JPH01301183A - 単相交流信号検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、単相交流の電圧や電流等の信号を検出して各
種の制御・保護を行う単相系統連繋インバータや単相出
力無停電電源のような装置に適用して好適な単相交流信
号検出装置に関する。

（従来の技術） 単相交流出力の無停電電源装置（ＵＰＳ）や単相系統連
系インバータ装置などにおいては、それらの装置の制御
・保護のために、単相交流電圧あ号を検出することが当
然必要になる。上記単相交流信号を検出する方式には種
々のものがあるが、電圧検出の場合についてのいくつか
の例を第７図、第９図および第１０図に示す。

第７図において、１は単相交流電圧源、２は電圧レベル
を落とす補助変圧器、３は整流器、４は前記整流器の出
力に含まれるリップルを取除くためのフィルタである。

そのフィルタ４において、４ａは抵抗、４ｂはコンデン
サ、４ｃは可変抵抗である。そのフィルタ４の出力Ｖｐ
は、たとえばコンパレータに入力されたり、サンプル／
ホールド及びＡ／Ｄ変換器を通してディジタル信号に変
換されたりして、各種の制御・保護に利用される。

第７図に示した装置による検出方式では、たとえば交流
電源１の周波数が５０Ｈｚとした場合には、整流器３の
出力には１００Ｈｚのリップルが発生する。このため１
．フィ）レタ４のしゃ断周波数は１００Ｈｚよりかなり
低いところ（たとえば２０Ｈｚ）に設定する必要がある
。しかしながら、そのようにすると、電圧検出の応答が
おそくなるという第１の欠点がある。また、フィルタ４
は抵抗４ａとコンデンサ４ｂとで構成されている。その
ため、交流電源１の波形が第８図のように歪んでいる場
合には、コンデンサがピーク充電され、平均値や実効値
とはかけ離れた値が検出されてしまうという第２の欠点
がある。

第９図は、単相交流電流を検出する従来方式の一例を示
す図である。その第９図において、第７図と同一符号を
付したものは第７図の部材と同一のものを示すので説明
は省略する。第９図において、１ａは負荷または別の電
源、２ｂはＣＴ。

２Ｃは前記ＣＴ２ｂで検出した電流信号を電圧信号に変
換するための抵抗である。

この第９図の検出方式の原理は、前述した第７図の電圧
検出方式と伺じである。そして、この第９図の検出方式
にも、第７図の検出方式において述べた第１及び第２の
欠点がある。

第１０図は、単相交流電圧を検出する従来方式の別の一
例を示す図である。その第１０図において、第７図と同
一の符号を付したものは第７図の部材と同一のものを示
すので説明は省略する。この第１０図において、２ａは
補助変圧器、５はＶＣＯ（ｍ圧制御発振器）、６はｖＣ
Ｏ出力周波数をカウントするカウンタ、７はＰＬＬ　（
フェイズ・ロック・ループ：位相同期回路）である。第
１０図において、整流器３は絶対値検出回路に置換える
こともできる。

上記第１０図において、ＰＬＬ７は交流電源１に同期し
て、１サイクル毎にカウントスタート／ストップパルス
をカウンタ６に出力する。カウンタ６はＰＬＬ７からの
パルスによって１制御され、１サイクル毎のカウント値
を出力する。これにより、第１０図の回路においては、
交流電圧の平均値Ｖ　を、 Ｃ として検出している。このようにした検出方式では、交
流電源１の波形が歪んでいても正確に平均値を検出する
ことができる。

（発明が解決しようとする課題） 上述したように、第７図及び第９図に示す従来の単相交
流電圧の検出方式では、しゃ断周波数の低い、すなわち
時定数の大きいフィルタを用いる必要がある。そのため
、検出の応答がおそく、歪波形に対して正確な検出がで
きない。また、第１０図に示す従来の検出方式では、正
確に平均値が検出されるものの、１サイクル毎（５０Ｈ
ｚの場合２０ｍ５毎）にしか検出が行なわれない。その
ため、やはり、電圧の急変を検出することができない。

