡単な変更によつて行う。モデムを
試験するためには受信路にいかなる変更も必要と
しない。その理由は、試験中に受信路に供給され
る周波数が、通常動作中に受信する周波数の平均
値と同じ平均値を有するからである。

以下、本発明を図面に基いて説明する。

第１図は、モデムの局部試験を可能ならしめる
ように端子および接続部に接続したモデムの基本
回路図である。

一例として、問題となつているものは、以下、
電話加入者端にある端子に接続された前述の75ボ
ー／1200ボーデータモデムであるとする。

モデム１を、電話伝送ラインの２本の線L₁，
L₂に端子２および３によつて接続する。端子４
に、送信部５から到来するデータV_Dを受信し、
端子６から受信部７にデータを供給する。さらに
モデム１を端子８および９によつて加入者電話機
３０に接続し、端子１０によつて送信部５から到
来する試験制御信号V_cを受信する。

モデムの正常の動作を次に説明する。このモデ
ムは、周波数偏移変調を採用し、その送信路は変
調器１１を具えている。この変調器は、この実施
例では、75ビツト／秒の速度で端子４から到来す
るデータを受信し、データの関数として周波数f₁
＝420＋30Hzおよびf₂＝420−30Hzによつて与えら
れる信号を発生する。この変調器は、マルチバイ
ブレータ形の発振器であり、以下に説明する好適
な実施例では、送信フイルタ１２によつてろ波さ
れる３角形状信号を発生する。通常動作では、こ
のフイルタ１２は、２つの周波数f₁、f₂を伝達し
て数個の特定の要件を満足させなければならない
低域フイルタである。このフイルタ１２は、以下
にその実施例を示す能動フイルタであり、第１図
には抵抗とコンデンサとを有するフイルタ回路網
１３および増幅器１４により簡単な形で示してい
る。フイルタ１２の出力端子を、結合回路１６の
送信極１５に接続する。この結合回路は、モデム
１を伝送ラインL₁，L₂に結合する目的を有する。

モデム１の受信路を、前記結合回路１６の受信
極１７に接続する。このモデムは、伝送ライン
L₁，L₂から到来する周波数偏移変調信号を処理
する。この実施例では、変調速度は1200ボーであ
り、２つの受信周波数は、データの関数として、
F₁＝1700＋400HzおよびF₂＝1700−400Hzである。
受信路は、縦続に配置した受信フイルタ１８と復
調器１９とを具えている。この受信フイルタは周
波数F₁、F₂を通過し、周波数F₁、F₂の平均値F₀
＝1700 Hzを中心とする帯域を有する。前記復調
器は、再生したデータを端子６に供給する。

図示の実施例では、結合回路１６は、電圧源の
正端子から電圧Ｕが供給される演算増幅器２０を
具えている。前記電圧源の他方の端子は接地され
ている。この増幅器２０の２つの入力端子を、２
個の抵抗２１および２２によつて送信極１５に接
続し、増幅器の出力端子を受信極１７に接続す
る。増幅器２０の反転入力端子を、抵抗２３によ
つてその出力端子に接続し、非反転入力端子を、
変成器２５の巻線２４によつて電圧がＵ／２の端
子に接続する。変成器２５の他方の巻線２６の２
つの端子を、以下に説明するように、通常動作の
際にはモデムの２線極を構成する２つの端子２お
よび３に直接に接続する。結合回路１６を、通常
動作の際には最も可能な程度に平衡させて、送信
回路列１１，１２から到来する信号が受信回路列
１８，１９に実質的に存在しないだけでなく、伝
送ラインL₁，L₂から端子２および３を経て到来
する信号が存在しないようにする。この平衡は、
たとえば同じ値の２個の抵抗２１，２２と、変成
器２５の巻線２４の２つの端子から見込み且つ伝
送ラインのインピーダンスを主に有するインピー
ダンスの値にほぼ等しい抵抗２３とによつて実現
される。

