JPH01291666A - インバータの同期検出装置 - Google Patents
インバータの同期検出装置Info
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- JPH01291666A JPH01291666A JP63121101A JP12110188A JPH01291666A JP H01291666 A JPH01291666 A JP H01291666A JP 63121101 A JP63121101 A JP 63121101A JP 12110188 A JP12110188 A JP 12110188A JP H01291666 A JPH01291666 A JP H01291666A
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- Japan
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- inverter
- voltage
- bus
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、パルス幅変調制御により３相交流電力を出
力するインバータと、他の交流電源との電圧位相差を検
出する、インパークの同期検出装置に関する。
力するインバータと、他の交流電源との電圧位相差を検
出する、インパークの同期検出装置に関する。
第５図は複数のインバータを並列運転する場合を示した
一般的な主回路接続図である。この第５図は直流電源２
から直流電力を供給される３台のインバータ２１．２２
．２３が、それぞれ直流を交流に変換しており、これら
のインバータが別個の出カリアクドル３１．３２．３３
を介して３相交流母線４に交流電力を出力しているので
、負荷５．６゜７はこの交流電力で運転している。
一般的な主回路接続図である。この第５図は直流電源２
から直流電力を供給される３台のインバータ２１．２２
．２３が、それぞれ直流を交流に変換しており、これら
のインバータが別個の出カリアクドル３１．３２．３３
を介して３相交流母線４に交流電力を出力しているので
、負荷５．６゜７はこの交流電力で運転している。
すなわち３台のインバータ２１．２２．２３ ハ相互に
並列接続されて運転しているのであるが、これらを並列
接続する際に、各インバータ２１．２２゜２３が出力す
る交流電圧の位相、あるいは電圧値に差異があると、各
インバータ相互間に検流が流れ、出力電流に不平衡を生
じることになるので、これらの出力交流電圧は同一位相
・同一電圧値となるように運転されなければならない、
しがしながら、本発明は位相を同期させる部分に関する
ものであるから、電圧値を一致させる制御について説明
は省略する。
並列接続されて運転しているのであるが、これらを並列
接続する際に、各インバータ２１．２２゜２３が出力す
る交流電圧の位相、あるいは電圧値に差異があると、各
インバータ相互間に検流が流れ、出力電流に不平衡を生
じることになるので、これらの出力交流電圧は同一位相
・同一電圧値となるように運転されなければならない、
しがしながら、本発明は位相を同期させる部分に関する
ものであるから、電圧値を一致させる制御について説明
は省略する。
第６図はインバータの位相同期制御の従来例を示した制
御ブロック図である。この第６図は、たとえば第５図に
示す３台のインバータのうちの１台、すなわちインバー
タ２１を運転して出カリアクドル３１ と３相交流母線
４とを介して負荷５゜６．７に電力を供給している状態
にあり、ここで２台目のインバータ２２はこの３相交流
母線４の電圧を検出し、この検出電圧とインバータ２２
を制御する信号との位相を比較し、位相差零となった時
点でこのインバータ２２を始動させる場合の回路図であ
る。
御ブロック図である。この第６図は、たとえば第５図に
示す３台のインバータのうちの１台、すなわちインバー
タ２１を運転して出カリアクドル３１ と３相交流母線
４とを介して負荷５゜６．７に電力を供給している状態
にあり、ここで２台目のインバータ２２はこの３相交流
母線４の電圧を検出し、この検出電圧とインバータ２２
を制御する信号との位相を比較し、位相差零となった時
点でこのインバータ２２を始動させる場合の回路図であ
る。
この第６図において、１台目のインバータ２１が始動す
ると、３相交流母線４には電圧が発生するので、このう
ちの１相を母線電圧検出回路４１で検出し、これをバン
ドパスフィルタ４２を通過させることで、母線電圧波形
の基本波成分のみを取り出す。
ると、３相交流母線４には電圧が発生するので、このう
ちの１相を母線電圧検出回路４１で検出し、これをバン
ドパスフィルタ４２を通過させることで、母線電圧波形