このような難点があるため、従来の電圧検出方式では高
速の制御・保護が難しいという問題点があった。このよ
うな問題点は、電流検出の場合においても同様である。

本発明は上記に鑑みてなされたもので、その目的は、高
速の制御・保護を容易ならしめるために、高速且つ正確
に単相交流信号＜ｔＳ圧あるいは電流）を検出可能な単
相交流信号検出装置を提供することにある。

〔発明の構成〕

（発明が解決しようとする課２Ｂ） 本発明の単相交流信号検出装置は、人力した単相交流信
号から位相が９０”異なる二相正弦波信号を生成するオ
ブザーバと、前記二相正弦波信号゛のそれぞれの二乗の
和の平方根を算出する演算手段と、を備えるものとして
構成される。

即ち、本発明の単相交流信号検出装置は、正弦波信号発
生器のモデルをもとに、交流信号発生機構の内部状態を
推定するオブザーバを設け、オブザーバの出力、即ち状
態推定値が位相の９０°ずれた二相正弦波信号となるこ
とを利用して、各正弦波信号の二乗の和の平方根によっ
て基本波振幅を連続的に検出することを特徴とするもの
である。

（作　用） オブザーバ手段は、入力した単相交流信号から位相が９
０°異なる二相正弦波信号を生成する。

前記二相正弦波信号に基づいて、演算手段が、それらの
信号のそれぞれの二乗の和の平方根を算出する。それに
より、基本波振幅が連続的に検出される。

（実施例） 本発明の詳細な説明するに先立ち、本発明の詳細な説明
する。その原理は、電圧検出の場合でも、電流検出の場
合でも実質上同じである。よって、以下には電圧検出の
場合における原理を説明する。

！１１相交流電圧源は、下記の状態ｈ゛程式表わされる
正弦波電圧発生器と見なすことができる。

ここで、ω−２πｆであり、ｆは周波数である。

たとえば、 ｙ＝ｘ１−４２ＶＩＩｌｃｏｓ　（ωｔ＋φ）（３）こ
のとき、 ｘ２−”ｌ　２　ｖｍ　ｓ　ｉ　ｎ（ωを十φ）（４）
である。さて、 と定義すると、（１）　、　　（２）式は次のように表
わされる。

Ｘ閤Ａ　ｘ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（
６）ｙ　−Ｃｘ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　（７）文献１　（Ｄ、Ｇ、　Ｌｕｅｎｂｅｒｇｅｒ、
　”Ｏｂｓｅｒｖｉｎｇ　Ｌｌ＋ｅｓｔａｔｅ　ｏｒａ
　１ｉｎｅａｒ　ｓｙｓｔｅｍ”、　　ＩＩＥＥＥ　Ｔ
ｒａｎｓ、　Ｎｉｌ。

Ｅｌｅｃｔｒｏｎ、、　ＭＩＬ−８，ｐｐ、ｙ４−ｇｏ
、　１９６４）に示されているオブザーバの理論によれ
ば、式（６）　、　（７）で状態方程式が表わされる正
弦波電圧発生器（単相交流電圧源）のシステムに対して
次のように全次元オブザーバを構成することができる。

ｚ−（Ａ−ＬＣ）ｚ＋Ｌｙ　　　　　　　　　（８）△ ｘ　ｍ　ｚ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　（９）ここで、ｚ−Ｃｚ　　　ｚ）Ｔ　（Ｔは転置を
表わす）はオブザーバの状態であり、 Ｌ−（ρ　　ｇ　〕Ｔは設計パラメータであり、行列Ａ
−ＬＣの固有値が安定、即ち、実部が負には式（Ｇ）　
、　（７）で表わされる単相交流電圧源に対する状態推
定値である。推定誤差ｅ　（ｔ）（ｅ（ｔ）　−ｘ（Ｌ
）−ｘ（ｔ）定義する〕は方程式とｅ（ｔ）　＝　（Ａ
−ＬＣ）　ｅ（ｔ）　　　　　　　（１０）に従うので
、Ａ−ＬＣが安定行列であれば、Ωｉｍ　　ｅ（ｔ）−
０すなわち ｊ−４ｏ。