モデムを試験するためには、伝送ライン端でそ
のルーピング（looping）を次のように実現しな
ければならない。すなわち、試験中には伝送ライ
ンには少しの信号も現われず、送信回路列１１，
１２から到来するデータ信号が受信回路列１８，
１９に現われないようにする。モデムのルーピン
グを実現するためには、結合回路１６を不平衡に
するのが一般的である。この不平衡は、変成器２
５の巻線２６を短絡することによつて実現する。
試験を行う瞬時にモデムのルーピングを実現する
ためには、コイル２７によつて形成されるリレー
と反転接点２８とを設ける。コイル２７は、電圧
Ｕの端子を有し、他方の端子は試験制御信号V_c
を受信する。この制御信号は、通常動作中には値
０を有し、試験中は値Ｕを有する。この信号V_c
は、たとえば第１図に示すように、手動切換回路
２９によつて発生する。この切換回路は、通常動
作中は位置Ｎにあり、試験中は位置Ｔにある。第
１図は通常動作中は、リレー２７が付勢され、反
転接点２８が位置ｔにあり、変成器２５の巻線２
６の２つの端子が送信ラインの２本の線L₁，L₂
に接続されている状態を示す。モデムの試験中
は、リレー２７は滅勢され、反転接点２８は位置
ｒにあり、巻線２６が短絡する。さらに、端子
８，９に接続された加入者電話機は、モデムの通
常動作中は短絡され、残りの期間中は伝送ライン
に接続されることがわかる。

モデムのルーピングは上述のように行われ、本
発明は、モデムのすべての回路の適切な動作の点
検を可能ならしめるために、試験中に最小の変形
で、420±30Hzで通常に動作する送信回路列を、
1700±400Hzで通常に動作する受信回路列に適合
させる手段を提供する。

本発明によれば、変調器１１を構成するマルチ
バイブレータを試験制御信号V_cによつて制御し
て、試験中に、通常動作中に送信される周波数f₁
およびf₂に対する比F₀／f₀にほぼ等しい係数ｎの
乗算により得られる２つの周波数f₁′およびf₂′を
データの関係として発生する。F₀は通常動作中
の２つの受信周波数F₁、F₂の平均値であり、f₀は
通常動作中の２つの送信周波数f₁およびf₂の平均
周波数である。同時に、送信フイルタ１２を制御
信号V_cによつて制御して、試験中に周波数f₁′＝
nf₁およびf₂′＝nf₂を送信させる。

この実施例では、試験中に変調器１１によつて
発生される周波数f₁′およびf₂′は、1700／420×（420
± 30）Hz1700±121Hzである。通常動作中は、前
述したように、フイルタ１２は、420±30Hzに等
しい２つの周波数f₁、f₂を伝達し且つ高周波数を
減衰する低域フイルタである。試験中は、このフ
イルタは、２つの周波数f₁′、f₂′を通過する帯域
フイルタになるように変換される。以下は変調器
１１を構成するマルチバイブレータと送信フイル
タ１２との好適な例について説明する。これによ
り、試験に必要とされる特性を、通常動作中にす
べての回路を実質的に用いることによつて、非常
に簡単に変形することができる。モデムの他の回
路すなわち結合回路１６と受信回路列１８，１９
とについては他のいかなる変形も不要である。
1700±121Hzに等しく且つ試験中に受信回路列に
供給される２つの周波数f₁′、f₂′は、通常動作中
に受信される２つの周波数1700±400Hzの平均周
波数F₀＝1700Hzの周に実際に正確に中心を有す
る。他方、この実施例では、受信回路列に供給さ
れる信号の周波数偏移は、通常動作中の間（2ΔF
＝F₁−F₂＝800Hz）よりも試験中の間（2Δf′＝
f₁′−f₂′＝242Hz）の方が小さく、このことは２つ
の周波数f₁′、f₂′が、顕著なレベルの減少を生じ
ることなしに、受信フイルタ１８を通過するよう
にする。