の基本波成分のみを取り出す。
一方、１台目のインバータと並列運転しようとしている
インバータ２２を制御する信号Ｂを出力しているインバ
ータ制御回路５１が発生する。母線電圧波形と位相とを
一致させるためにわずかだけ母線電圧波形と周波数をず
らせた制御信号と、前述のバンドパスフィルタ４２の出
力波形とを位相比較回路５０において比較し、両波形の
位相が一致したことを検出すれば、同期投入信号Ａを発
生して、この２台目のインバータ２２を始動させる。
インバータ２２を制御する信号Ｂを出力しているインバ
ータ制御回路５１が発生する。母線電圧波形と位相とを
一致させるためにわずかだけ母線電圧波形と周波数をず
らせた制御信号と、前述のバンドパスフィルタ４２の出
力波形とを位相比較回路５０において比較し、両波形の
位相が一致したことを検出すれば、同期投入信号Ａを発
生して、この２台目のインバータ２２を始動させる。
第７図はパルス幅変調制御インバータが出力する電圧波
形を示した波形図であって、第７図（イ）は高調波を含
んでいるインバータ出力電圧波形であり、第７図（ロ）
はこのインバータ出力電圧の基本波成分である。
形を示した波形図であって、第７図（イ）は高調波を含
んでいるインバータ出力電圧波形であり、第７図（ロ）
はこのインバータ出力電圧の基本波成分である。
インバータが出力する交流の電圧と周波数とを所望値に
制御し、かつ出力交流に含まれる高調波成分を極力少な
くするために、パルス幅変調制御インパーク（以下では
パルス幅変調をＰ Ｗ Ｍと略記する）が好適であって
多用されているが、それでも第７図（イ）に示すような
波形となる。
制御し、かつ出力交流に含まれる高調波成分を極力少な
くするために、パルス幅変調制御インパーク（以下では
パルス幅変調をＰ Ｗ Ｍと略記する）が好適であって
多用されているが、それでも第７図（イ）に示すような
波形となる。
一方、第６図の従来例回路に示す位相比較回路５０は、
比較すべき２つの波形の零点を検知してそれぞれを矩形
波に変換し、これら２つの矩形波の立上り点（または立
下り点）の時間間隔の計測、あるいは位相差に比例した
電圧から、両波形の位相差を検出している。従って第７
図（イ）に示すようなＰＷＭ波形の場合には、これから
直接位相差を検出するのは困難である。よって第６図に
示すように、３相交流母線４から検出した電圧を、バン
ドパスフィルタ４２を通過させることで、第７図（イ）
に示すＰＷＭ波形の基本波成分（第７図（ロ）参照）を
取出すようにしている。
比較すべき２つの波形の零点を検知してそれぞれを矩形
波に変換し、これら２つの矩形波の立上り点（または立
下り点）の時間間隔の計測、あるいは位相差に比例した
電圧から、両波形の位相差を検出している。従って第７
図（イ）に示すようなＰＷＭ波形の場合には、これから
直接位相差を検出するのは困難である。よって第６図に
示すように、３相交流母線４から検出した電圧を、バン
ドパスフィルタ４２を通過させることで、第７図（イ）
に示すＰＷＭ波形の基本波成分（第７図（ロ）参照）を
取出すようにしている。
第８図はバンドパスフィルタの特性を示したグラフであ
って、横軸は周波数、縦軸はゲイン（単位はｄＢ）と位
相（単位は度）をあられしているが、この第８図に図示
の曲線Ｃ１はバンドパスフィルタ４２のＱが小さい場合
のゲイン特性を、曲線Ｃ２はＱが大の場合のゲイン特性
であり、曲線り、はＱが小さい場合の位相特性、曲線Ｄ
ｔはＱが大の場合の位相特性を、それぞれがあられして
いる。従ってこの第８図からあきらかなように、バンド
パスフィルタ４２の中心周波数ｆ０をインバータ２２の
出力周波数に一致させれば、位相のずれを零の状態で基
本波成分を取出すことができる。
って、横軸は周波数、縦軸はゲイン（単位はｄＢ）と位
相（単位は度）をあられしているが、この第８図に図示
の曲線Ｃ１はバンドパスフィルタ４２のＱが小さい場合
のゲイン特性を、曲線Ｃ２はＱが大の場合のゲイン特性
であり、曲線り、はＱが小さい場合の位相特性、曲線Ｄ
ｔはＱが大の場合の位相特性を、それぞれがあられして
いる。従ってこの第８図からあきらかなように、バンド
パスフィルタ４２の中心周波数ｆ０をインバータ２２の
出力周波数に一致させれば、位相のずれを零の状態で基
本波成分を取出すことができる。
しかし曲線ＣＩのようにＱが小さい場合にはゲインの周
波数特性は広がりを有しているので、高調波成分の減衰
が十分にできないので、この高調波成分のために零点検
知が確実に行われない。
波数特性は広がりを有しているので、高調波成分の減衰
が十分にできないので、この高調波成分のために零点検
知が確実に行われない。
第９図はバンドパスフィルタによる不具合を説明した図
であって、第９図（イ）はフィルタ回路の構成を、第９
図（ロ）はバンドパスフィルタ４２の出力波形を、第９