１　ｉｍ　　ｘ　（ｔ）　＝ｘ（Ｌ）　　　　　　　（
ｆｌ）ｉ−Ｐｏ。

となる。

ｔ−閃でｘ　（ｔ）が式（３）　、　（４）で表わされ
るｘ　（ｔ）に近づく場合、 となるので、 平方根を取ることによって連続的に振幅を検出できる。

また、振幅推定値を１／４７倍することによって実効値
Ｖ　を連続的に検出できる。

本発明の第１の実施例は上記原理を利用するものであり
、第１図乃至第３図を用いてその実施例を詳細に説明す
る。

第１図において、ｌ及び２は、第７図と同様に、それぞ
れ交流電源及び補助変圧器を示す。さらに、８は、補助
変圧器２よりの交流電圧を入力とし、演算器、１０は大
きさしへ２のゲイン手段であり、振幅推定値から実効値
推定値を算出する。

よって、第１図の装置は次のように動作する。

即ち、単相交流電圧源１ふらの交流電圧は補助変圧器２
を介してオブザーバ８に加えられる。補助で演算を行い
、振幅推定値を算出、出力する。その振幅推定値はゲイ
ン手段１０で１／４２とされて、実行推定値として出力
される。

第２図は、第１図における演算器９の内部を示す詳細図
である。第２図において、１１ａ、１１△　２　△　２ それらの二乗Ｘｔ＋Ｘ２を出力とする乗算器、１１ｃは
加算器、１２は平方根演算器である。

よって、第２図の回路は次のように動作する。

△２　△２ １１ａ、ｌｌｂによってＸ　ｔ　、　　Ｘ　２として加
算器△　２ １１ｃに加えられる。加算器１１ｃは（ｘ　ｒへ　２ ＋ｘ２）を平方根演算器１２に加える。平方根演第３図
は、第１図におけるオブザーバ８の内部を示す詳細図で
ある。第３図において、１３ａ。

１３ｂは積分器、１４ａ〜１４ｅはゲイン手段、１５ａ
、１５ｂは加算器である。このような回路要素によって
表わされる第３図は、式（８）　、　（９）をブロック
線図に表わしたものである。

上記のようなオブザーバを用いた検出方式によれば、１
００Ｈｚのリップルの除去について考慮することなく、
行列Ａ−ＬＣの固有値を任意に選ぶことができる。その
ため、行列Ａ−ＬＣの固有値の実部を負の充分大きい値
にすることによって、推定速度を速くすることができ、
交流電圧の急変をすみやかに検出することができる。

また、交流電源に接続される他の負荷の影響により交流
電圧波形が歪み、たとえば５次の高調波が含まれている
場合を想定する。この場合には、オブザーバの推定時定
数を１　／　２５０　Ｈｚより少し人きい値に設定すれ
ばよい。それにより、５次以上の高周波を取除いた基本
波の振幅を連続的に検出することができる。

以上説明した第１図乃至第３図には全次元オブザーバを
利用した実施例を示したが、前記文献１のほかに文献２
　（Ｄ、Ｇ、　Ｌｕｅｎｂｅｒｇｅｒ、”Ａｎ　ＩｎＬ
ｒｏ−ｄｕｃＬｌｏｎ　ｔｏ　ｏｂｓｅｒｖｅｒｓ″、
　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　ＡｕＬｏａ＋ａＬＩｃＣｏ
ｎｔｒｏ１．　ＡＣ−１６，ｐｐ、５９［１−６０２，
１９７１）及び文献３（Ｔ、Ｅ、　　Ｆｏｒｅｗａｎｎ
　　ａｎｄ　　Ｄ、　　Ｗｌｌｌｌａｍｓｏｎ、　　”
Ｄｅｓｉｇｎｏ１’　ｌｏｗ−ｏｒｄｅｒ　ｏｂｓｅｒ
ｖｅｒｓ　ｆ’ｏｒ　１ｉｎｅａｒ　ｆｅｅｄｂａｃｋ
ｃｏｎｔｒｏｌ　ｌａｗｓ’、　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ
、　Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏｌ。