第２図は、通常動作中に用いられる周波数f₁、
f₂または周波数f₁′＝nf₁、f₂′＝nf₂をデータの関数
として発生する容易に切換えできるマルチバイブ
レータの形態で実施される変調器１１の好適な実
施例を示す。

第２図の変調器は、演算増幅器３１とこの増幅
器３１の反転入力端子と出力端子との間に接続し
た容量がＣのコンデンサ３２とから形成した積分
回路と、回路網３３とを具えている。回路網３３
の出力端子は、演算増幅器３１の反転入力端子に
接続されている。この回路網３３は、他方の端子
３５に２レベル電圧V_iを受信し、その制御端子３
６にデータ信号V_Dを受信する。後述するように、
データ信号V_Dの値に特に依存する電流が、回路
網３３の端子３４と３５との間を流れる。このた
めには、回路網３３を、端子３４と３５との間に
接続された抵抗値がそれぞれR₀およびR₃の２個
の直列抵抗３７および３８と、抵抗３７と３８と
の接続点と“排他的OR”回路の出力端子との間
に接続された抵抗値がR₄の抵抗３９とによつて
形成する。この“排他的OR”回路の一方の入力
端子を回路網３３の端子３５に接続し、他方の入
力端子をこの回路網の制御端子３６に接続する。
増幅器３１および“排他的OR”回路４０には、
電圧源Ｕによつて電圧を供給する。増幅器３１の
非反転入力端子を、電圧Ｕ／２に接続する。増幅
器３１の出力信号は、変調器の出力信号V_sを構
成する。

抵抗値がR₁の抵抗４１によつて、演算増幅器
３１の出力端子を、比較器を構成する演算増幅器
４２の反転入力端子に接続する。この演算増幅器
４２には電圧源Ｕにより電圧を供給し、その非反
転入力端子を電圧Ｕ／２に接続する。比較器４２
の出力端子を、電圧Ｕが供給されるインバータ４
３に接続する。インバータ４３の出力端子を、回
路網３３の端子３５と回路網４６の端子４４とに
接続する。回路網４６の他方の端子４５を、比較
器４２の反転入力端子に接続する。後述するよう
に、回路網４６の端子４４と４５との間に、制御
端子４７に供給され且つ第１図の切換回路２９か
ら到来する試験制御信号V_cの値に特に依存する
電流が流れる。

このためには回路網４６を、端子４４と分圧器
５０の一端との間に接続した抵抗４９と、その分
圧器の他端と“排他的OR”回路５２の出力端子
との間に接続した抵抗５１とによつて構成する。
分圧器５０の可動接点を、比較器４２の反転入力
端子に接続する。可動接点と端子４４との間にあ
る抵抗の値を以後R₂で示し、可動接点と“排他
的OR”回路５２の出力端子との間にある抵抗の
値をR′₂で示す。この“排他的OR”回路の２つの
入力端子を、回路網４６の端子４４および４７に
それぞれ接続する。

インバータ４３の出力端子に、２レベル電圧V_i
が得られる。この電圧は、比較器４２の反転入力
端子の電圧V₁が電圧Ｕ／２よりも幾分高くなる
と値０から値Ｕに変化し、電圧V₁が電圧Ｕ／２
よりも幾分小さくなると値Ｕから値０に変化す
る。このトリガ動作は、インバータ４３の出力電
圧V_iが０からＵに変わるとき、電圧V₁は値Ｕ／
２からＵ／２より充分高い電圧に急に増大し、出
力電圧V_iがＵから０に変わるとき、電圧V₁は値
Ｕ／２からＵ／２よりも充分低い値に急に減少す
るという事実のために、一定のヒステリシスを有
して発生する。この動作モードは、シユミツトト
リガとして既知の回路の動作モードに類似してい
る。

第２図の変調器の動作を、次に説明する。この
動作を第３図の波形によつて示す。波形３ａは比
較器４２の反転入力端子における信号V₁を示し、
波形３ｂはインバータ４３の出力端子における２
レベル信号V_iを示し、波形３ｃは発振器の出力信
号V_sを示す。