図（ハ）は零点検知回路４５の出力波形を、それぞれが
あられしている。
であって、第９図（イ）はフィルタ回路の構成を、第９
図（ロ）はバンドパスフィルタ４２の出力波形を、第９
図（ハ）は零点検知回路４５の出力波形を、それぞれが
あられしている。
この第９図（ロ）に示すように、バンドパスフィルタ４
２による高調波成分の減衰が不十分であると、電圧リッ
プルにより、第９図（ハ）に示すように、零点検知回路
４５の出力にパルス割れを生じる。それ故このようなパ
ルス割れにより次段の位相比軸回路５０における正しい
位相比較を期待することができない。
２による高調波成分の減衰が不十分であると、電圧リッ
プルにより、第９図（ハ）に示すように、零点検知回路
４５の出力にパルス割れを生じる。それ故このようなパ
ルス割れにより次段の位相比軸回路５０における正しい
位相比較を期待することができない。
そこで第８図に示す曲線Ｃ！のように、このバンドパス
フィルタ４２のＱを大にすることで高調波成分の減衰度
合を大にすると、位相特性は逆に曲線り、に示すように
ｆ６付近の周波数で傾斜が象、になるので、当該バンド
パスフィルタ４２の中心周波数をｒｏに調整するのが困
難になって、出力周波数がこの中心周波数ｆ、かられず
かにずれただけでも大きな位相のずれを生じることとな
る。
フィルタ４２のＱを大にすることで高調波成分の減衰度
合を大にすると、位相特性は逆に曲線り、に示すように
ｆ６付近の周波数で傾斜が象、になるので、当該バンド
パスフィルタ４２の中心周波数をｒｏに調整するのが困
難になって、出力周波数がこの中心周波数ｆ、かられず
かにずれただけでも大きな位相のずれを生じることとな
る。
第１０図はバンドパスフィルタを複数個カスケード接続
した回路図であって、２個のバンドパスフィルタ４２
と４３ とをカスケード接続することで高調波成分を十
分に減衰させようとしている。
した回路図であって、２個のバンドパスフィルタ４２
と４３ とをカスケード接続することで高調波成分を十
分に減衰させようとしている。
第１１図は第１Ｏ図に示す回路の特性を示したグラフで
あって、横軸は周波数、縦軸はゲイン（単位ｄＢ）と位
相（単位塵）をあられしているが、この第１１図に図示
の曲線Ｃ１はバンドパスフィルタ４２が１個の場合のゲ
イン特性を、曲線Ｃ４は２個のバンドパスフィルタ４２
と４３をカスケード接続した場合のゲイン特性を、曲線
り、は１個の場合の位相特性を、曲線Ｄ４は２個カスケ
ード接続の場合の位相特性を、それぞれがあられしてい
る。
あって、横軸は周波数、縦軸はゲイン（単位ｄＢ）と位
相（単位塵）をあられしているが、この第１１図に図示
の曲線Ｃ１はバンドパスフィルタ４２が１個の場合のゲ
イン特性を、曲線Ｃ４は２個のバンドパスフィルタ４２
と４３をカスケード接続した場合のゲイン特性を、曲線
り、は１個の場合の位相特性を、曲線Ｄ４は２個カスケ
ード接続の場合の位相特性を、それぞれがあられしてい
る。
しかしながらこの第１１図であきらがなように、２個の
バンドパスフィルタ４２と４３とのカスケード接続も、
位相特性が立ってくる（第１１図曲線り、参照）ので、
中心周波数ｆ０の調整が困難になる不都合は依然として
存在する。
バンドパスフィルタ４２と４３とのカスケード接続も、
位相特性が立ってくる（第１１図曲線り、参照）ので、
中心周波数ｆ０の調整が困難になる不都合は依然として
存在する。
第１２図はバンドパスフィルタ４２ とローパスフィル
タ４４ とをカスケード接続した回路図である。
タ４４ とをカスケード接続した回路図である。
第１３図は第１２図に示す回路の特性を示したグラフで
あって、第１３図（イ）はゲイン特性を、第１３図（ロ
）は位相特性をそれぞれがあられしている。
あって、第１３図（イ）はゲイン特性を、第１３図（ロ
）は位相特性をそれぞれがあられしている。
この第１３図（イ）において、破線であられした曲線Ｃ
５はローパスフィルタ４４のゲイン特性、１点鎖線であ
られした曲線Ｃ６はバンドパスフィルタ４２のゲイン特
性、実線であられした曲線Ｃ？はカスケード接続の場合
のゲイン特性をあられしており、第１３図（ロ）におけ
る破線で示した曲線り、はローパスフィルタの位相特性
、１点鎖線で示した曲線Ｄ−はバンドパスフィルタの位
相特性、実線で示した曲線り、はカスケード接続時の位
相特性である。
５はローパスフィルタ４４のゲイン特性、１点鎖線であ
られした曲線Ｃ６はバンドパスフィルタ４２のゲイン特
性、実線であられした曲線Ｃ？はカスケード接続の場合
のゲイン特性をあられしており、第１３図（ロ）におけ
る破線で示した曲線り、はローパスフィルタの位相特性
、１点鎖線で示した曲線Ｄ−はバンドパスフィルタの位
相特性、実線で示した曲線り、はカスケード接続時の位
相特性である。
この第１２図に示す回路は、第１３図（ロ）であきらか
