JPH01305694A - Ｐｂ信号受信方式 - Google Patents
Ｐｂ信号受信方式Info
- Publication number
- JPH01305694A JPH01305694A JP13547788A JP13547788A JPH01305694A JP H01305694 A JPH01305694 A JP H01305694A JP 13547788 A JP13547788 A JP 13547788A JP 13547788 A JP13547788 A JP 13547788A JP H01305694 A JPH01305694 A JP H01305694A
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- JP
- Japan
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- signal
- 8khz
- filter
- band
- limiter
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は押船電話機から発出する多周波信号の受信方式
に係り、特にその演算量を低減して経済的な受信器を構
成するに好適な回路方式に関するものである。
に係り、特にその演算量を低減して経済的な受信器を構
成するに好適な回路方式に関するものである。
従来、押し釦電話機から発出される多周波信号（ＰＢｆ
ｉ号）を受信するディジタル多周波信号受信器の構成は
、その信号周波数構成の特殊性から帯域除去フィルタ（
ＢＥＦ）−リミッタ（ＬＩＭ）−帯通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）方式のものが最適とされてきた。
ｉ号）を受信するディジタル多周波信号受信器の構成は
、その信号周波数構成の特殊性から帯域除去フィルタ（
ＢＥＦ）−リミッタ（ＬＩＭ）−帯通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）方式のものが最適とされてきた。
例えば、［ティジタル押しボタンダイヤル受信器の設計
検討Ｊ １９７８電子通信学会論文誌ＶＯＬ。
検討Ｊ １９７８電子通信学会論文誌ＶＯＬ。
Ｊ ６１−Ｂ Ｎｏ、 Ｂ Ｐ、Ｐ７２１〜７２８
、記載の様に、ディジタルフィルタとリミッタ回路を中
心として、その他検出回路、論理判定回路等により構
′成されていた。ここで信号の標本化周波数は８Ｋ
ＨＺであり、従い、回路の動作速度もａＫＨｚｔ基本と
していた。
、記載の様に、ディジタルフィルタとリミッタ回路を中
心として、その他検出回路、論理判定回路等により構
′成されていた。ここで信号の標本化周波数は８Ｋ
ＨＺであり、従い、回路の動作速度もａＫＨｚｔ基本と
していた。
しかし、周知のとと（ＰＢ倍信号周波数は（６９７゜７
７０．８５２，９４１１ ＨＺ 〕低群と［１２０９，
１３３／）、１４９７゜１６３３１ＨＺの高群とにより
構成されているので、標本化定理に従えば４ ＫＨ２の
標本化速度で良く、８ ＫＨ２ではオーバーサンプル、
即ち冗長であり経済的でないという問題がある。
７０．８５２，９４１１ ＨＺ 〕低群と［１２０９，
１３３／）、１４９７゜１６３３１ＨＺの高群とにより
構成されているので、標本化定理に従えば４ ＫＨ２の
標本化速度で良く、８ ＫＨ２ではオーバーサンプル、
即ち冗長であり経済的でないという問題がある。
しかるに又一方、前記したＰＢ信号受信方式においては
、信号の非線形操作、即ちリミッタを含むから、単に標
本化速度を低下させることは標本化定理の主張と逆行す
ることとなり、その結果受信器としての周波数検出精度
を低下させてしまうという問題を含んでいる。
、信号の非線形操作、即ちリミッタを含むから、単に標
本化速度を低下させることは標本化定理の主張と逆行す