この説明の出発点は、減少信号V₁が比較器４
２の非反転入力端子に供給される電圧Ｕ／２に達
する瞬時t₀の直前の瞬時である。このとき信号V_i
は、値Ｕを有している。回路網４６を端子４４か
ら端子４５に流れる電流I_nは、試験制御信号V_c
が値０またはＵを有するかどうかによつて２つの
値をとることができる。この電流I_nの２つの値が
次式で表わされることは簡単にわかる。

I_n1＝Ｕ／２（１／R₂＋１／R′₂）V_c＝０に対して (1) I_n2＝Ｕ／２（１／R₂−１／R′₂）V_c＝Ｕに対して (2) 電流I_nは、また、抵抗値がR₁の抵抗４１を流
れるので、瞬時t₀の直前に変調器によつて出力さ
れた信号V_snが試験制御信号V_cの関数として次の
ような２つの値をとり得ることがわかる。

V_Sn1＝Ｕ／２〔１−R₁（１／R₂＋１／R′₂）〕V_c＝０に
対し て (3) V_Sn2＝Ｕ／２〔１−R₁（１／R₂−１／R′₂）〕V_c＝Ｕに
対し て (4) 瞬時t₀で、比較器４２の状態が変わり、信号V_i
は０にまで降下し、信号V₁はＵ／２より小さい
値に急に減少する。このとき電流ｉが、回路網３
３を端子３４から端子３５に流れる。この電流
は、コンデンサ３２に供給されなければならな
い。この場合この電流ｉは、データ信号V_Dが値
０またはＵを有するかによつて２つの値をとるこ
とができる。実際には、演算増幅器３１の反転入
力端子の信号はＵ／２に等しく保持されるので、
電流ｉの２つの値が次式のようになることは容易
にわかる。

i₁＝Ｕ／２ １／R₃＋１／R₄／１＋R₀（１／R₃＋１／R₄
）V_D＝０に対して(5) i₂＝Ｕ／２ １／R₃＋１／R₄／１＋R₀（１／R₃＋１／R₄
）V_D＝Ｕに対して(6) 容量がＣであるコンデンサ３２に供給される電
流ｉは、瞬時t₀後はほぼ一定に保持され、変調器
の出力信号V_sは傾きｉ／Ｃで直線的に増大する。
ここでは、ｉはデータ信号V_Dの値に従つて値i₁ま
たは値i₂をとることができる。

信号V₁も増加し、比較器４２の非反転入力端
子に供給される電圧Ｕ／２に達する瞬時t₁の直前
に、回路網４６を流れる電流は、瞬時t₀の直前に
流れる電流I_nと比べて反対方向に、(1)式および(2)
式に示される値I_n1およびI_n2を試験制御信号V_cの
関数として有することができる。瞬時t₁の直前に
変調器によつて出力される信号V_SMが、試験制御
信号V_cの関数として次のような２つの値をとり
得ることがわかる。

V_SM1＝Ｕ／２〔１＋R₁（１／R₂＋１／R′₂）〕V_c＝０ に対して (7) V_SM2＝Ｕ／２〔１＋R₁（１／R₂−１／R′₂）〕V_c＝Ｕ に対して (8) 瞬時t₁で比較器４２の状態が変わり、インバー
タ４３は信号V_i＝Ｕを発生し、信号V₁はＵ／２
より高い値に急に増大する。このとき回路網３３
を流れる電流ｉは、データ信号V_Dの値に従つて
２つの値ｉまたはi₂のうち一方を保持しながら、
その方向を反転する。出力信号V_sは、瞬時t₀後の
傾斜と同じ絶対値を有する傾斜で直線的に減少す
る。瞬時t₂では、回路は瞬時t₀に対して説明した
のと同様に動作する。