なように、中心周波数ｒ０からのずれが生じるなどの不
都合がある。
なように、中心周波数ｒ０からのずれが生じるなどの不
都合がある。
上述したように、ＰＷＭインバータの場合、これが出力
する交流電圧には高調波成分が含まれているために、正
確な零点検出が困難である。そこで、たとえば複数のバ
ンドパスフィルタをカスケード接続する、あるいはバン
ドパスフィルタとローパスフィルタとをカスケード接続
するなどにより、高調波成分を十分に減衰させようとす
るのであるが、このような回路構成では位相特性が悪化
し、中心周波数ｆ、での位相のずれが大となる不都合を
生じる。
する交流電圧には高調波成分が含まれているために、正
確な零点検出が困難である。そこで、たとえば複数のバ
ンドパスフィルタをカスケード接続する、あるいはバン
ドパスフィルタとローパスフィルタとをカスケード接続
するなどにより、高調波成分を十分に減衰させようとす
るのであるが、このような回路構成では位相特性が悪化
し、中心周波数ｆ、での位相のずれが大となる不都合を
生じる。
すなわちＰＷＭ波形をフィルタなどで高調波を十分に除
去し、かつ位相をずらさないようにして検出するのは困
難なことである。
去し、かつ位相をずらさないようにして検出するのは困
難なことである。
それ故、ＰＷＭインバータが出力する電圧の位相差を検
出する場合に、フィルタにより高調波成分を除去したと
きに前述したように位相ずれを生じるため正確な位相差
が検出できない欠点を有しているので、やむを得ずある
程度の位相のずれは許容することとし、位相゛ずれがあ
る状態で複数のインパークを並列接続した場合は、各イ
ンバータ間に流れる横流は、各インバータ２１．２２．
２３と３相交流母線４との間に挿入されている出カリア
クドル３１．３２．３３のインダクタンス値を大にする
ことで抑制するようにしていた（第５図参照）。
出する場合に、フィルタにより高調波成分を除去したと
きに前述したように位相ずれを生じるため正確な位相差
が検出できない欠点を有しているので、やむを得ずある
程度の位相のずれは許容することとし、位相゛ずれがあ
る状態で複数のインパークを並列接続した場合は、各イ
ンバータ間に流れる横流は、各インバータ２１．２２．
２３と３相交流母線４との間に挿入されている出カリア
クドル３１．３２．３３のインダクタンス値を大にする
ことで抑制するようにしていた（第５図参照）。
このように出カリアクドル３１．３２．３３のインダク
タンス値を大きくすることは、当該出カリアクドル３１
．３２．３３の外形寸法と重量を増大させるだけではな
く、インバータ２１．２２．２３の電圧制御範囲を大き
くしなければならないなど、各種の不都合があった。
タンス値を大きくすることは、当該出カリアクドル３１
．３２．３３の外形寸法と重量を増大させるだけではな
く、インバータ２１．２２．２３の電圧制御範囲を大き
くしなければならないなど、各種の不都合があった。
そこでこの発明の目的は、位相ずれを生じることなしに
インバータ出力電圧の正確な位相差を検出できるように
することにある。
インバータ出力電圧の正確な位相差を検出できるように
することにある。
上記の目的を達成するために、この発明の同期検出装置
は、パルス幅変調′Ｍ御により直流電力を３相交流電力
に変換しているインバータが出力する交流電圧の位相と
、３相交流母線の電圧位相との位相差から両者の同期状
態を検出する装置において、前記３相交流母線電圧を検
出し、この電圧の位相を示す２軸体号を出力する母線用
３相／２相変換手段と、前記インバータが出力する３相
交流電圧またはこれと同等のインバータ制御信号から、
この電圧の位相を示す２軸体号を出力するインバータ用
３相／２相変換手段と、これら両２軸体号から両電圧の
位相差を演算するベクトル演算手段と、このベクトル演
算手段の出力信号に含まれている裔調波を除去するフィ
ルタとを備えるものとする。
は、パルス幅変調′Ｍ御により直流電力を３相交流電力
に変換しているインバータが出力する交流電圧の位相と
、３相交流母線の電圧位相との位相差から両者の同期状
態を検出する装置において、前記３相交流母線電圧を検
出し、この電圧の位相を示す２軸体号を出力する母線用
３相／２相変換手段と、前記インバータが出力する３相
交流電圧またはこれと同等のインバータ制御信号から、
この電圧の位相を示す２軸体号を出力するインバータ用
３相／２相変換手段と、これら両２軸体号から両電圧の
位相差を演算するベクトル演算手段と、このベクトル演
算手段の出力信号に含まれている裔調波を除去するフィ
ルタとを備えるものとする。
この発明は、３相交流母線の３相電圧を検出して、これ
を３相／２相変換してこの３相交流母線電圧の位相を示
す２軸体号とするのであるが、−方ではこの母線に並列