Ａｃ−１’７．　ｐｐ、３０１−３０８．　ｔ９７２　
）に示された最小次元オブザーバを用いることもできる
。

式（８）　、　（７）で状態方程式が表わされる正弦波
電圧発生器（単相交流電圧源）のシステムに対する最小
次元オブザーバは次のようになる。

２−一αω・２＋ω（１＋α　）ｙ　　　（１４）△ Ｘ　ｌ　”　ｙ（１５） △ Ｘ２暉２−αｙ　　　　　　　　　　　　（１Ｂ）ここ
で、２はスカシであり、最小次元オブザーバの状態を示
し、α（〉０）はオブザーバの推定速度を決めるパラメ
ータである。（１５）式から明らかなように、最小次元
オブザーバはｘｌの値が既にｙとして得られていること
を利用し、Ｘ２のみを推定することによってオブザーバ
の次数を減らし、構造を簡単にしたものであるという特
徴を有する。

第４図及び第５図を用いて、最小次元オブザーバを利用
した本発明の第２の実施例を説明する。

第４図は、第１図の全次元オブザーバ８を最小次元オブ
ザーバ８ａに置きかえたものであり、その他は第１図と
同じである。第５図は第４図のオブザーバ８ａの詳細を
示す図で、１６は積分器、１７ａ、１７ｂ、１７ｃはゲ
イン手段、１８ａ。

１８ｂは加算器である。第５図は式（１４〉〜（１８）
をブロック線図に表わしたものである。

上記第４図及び第５図に示した実施例においても、先に
述べた第１実施例と同様に、交流電圧を連続的に検出す
ることができる。

以上の説明においては、正弦波電圧発生器のモデルとし
て、式（１）　、　（２）で表わされるものを考えた。

しかしながら、正弦波電圧発生器のモデルは、それら以
外にも多数考えられる。実際には、状態空間の基底の取
り方が異なるたびに状態方程式表現が異なり、そのた６
Ｈ数に存在する。たとえば、次の表現も考えられる。

このように表現した場合、 Ｘｌ（ｔ）　−１１’　２Ｖ、　・ｃｏｓ　（ωｔ＋φ
）　　（２７）とすると、 ｘ２　　”　　”−”　”　Ｊ−ヲｖｍ　４　ｓｉｎ　
　（ωｔ　＋φ）である。式（２５）、　（２６）に対
して全次元オブザーバを構成した場合、振幅を検■する
には、とすればよい。要するに、どのように表現された
ものであっても、それに対応したオブザーバと検出式を
用意すればよい。

これまでの説明においては、アナログ回路による実施例
を述べて来た。しかしながら、ディジタル回路によって
も本発明を実施できるのは言うまでもない。

ディジタル回路においては本発明を実施する場合、正弦
波電圧発生機構として、式（＋）　、　（２）　。

（３）に代えて、 ただし、Ｔ−サンプリングタイム を考えれば良い。

と定義し、ｘ　（ｋＴ）−＝ｘ　（ｋ）、Ｙ　（ｋＴ）
　→ｙ　（ｋ）と書直すと、 ｘ　（ｋ＋１）　＝Ｆ−ｘ　（ｋ）　　　　　（２０）
ｙ　（ｋ）　＝Ｃ−ｘ　（ｋ）　　　　　（２１）式（
２０）、　　（２１）によって表わされるシステムに対
する全次元オブザーバは、次のようになる。