出力信号V_sが増大または減少する傾斜ｉ／Ｃ
を次のようにも書くことができることが、波形３
ｃから容易にわかる。

V_SM−V_Sn／Ｔ／２ Ｔは、信号V_sの周期である。このことから、
一般に変調器の出力信号V_sの周波数を次のよう
に書くことができることがわかる。

ｆ＝ｉ／Ｃ １／V_SM−V_Sn (9) この(9)式に、(5)式および(6)式によつて与えられ
るｉの２つの可能な値のうちの１つを、(3)式およ
び(4)式によつて与えられるV_SMの可能な値のうち
の１つを、および(7)式および(8)式によつて与えら
れるV_SMの可能な値のうちの１つを代入すること
によつて、周波数ｆに対して異なる可能な値が、
データ信号V_Dおよび試験制御信号V_cの関数とし
て得られる。通常動作において、すなわちV_c＝
０に対して、次式が得られる。

V_D＝０に対して、 f₁＝R₂R′₂／R′₂＋R₂・１／4CR₁〔１／R₃＋１／R₄／１
＋R₀（１／R₃＋１／R₄）〕(10) V_D＝Ｕに対して、 f₂＝R₂R′₂／R′₂＋R₂・１／4CR₁〔１／R₃−１／R₄／１
＋R₀（１／R₃＋１／R₄）〕 (11) 試験モードでは、すなわちV_c＝Ｕに対しては、
次式が得られる。

V_D＝０に対して、 f′₁＝R₂・R′₂／R′₂−R₂・１／4CR₁〔１／R₃＋１／R₄
／１＋R₀（１／R₃＋１／R₄）〕 (12) V_D＝Ｕに対して、 f₂′＝R₂・R′₂／R′₂−R₂・１／4CR₁〔１／R₃−１／R₄
／１＋R₀（１／R₃＋１／R₄）〕 (13) これらの式は、f₁′＝nf₁およびf₂′＝nf₂で表われ
る乗数ｎが、次の値を有することを示している。

ｎ＝R′₂＋R₂／R′₂−R₂ 実際には、変調器の種々の抵抗を調整して、通
常動作の間にこれら抵抗が必要な周波数f₁および
f₂を発生し、試験の間に必要な比ｎによつて乗算
された周波数f₁およびf₂を発生するようにするこ
とができる。第２図に示すように接続した分圧器
５０を回路網４６に設けるのが有益である。した
がつて、乗数ｎの最終的な調整は、和R′₂＋R₂が
一定に保持されるので周波数f₁およびf₂を実質的
に変えることなく、この分圧器の可動接点によつ
て行うことができる。

第２図の回路図から、通常動作で用いられる変
調器のすべての要素が、試験中でも動作すること
は明らかである。さらに、データ信号V_Dによる
周波数変調は、２つの動作モードにおいて全く同
様に行われることがわかる。このことは、試験の
効率にさらに貢献する。

第２図に示す変調器の他の利点は、単一の電圧
源しか必要としないということである。その理由
は、演算増幅器の入力端子に供給される基準電圧
Ｕ／２を、この電圧源に接続した分圧器によつて
得ることができるからである。能動回路を
CMOS技術で実施することは有益であり、この
ことはこれら回路の出力抵抗を減少させ、したが
つて温度に対するそれらの絶対的な変化を減少さ
せる。

第４図は、送信フイルタ１２の一実施例の回路
図である。このフイルタは、通常動作中に周波数
f₁、f₂を伝達するための低域ろ波機能から、試験
中に周波数f₁′＝nf₁およびf₂′＝nf₂を伝達するため
の帯域ろ波機能に容易に切換えることができる。
この実施例の特別の利点は、２つの動作モードの
際にすべての回路が動作することである。