接続しようとするインバータの制御回路から得られる当
該インバータの出力電圧位相を示す２軸体号を求め、こ
れら両２軸体号をベクトル演算することで、両者の位相
差を直接検出しようとするものである。
を３相／２相変換してこの３相交流母線電圧の位相を示
す２軸体号とするのであるが、−方ではこの母線に並列
接続しようとするインバータの制御回路から得られる当
該インバータの出力電圧位相を示す２軸体号を求め、こ
れら両２軸体号をベクトル演算することで、両者の位相
差を直接検出しようとするものである。
第１図は本発明の実施例を示す制御ブロック図である。
この第１図において、図示していない１合口のインバー
タ２１ は既に運転中であって、その出力が３相交流母
線４を介して負荷へ給電されており、この３相交流母線
４の電圧を３祖母線電圧検出回路６１で検出し、３相／
２相変換回路６２により２軸体号を得ている。
タ２１ は既に運転中であって、その出力が３相交流母
線４を介して負荷へ給電されており、この３相交流母線
４の電圧を３祖母線電圧検出回路６１で検出し、３相／
２相変換回路６２により２軸体号を得ている。
一方、既に運転中のインバータ２Ｉに並列接続しようと
しているインバータ２２を制御する信号Ｂを出力してい
るインバータ制御回路５１からも、同様に３相電圧信号
に対応した制御信号を３相／２相変換回路５２により２
軸体号を得ている（インバータ制御回路５１から電圧位
相を示す２軸体号を直接取出すことができるものであっ
ても差支えないことは勿論である）。
しているインバータ２２を制御する信号Ｂを出力してい
るインバータ制御回路５１からも、同様に３相電圧信号
に対応した制御信号を３相／２相変換回路５２により２
軸体号を得ている（インバータ制御回路５１から電圧位
相を示す２軸体号を直接取出すことができるものであっ
ても差支えないことは勿論である）。
ベクトル演算回路６３は、２ｍの３相／２相変換回路５
２と６２とから人力された２軸体号から、ベクトル演算
により、両者の位相差を演算しているので、このベクト
ル演算回路６３の出力をローパスフィルタ６４を介して
零点検知回路６５に与え、両者の位相差が零のときに、
この零点検知回路６５からインバータ２２へ同期投入信
号Ａが送出されるので、この信号Ａにより当該インバー
タ２２を始動させれば、位相差零でこのインバータ２２
を３相交流母１ｊｓ４に並列に接続する二七ができる。
２と６２とから人力された２軸体号から、ベクトル演算
により、両者の位相差を演算しているので、このベクト
ル演算回路６３の出力をローパスフィルタ６４を介して
零点検知回路６５に与え、両者の位相差が零のときに、
この零点検知回路６５からインバータ２２へ同期投入信
号Ａが送出されるので、この信号Ａにより当該インバー
タ２２を始動させれば、位相差零でこのインバータ２２
を３相交流母１ｊｓ４に並列に接続する二七ができる。
第２図は第１図に示す実施例回路に使用しているベクト
ル演算回路６３の構成を示した回路図である。
ル演算回路６３の構成を示した回路図である。
この第２図に示すように、ベクトル演算回路６３は２個
の掛算器７１．７２と１個の加算器７３とで構成されて
いる。いま３相／２相変換回路６２が出力する３相交流
母線電圧の位相を示す２軸体号を■１α、■１βとし、
３相／２相変換回路５２が出力するインバータ２２の電
圧位相を示す２軸体号を■２α、ｖ８βとすると、一方
の掛算器７１にはこれらの２軸体号のうちのＶ、αとｖ
２βとを入力させてこれらを相互に掛は合わせ、他方の
掛算器７２にはＶ２αと■、βとを入力させてこれらを
相互に乗算している。次いでこれら掛算器７１ と７２
の演算結果の差を加算器７３において演算すると、この
加算器７３からは両電圧の位相差に対応した大きさの信
号Ｙが得られる。
の掛算器７１．７２と１個の加算器７３とで構成されて
いる。いま３相／２相変換回路６２が出力する３相交流
母線電圧の位相を示す２軸体号を■１α、■１βとし、
３相／２相変換回路５２が出力するインバータ２２の電
圧位相を示す２軸体号を■２α、ｖ８βとすると、一方
の掛算器７１にはこれらの２軸体号のうちのＶ、αとｖ
２βとを入力させてこれらを相互に掛は合わせ、他方の
掛算器７２にはＶ２αと■、βとを入力させてこれらを
相互に乗算している。次いでこれら掛算器７１ と７２
の演算結果の差を加算器７３において演算すると、この
加算器７３からは両電圧の位相差に対応した大きさの信
号Ｙが得られる。
第３図は第２図に示すベクトル演算回路６３の構成原理
をあられしたベクトル図であって、横軸がα軸、縦軸が
β軸である。
をあられしたベクトル図であって、横軸がα軸、縦軸が
β軸である。
この第３図において、■、は３相交流母線４の電圧空間
ベクトルであり、ｖ２はインバータ２２の制御信号の空
間ベクトルであり、θが雨空間ベクトルの位相差である