ξ（ｋ＋１）− （Ｆ−ＬＣ）ξ（ｋ）＋Ｌ−ｙ（ｋ）　　（２２）ｘ　
（ｋ）−ξ（ｋ　）　　　　　　　　　　（２３）Ｌ−
（ＮＲ）”は行列Ｆ−ＬＣの固有値が２平面の単位円内
に入るように設計される。

はｘ　（ｋ）の推定値である。本実施例においても、振
幅の推定値は、やはり、 によって得られる。

本発明のディジタル回路による実施例を第６図に示す。

第６図において、１９はサンプルホールド回路、２０は
Ａ／Ｄ変換器、２１は演算回路であり、演算回路２１は
マイクロプロセッサあるいはディジタルシグナルプロセ
ッサにより構成される。

第６図の実施例においては、式（２２）、　（２３）に
より表わされるオブザーバの演算及び式（２４）の演算
はソフトウェアで実現される。そのため、前述のアナロ
グ方式の場合に必要であった高価な乗算器、平方根演算
器などが不要になる。これにより、ハードウェアが安価
になるだけでなく、温度ドリフトご経時変化の影響がな
くなる等の利点もある。

以上では、離散時間全次元オブザーバを利用する例を述
べたが、離散時間最小次元オブザーバを利用することも
でき、それによる実施例も実現できるのは言うまでもな
い。

以上説明したように本発明の実施例によれば、単相交流
電圧及び電流の振幅及び実効値を正確かつ連続的に検出
することができ、しかも電圧や電流の急変も速やかに検
出す“ることかできる。このため、単相無停電電源、単
相系統連繋インバータなどの制御・保護を高速に行なう
ことができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、単相交流信号の振幅を応答性良く検出
することができ、よって各種の制御・保護を高速に行う
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】 第１図は全次元オブザーバを利用した本発明の一実施例
を示す図、第２図は第１図の演算器を示す図、第３図は
第１図の全次元オブザーバの詳細を示す図、第４図は最
小次元オブザーバを利用した本発明の他の実施例を示す
図、第５図は第４図の最小次元オブザーバの詳細を示す
図、第６図は本発明のさらに他の実施例を示す図、第７
図は従来の電圧検出方式の一例を示す図、第８図は歪み
を含む電圧波形の一例を示す図、第９図は従来の電流検
出方式の一例を示す図、第１０図は従来の電圧検出方式
の他の一例を示す図である。 １・・・単相交流電圧源、１ａ・・・負６Ｉまたは電源
、２・・・補助変圧器、２ａ・・・補助性圧器、２ｂ・
・・ＣＴ、２ｃ・・・抵抗、３・・・整流器、４・・・
フィルタ、４ａ・・・抵抗、４ｂ・・・コンデンサ、４
Ｃ・・・可変抵抗、５・・・ＶＣＯ５６・・・カウンタ
、７・・・ＰＬＬ、８・・・全次元、オブザーバ、８ａ
・・・最小次元オブザーバ、９・・・演算器、１０・・
・ゲイン、ｌｌａ、ｌｌｂ・・・乗算器、１１Ｃ・・・
加算器、１２・・・平方根演算器、１３ａ。 １３ｂ・・・積分器、１４ａ〜１４ｅ・・・ゲイン、１
５ａ、１５ｂ・・・加算器、１６・・・積分器、１７ａ
〜１７　ｃ−・・ゲイン、１８ａ、１８ｂ−加算器、１
つ・・・サンプルホールド、２０・・・ＡＤ変換器、２
１・・・演算装置。 出願人代理人　　佐　　藤　　−雄 第５図 嫡６図 粥７図 尾８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力した単相交流信号から位相が９０°異なる二相正弦
   波信号を生成するオブザーバと、前記二相正弦波信号の
   それぞれの二乗の和の平方根を算出する演算手段と、を
   備えることを特徴とする単相交流信号検出装置。