第４図に示すフイルタは、電圧源Ｕにより電圧
が供給される演算増幅器６０を具える能動フイル
タである。このフイルタは、入力電圧V_eを受け
る入力端子６１と、増幅器６０に接続され出力電
圧V_sを発生する出力端子６２とを有している。
入力端子６１を、抵抗値がそれぞれR₁₆および
R₁₅である抵抗６３および６４の直列回路によつ
て形成した分圧器の一端に接続する。分圧器の他
端を接地し、その共通接続点を増幅器６０の非反
転入力端子に接続する。この増幅器の反転入力端
子を、抵抗値がそれぞれR₁₂およびR₁₃である２
個の抵抗６５および６６の接続点に接続する。抵
抗６５の他端を増幅器６０の出力端子に接続し、
抵抗６６の他端を接地する。同一値C₁を有する
２個のコンデンサ６７および６８の直列回路を、
抵抗６５の端子に接続する。これらコンデンサの
接続点を、回路６９を経てフイルタの端子６１に
接続する。回路６９は、試験制御信号V_cによつ
て変化する抵抗値がR₁₁の抵抗として動作する。
この回路６９は抵抗７０によつて形成し、この抵
抗の端子に、抵抗７１とNPNトランジスタ７２
のエミツターコレクタ路との直列回路を接続す
る。図に示す方向にダイオード７３を、このトラ
ンジスタのベースとエミツタとの間に接続する。
トランジスタ７２のベースは、抵抗７４を経て試
験制御信号V_cを受信する。通常動作中は、トラ
ンジスタ７２は非導通であり、回路６９の抵抗値
R₁₁は抵抗７０の抵抗値に等しい。試験中は、ト
ランジスタ７２は導通し、回路６９の抵抗値R₁₁
は、抵抗７０と７１との並列回路の抵抗値と同一
である。

前述したフイルタの伝達関数Ｈ（ｐ）＝V_s／Ve
を一般的な形で次のように書くことができること
がわかる。

Ｈ（ｐ）＝Ａ（ω²／_r／Ｋ＋p²）／ω²／_r＋ｐω_r／Ｑ
＋p²＋A′pω_r／Ｑ／ω^2r＋ｐω_r／Ｑ＋p²(14) ここにｐ＝jω、ω＝2πf である。

当業者には、Ｋ＜１の場合に、（14）式の第１
項は、共振周波数f_r＝ω_r／2πに対して最大伝達を
有し、周波数f_z＝f_r／√に対して零伝達を有す
る２次低域フイルタの伝達関数であることは明ら
かである。第５図の曲線LPは、（14）式の第１項
に相当する低域フイルタのゲイン｜Ｈ（ｐ）｜を周
波数ｆの関数として示す。このゲインはdBで表
わしており、正確な値は（14）式に基いて容易に
得ることができる。

（14）式の第２項は、周波数f_r＝ω_r／2πをほぼ
中心とする帯域を有する帯域フイルタの伝達関数
である。

通常動作モードおよび試験モードに対してこの
フイルタが有さなければならない２つの形態を定
めるためには、通常動作中に伝達される２つの周
波数f₁、f₂が420±30Hzの値を有し、試験中に伝
達される２つの周波数f₁′、f₂′が1700±121Hzの値
を有するすでに前述した例を以下に用いる。

通常動作モードに対しては、フイルタの要素を
次のように選ぶ。すなわち、その伝達関数が第５
図の曲線LPによつて示す形状のゲインを有する
低域フイルタの伝達関数と同じである、すなわち
（14）式の第１項のみを含み第２項を含まないよ
うにする。フイルタの選択は、（15）式の５個の
式に基いて行うことができる。特に、（14）式の
第２項を除去するためには、A′はA′＝０で一定
でなければならない。この場合、伝達すべき周波
数f₁、f₂よりも幾分高くすることのできる周波数
f_r＝ω_r／2πは一定である。たとえば、f₁、f₂＝420
±30Hzを伝達するにはf_r＝532Hzである。フイル
タが零値を有する点で周波数f_zは一定である。こ
のことは、Ｋを一定にすることを意味している。
ここに選んだ実施例では、f_z＝1350Hzであり、こ
れは通常動作中にモデムによつて受信された周波
数F₁、F₂＝1700±400Hzのうちの１つに非常に接
近している。最後にＡおよびＱの値を選ぶことに
よつて、低域フイルタのゲイン曲線の形状は完全
に定まる。したがつて、コンデンサC₁の値を一
定にすることによつて、抵抗R₁₁、R₁₂、R₁₃、
R₁₅、R₁₆の値を（15）式の５個の式から決定す
ることができる。