。
ベクトルであり、ｖ２はインバータ２２の制御信号の空
間ベクトルであり、θが雨空間ベクトルの位相差である
。
一方の空間ベクトルＶ、のα軸となす角度を６、他方の
空間ベクトル■１のα軸となす角をφとし、これらの空
間ベクトルをα軸とβ軸の２軸に分解すると、■１α、
Ｖ＋βとｖ２α、■、βという直流量で表現できる。い
ま、これらの空間ベクトルを日車化のために、Ｖ３．Ｖ
ｚの絶対値をユニット化して１なる値にして考えると、
これらの２軸体号は下記で示される。
空間ベクトル■１のα軸となす角をφとし、これらの空
間ベクトルをα軸とβ軸の２軸に分解すると、■１α、
Ｖ＋βとｖ２α、■、βという直流量で表現できる。い
ま、これらの空間ベクトルを日車化のために、Ｖ３．Ｖ
ｚの絶対値をユニット化して１なる値にして考えると、
これらの２軸体号は下記で示される。
■鳶α＝ ｃｏｓδ、 ■、β＝ｓｉルδＶ、ｃｒ＝ｃ
ｏｓφ・ ■ｚβ＝ ｓｉｎφまた第３図において下
記（１）式が成立する。
ｏｓφ・ ■ｚβ＝ ｓｉｎφまた第３図において下
記（１）式が成立する。
Ｙ ＝ Ｖ 、、ｓｉｎθ＝ ｓｉｎθ（なぜならばＶ
＋＝１）−−−−−−−−−−−・・（１） この（１）式から、Ｙの値が零であれば位相差θも零と
なることが確認できるので、このＹの値を観測すればよ
い。
＋＝１）−−−−−−−−−−−・・（１） この（１）式から、Ｙの値が零であれば位相差θも零と
なることが確認できるので、このＹの値を観測すればよ
い。
Ｙ工ｓｉｎθ
＝ｓｉｎＣδ−φ）
＝ ｓｉｎδ・ＣＯ３−−ｃｏｓδ−５ｉｎ α＝ Ｖ
１ β、Ｖ ｚ αＶ １ ｃｒ 、Ｖ ｚ Ｂ
−−−−−−−−−（２）すなわち（２）式に示すよう
にＹの値は直流量■１α、■、β、■！αおよび■２β
であられすことができ、かつこの（２）式の演算が第２
図に示すベクトル演算回路６３で行われる。
１ β、Ｖ ｚ αＶ １ ｃｒ 、Ｖ ｚ Ｂ
−−−−−−−−−（２）すなわち（２）式に示すよう
にＹの値は直流量■１α、■、β、■！αおよび■２β
であられすことができ、かつこの（２）式の演算が第２
図に示すベクトル演算回路６３で行われる。
基本波成分については上記（２）式により位相差を直接
求めることができるが、これには高調波成分が含まれて
いるので、この高調波成分をも除去しなければならない
。
求めることができるが、これには高調波成分が含まれて
いるので、この高調波成分をも除去しなければならない
。
いま、３相交流母線電圧の周波数がｆｏで、インバータ
制御回路５１からの周波数をｆｃとする。
制御回路５１からの周波数をｆｃとする。
通常は両者の位相が一致した同期状態を得るために、ま
ず初期位相差をなくすべく、周波数「、はｆｏに対して
わずかな偏差Δｆをもたせる。すなわち Δｆ＝Ｔｏ ｆｃ −・−・・−・・−・−・・−
−−−−一−−−−−・・−・−−−−ｍ−・−（３）
ここで、２つのベクトルＶｌ とｖ２の位相差θ（第
３図参照）は、初期位相差をθ。、時間をＬとするとき
、下記の（４）式となる。
ず初期位相差をなくすべく、周波数「、はｆｏに対して
わずかな偏差Δｆをもたせる。すなわち Δｆ＝Ｔｏ ｆｃ −・−・・−・・−・−・・−
−−−−一−−−−−・・−・−−−−ｍ−・−（３）
ここで、２つのベクトルＶｌ とｖ２の位相差θ（第
３図参照）は、初期位相差をθ。、時間をＬとするとき
、下記の（４）式となる。
θ＝θ。＋２π（ｆｏ−ｆｃ）ｔ
＝θ。＋２π・Δｒ−ｔ ・１．・・・−・・・・・・
・・・・・−・−−−−−−一・−（４）この（４）式
と前述の（２）式とから下記の（４）式が得られる。
・・・・・−・−−−−−−一・−（４）この（４）式
と前述の（２）式とから下記の（４）式が得られる。
Ｙ−ｓｉｎｃ２ π・Δ ｒ、ｔ＋θ。）・−・・・・
・−・・・・・−・・・・−・ （５）３相交流母線４
の電圧に含まれている高調波成分はｒｏの整数倍である
。よって高調波成分の合計をΣＨｎ とすると、高調波
成分を考慮したＹの値は（６）式となる。
・−・・・・・−・・・・−・ （５）３相交流母線４
の電圧に含まれている高調波成分はｒｏの整数倍である
。よって高調波成分の合計をΣＨｎ とすると、高調波
成分を考慮したＹの値は（６）式となる。
Ｙ ＝ｓｉｎＣ２π・Δｒ−ｔ＋θ、）＋ΣＨｎ−（６
）これらの高調波は周波数偏差Δｆがごく小さな値であ
ること、即ちΔｒ＜ｒ、なる条件では、通常ローパスフ
ィルタで位相をずらすことなく簡単に除去することがで
きる。第１図と第２図に図示のローパスフィルタ６４
はこの目的に使用されるものである。
）これらの高調波は周波数偏差Δｆがごく小さな値であ
ること、即ちΔｒ＜ｒ、なる条件では、通常ローパスフ
ィルタで位相をずらすことなく簡単に除去することがで
きる。第１図と第２図に図示のローパスフィルタ６４
はこの目的に使用されるものである。
第４図は第１図と第２図に図示のローパスフィルタ６４
の特性をあられしたグラフであって、横軸は周波数、縦
軸はゲイン（単位ｄＢ） と位相（単位度）を示してお
り、実線で画かれている曲線Ｃがゲイン特性、１点鎖線
で画かれた曲線りが位相特性である。
の特性をあられしたグラフであって、横軸は周波数、縦
軸はゲイン（単位ｄＢ） と位相（単位度）を示してお
り、実線で画かれている曲線Ｃがゲイン特性、１点鎖線
で画かれた曲線りが位相特性である。
この第４図のグ・ラフであきらかなように、周波数Δｆ
すなわちｓｉｎθはｆｏなる周波数から見ればほぼ直流
と見做すことができるので、位相のずれはなく、かつこ
の１０以上の高い周波数ではゲインが十分に小であって
、位相ずれを生じることなしに高調波成分を除去できる
ことを示している。
すなわちｓｉｎθはｆｏなる周波数から見ればほぼ直流
と見做すことができるので、位相のずれはなく、かつこ
の１０以上の高い周波数ではゲインが十分に小であって
、位相ずれを生じることなしに高調波成分を除去できる
ことを示している。
この発明によれば、３相交流母線側電圧の位相を示すベ
クトルと、並列接続するべきインバータの位相を示すベ
クトルとをベクトル演算することで、両ベクトル間の位
相差を直接検出できるとともに、これに含まれている高
調波成分は位相ずれを生じることなしに除去できる効果
が得られる。
クトルと、並列接続するべきインバータの位相を示すベ
クトルとをベクトル演算することで、両ベクトル間の位
相差を直接検出できるとともに、これに含まれている高
調波成分は位相ずれを生じることなしに除去できる効果
が得られる。
それ故複数のインバータを並列運転する際の同期状態を
、位相ずれを生じることなく達成できるので、装置を大
形・高価にする出カリアクドルを節減することができる
。
、位相ずれを生じることなく達成できるので、装置を大
形・高価にする出カリアクドルを節減することができる
。
第１図は本発明の実施例を示す制御ブロック図、第２図
は第１図に示す実施例回路に使用しているベクトル演算
回路の構成を示した回路図、第３図は第２図に示すベク
トル演算回路の原理をあられしたベクトル図、第４図は
第１図と第２図に図示のローパスフィルタの特性をあら
れしたグラフであり、第５図は複数のインバータを並列
運転する場合を示した一触的な主回路接続図、第６図は
インバータの位相同期制御の従来例を示した制御ブロッ
ク図、第７図はパルス幅変調制御インバータが出力する
電圧波形を示した波形図、第８図はバンドパスフィルタ
の特性を示したグラフ、第９図はバンドパスフィルタに
よる不具合を説明した図、第１０図はバンドパスフィル
タを複数個カスケード接続した回路図、第１１図は第１
０図に示す回路の特性を示したグラフ、第１２図はバン
ドパスフィルタとローパスフィルタとをカスケード接続
した回路図、第１３図は第１２閏に示す回路の特性を示
したグラフである。 ２・・・直流電源、４・・・３相交流母線、５，６．７
・・・負荷、２１．２２．２３・・・インバータ、３１
．３２．３３・・・出カリアクドル、４１・・・母線電
圧検出回路、４２．４３・・・バンドパスフィルタ、４
４・・・ローパスフィルタ、４５、６５・・・零点検知
回路、５０・・・位相比較回路、５１・・・インバータ
制御回路、５２．６２・・・３相／２相変換回路、６１
・・・３相母綿電圧検出回路、６３・・・ベクトル演算
回路、６４・・・ローパスフィルタ、７１．７２・・・
掛算器、７３・・・加算器。 冨１図 簑 ２ 図 ３３図 Δｆ ｆ、 →詠ズ数第４ 図 第５ 図 石 ７ 図 第９ 霞 葛１０ 図 ｆｏ −周波数 名１１ 図
は第１図に示す実施例回路に使用しているベクトル演算
回路の構成を示した回路図、第３図は第２図に示すベク
トル演算回路の原理をあられしたベクトル図、第４図は
第１図と第２図に図示のローパスフィルタの特性をあら
れしたグラフであり、第５図は複数のインバータを並列
運転する場合を示した一触的な主回路接続図、第６図は
インバータの位相同期制御の従来例を示した制御ブロッ
ク図、第７図はパルス幅変調制御インバータが出力する
電圧波形を示した波形図、第８図はバンドパスフィルタ
の特性を示したグラフ、第９図はバンドパスフィルタに
よる不具合を説明した図、第１０図はバンドパスフィル
タを複数個カスケード接続した回路図、第１１図は第１
０図に示す回路の特性を示したグラフ、第１２図はバン
ドパスフィルタとローパスフィルタとをカスケード接続
した回路図、第１３図は第１２閏に示す回路の特性を示
したグラフである。 ２・・・直流電源、４・・・３相交流母線、５，６．７
・・・負荷、２１．２２．２３・・・インバータ、３１
．３２．３３・・・出カリアクドル、４１・・・母線電