フイルタが低域フイルタとして機能するように
前述のごとく決定された回路６９の抵抗値を、
R^N ₁₁で示す。試験中に、帯域フイルタの共振周波
数f_r′の周囲で中心を有する２つの周波数f₁′、
f₂′の伝達のための帯域内で動作するようにする
ためには、回路６９に次のような異なる抵抗値
R^T ₁₁を与えることで充分である。

R^T ₁₁＝R^N／₁₁／m² ここに ｍ＝f′_r／f_r （16） 実際には、R^N ₁₁と異なる抵抗値を回路６９に与
えることによつて、帯域フイルタの伝達関数を表
わす（14）式の第２項はもはや零に等しくならな
い。回路６９に抵抗値R^N ₁₁／m²を与え、フイルタ
の他の要素を同一値に保持することによつて、
（15）式に従つて以下のことがわかる。

−ω_rはω′_r＝2πf′_r＝mω_rとなり、 −ＱはQ′＝mQとなり、 −A′はA″＝Ａ（１＋R₁₂／R₁₃＋R₁₂／2R^N／₁₁m²）−
R₁₂m²／2R^N／₁₁ となり、 −ＡとＫは交換される。フイルタの伝達関数は
次のようになる。

H′（ｐ）＝Ａ（ω′²／_r／R₃＋p²）／ω′²／_r＋ｐω
′r／Q′＋p²＋A″pω′／Q′／ω′²／_r＋ｐω′／Q′
＋p² （17） f_r′＝ω_r′／2πの周辺の一定の周波数範囲内で
は、（17）式の第２項は主要部である。この第２
項は、共振周波数f_r′をほぼ中心とする帯域フイ
ルタの伝達関数に相当する。このフイルタのゲイ
ンは、共振周波数f_r′に対するA″にほぼ等しい。
このゲインは、周波数ｆが無限大の方にいくとＡ
に近づき、周波数ｆが０の方へいくとＡ／Ｋに近
づく。

（17）式に相当するフイルタのゲインは、第５
図に曲線BPによつて示す形状を周波数の関数と
して有している。このゲインは、周波数f_r′に対
して最大である。２つの周波数f_r′およびf₂′は、
周波数f_r′の両側に位置し、減少した減衰で伝達
される。第５図の軸上にプロツトした数値は、一
例として前述の実施例に用いたモデムに対して実
現される伝達フイルタに相当している。