圧検出回路、４２．４３・・・バンドパスフィルタ、４
４・・・ローパスフィルタ、４５、６５・・・零点検知
回路、５０・・・位相比較回路、５１・・・インバータ
制御回路、５２．６２・・・３相／２相変換回路、６１
・・・３相母綿電圧検出回路、６３・・・ベクトル演算
回路、６４・・・ローパスフィルタ、７１．７２・・・
掛算器、７３・・・加算器。 冨１図 簑 ２ 図 ３３図 Δｆ ｆ、 →詠ズ数第４ 図 第５ 図 石 ７ 図 第９ 霞 葛１０ 図 ｆｏ −周波数 名１１ 図
Claims (1)
- １）パルス幅変調制御により直流電力を３相交流電力に
変換しているインバータが出力する交流電圧の位相と、
３相交流母線の電圧位相との位相差から両者の同期状態
を検出する装置において、前記３相交流母線電圧を検出
し、この電圧の位相を示す２軸信号を出力する母線用３
相／２相変換手段と、前記インバータが出力する３相交
流電圧またはこれと同等のインバータ制御信号から、こ
の電圧の位相を示す２軸信号を出力するインバータ用３
相／２相変換手段と、これら両２軸信号から両電圧の位
相差を演算するベクトル演算手段と、このベクトル演算
手段の出力信号に含まれている高調波を除去するフィル
タとを備えていることを特徴とするインバータの同期検
出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63121101A JP2536058B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | インバ―タの同期検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63121101A JP2536058B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | インバ―タの同期検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01291666A true JPH01291666A (ja) | 1989-11-24 |
| JP2536058B2 JP2536058B2 (ja) | 1996-09-18 |
Family
ID=14802902
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63121101A Expired - Fee Related JP2536058B2 (ja) | 1988-05-18 | 1988-05-18 | インバ―タの同期検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2536058B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011149915A (ja) * | 2010-01-25 | 2011-08-04 | Origin Electric Co Ltd | 同期検定装置 |
| JP2014016368A (ja) * | 2013-10-17 | 2014-01-30 | Origin Electric Co Ltd | 同期検定方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5921237A (ja) * | 1982-07-09 | 1984-02-03 | シ−メンス・アクチエンゲゼルシヤフト | 自励インバ−タと系統との並列運転方法 |
-
1988
- 1988-05-18 JP JP63121101A patent/JP2536058B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5921237A (ja) * | 1982-07-09 | 1984-02-03 | シ−メンス・アクチエンゲゼルシヤフト | 自励インバ−タと系統との並列運転方法 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011149915A (ja) * | 2010-01-25 | 2011-08-04 | Origin Electric Co Ltd | 同期検定装置 |
| JP2014016368A (ja) * | 2013-10-17 | 2014-01-30 | Origin Electric Co Ltd | 同期検定方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2536058B2 (ja) | 1996-09-18 |
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