通常動作に対する低域フイルタのゲイン曲線
LPから、試験モードの動作に対する帯域フイル
タのゲイン曲線BPへの変化は、回路６９の抵抗
値を（16）式に従つてR^N ₁₁からR^N ₁₁／m²に簡単に
変えることによつて行われる。選ばれた実施例で
は、ｍ＝1700／5323.19である。回路６９の抵抗値 の変化は、前述したように試験制御信号V_cによ
つて行う。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明試験装置を具えるモデムの基
本回路図、第２図は、本発明試験装置に用いるの
に適する変調器の実施例の回路図、第３図は、第
２図に示す変調器の動作を説明するための信号波
形図、第４図は、本発明試験装置に用いるのに適
する伝達フイルタの実施例の回路図、第５図は、
通常動作の間および試験の間における第４図の伝
達フイルタのゲートを示す図である。 １……モデム、５……送信部、７……受信部、
１１……変調器、１２……送信フイルタ、１３…
…フイルタ回路網、１６……結合回路、２０，３
１……演算増幅器、２１，２２……抵抗、２５…
…変成器、２７……コイル、２９……手動切換回
路、３０……加入者電話機、３２……コンデン
サ、４０，５２……排他的OR回路、４３……イ
ンバータ、４６……回路網、５０……分圧器、６
０……増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周波数偏移キーイングを用い且つ２線伝送ラ
   インに結合されたモデムを局部的に試験する装置
   であつて、このモデムによつて送信される２つの
   周波数は、２つの受信周波数よりも低く、データ
   によつて制御されるマルチバイブレータの形態で
   あり且つ送信フイルタに結合された変調器によつ
   て発生され、試験制御信号に応じて伝送ライン側
   でモデムをルーピングする手段を具えるモデム試
   験装置において、前記データ制御マルチバイブレ
   ータを、前記試験制御信号に応じて、前記受信周
   波数の平均値と前記送信周波数の平均値との間の
   比にほぼ等しい係数を前記送信周波数に乗算する
   ことにより得られる２つの試験周波数を発生する
   ように構成し、前記送信フイルタを前記試験制御
   信号に応じて前記試験周波数を伝達するよう構成
   したことを特徴とするモデム試験装置。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の試験装置に用
   いるのに適し、トリガヒステリシスを有する双安
   定回路の入力端子に出力端子を接続した積分回路
   により構成した変調器であつて、前記双安定回路
   の出力端子を、第１抵抗回路網によつて積分回路
   の入力端子に接続し、前記第１抵抗回路網は、こ
   の回路網によつて前記積分回路に供給される電流
   をデータ信号の関数として制御する論理手段を具
   え、周波数がデータ信号に基づく三角波状信号を
   前記積分回路が発生するようにした変調器におい
   て、第２抵抗回路網を前記双安定トリガ回路の出
   力端子と入力端子との間に接続し、この第２抵抗
   回路網は、この回路網を流れる電流を前記試験制
   御信号の関数として制御する論理手段を具え、前
   記第１抵抗回路網および第２抵抗回路網の抵抗
   を、データ信号の関数として発生する周波数が、
   通常動作の間に必要な値f₁およびf₂を有し、試験
   モードの間に値nf₁およびnf₂を有するように選択
   し、前記ｎを前記乗算係数としたことを特徴とす
   る変調器。 ３ 特許請求の範囲第２項に記載の変調器におい
   て、トリガヒステリシスを有する前記双安定回路
   を、演算増幅器で構成し、この演算増幅器の入力
   端子を基準電圧に接続し、その出力端子をインバ
   ータ回路に接続した変調器において、前記第２抵
   抗回路網を、前記インバータ回路の出力端子と排
   他的OR回路の出力端子との間に接続した２つの
   抵抗回路の直列配置によつて形成し、前記排他的
   OR回路の一方の入力端子を前記インバータ回路
   の出力端子に接続し、他方の入力端子は前記試験
   制御信号を受信し、前記２つの抵抗回路の接続点
   を前記演算増幅器の他方の入力端子に接続したこ
   とを特徴とする変調器。 ４ 特許請求の範囲第１項に記載の試験装置に用
   いるのに適する送信フイルタにおいて、このフイ
   ルタを能動フイルタとし、その要素を、伝達関数
   が２次低域フイルタに相当する第１項と２次帯域
   フイルタに相当する第２項との和となるように構
   成し、前記要素を、通常動作の間は前記第２項が
   ほぼ除去され、前記第１項に相当する帯域フイル
   タの共振周波数f_rが２つの周波数f₁およびf₂の伝
   達を許容するように選択し、フイルタを前記試験
   制御信号により変更して、試験モードの間に、前
   記第２項に相当する帯域フイルタの共振周波数
   f_r′が、試験周波数nf₁およびnf₂の平均値にほぼ等
   しくなるようにし、前記ｎを前記乗算係数とした
   ことを特徴とする送信フイルタ。 ５ 特許請求の範囲第４項に記載の送信フイルタ
   において、前記試験制御信号が、通常動作の間お
   よび試験モードの間にフイルタの共振周波数を定
   める抵抗の値に作用することを特徴とする送信フ
   イルタ。 ６ 特許請求の範囲第２項または第３項に記載の
   変調器を用いるモデム試験装置。 ７ 特許請求の範囲第４項または第５項に記載の
   送信フイルタを用いるモデム試験装置。