ることとなり、その結果受信器としての周波数検出精度
を低下させてしまうという問題を含んでいる。
本発明の目的は、線形回路部分は４ＫＨｚの標本化速度
、非線形回路部分は８ ＫＨｚの標本化速度で動作させ
ることにより、「経済性」と「周波数検出精度の維持」
の両立を可能とするＰＢ信号受信方式を提供することで
ある。
、非線形回路部分は８ ＫＨｚの標本化速度で動作させ
ることにより、「経済性」と「周波数検出精度の維持」
の両立を可能とするＰＢ信号受信方式を提供することで
ある。
上記目的を達成するため本発明は、以下の処理方式を採
用した。
用した。
（ｉｌＰＢ信号処理の前半部分は入力信号の標本を１個
とびに間引いて４ＫＨ２動作とする。ここで、前半部分
とは、リミッタ直前部までの線形フィルタを指す。
とびに間引いて４ＫＨ２動作とする。ここで、前半部分
とは、リミッタ直前部までの線形フィルタを指す。
（２）上記フィルタ出力（４ＫＨｚ標本化）を補間して
８ ＫＨ２標本化とし、リミッタ以降は従来のＰＢ受信
器と同じ（８ＫＨＺ標本化動作する様にした。
８ ＫＨ２標本化とし、リミッタ以降は従来のＰＢ受信
器と同じ（８ＫＨＺ標本化動作する様にした。
補間の手段としては４ ＫＨ２の標本を内挿して８ＫＨ
Ｚ標本どする。
Ｚ標本どする。
ＰＢ信号処理の前半部分はダイヤルトーン除去フィルタ
、高群と低群を分波する目的の帯域除去フィルタで構成
される。これらはいわゆる線形フィルタであるので標本
化定理に従い、４ＫＨｚ標本化で情報の欠落をもたらさ
ない。
、高群と低群を分波する目的の帯域除去フィルタで構成
される。これらはいわゆる線形フィルタであるので標本
化定理に従い、４ＫＨｚ標本化で情報の欠落をもたらさ
ない。
次に、信号の振幅圧ｍ全第１義的目的とするリミッタは
、一定振幅の方形波を出力することから非線形回路であ
る。方形波には基本波の高調波成分が含壕れるので、厳
密な表現は８ ＫＨ２標本ですら不可能である。これが
受信器の電電的特性に及ぼす効果としては、基本波成分
のゆらぎ発生により周波数検出精度の低下を招くことと
なる。
、一定振幅の方形波を出力することから非線形回路であ
る。方形波には基本波の高調波成分が含壕れるので、厳
密な表現は８ ＫＨ２標本ですら不可能である。これが
受信器の電電的特性に及ぼす効果としては、基本波成分
のゆらぎ発生により周波数検出精度の低下を招くことと
なる。
そこで本発明における方策としては、４ＫＨ２の標本を
補間して８ ＫＨｚの標本化速度にもどす。この際、多
くの演算を必要とする補間フィルタを用いたのでは発明
の第１目的を帳消にしてしまうので、簡単な補間操作に
より８ ＫＨｚ標本を復元する必要がある。幸いにして
、この場合の補間は後段のリミッタの存在により、厳密
に正しく振幅を再現する様に補間してやる必要が無い。
補間して８ ＫＨｚの標本化速度にもどす。この際、多
くの演算を必要とする補間フィルタを用いたのでは発明
の第１目的を帳消にしてしまうので、簡単な補間操作に
より８ ＫＨｚ標本を復元する必要がある。幸いにして
、この場合の補間は後段のリミッタの存在により、厳密
に正しく振幅を再現する様に補間してやる必要が無い。
即ち、リミッタはその入力が正ならば＋１、入力が負な
らば−１を発生する回路である（振幅を正規化して表現
している）から、補間の際は正、負を誤らない程度の精
度で復元できれば良い。これは、例えば内挿法により十
分達成させられる。この様にしてリミッタ回路以降は従
来のＰＢ信号処理と同様、８ＫＩ（Ｚの標本化速度で動
作するので従来と同様の周波数検出精度を維持すること
ができる。
らば−１を発生する回路である（振幅を正規化して表現
している）から、補間の際は正、負を誤らない程度の精
度で復元できれば良い。これは、例えば内挿法により十
分達成させられる。この様にしてリミッタ回路以降は従
来のＰＢ信号処理と同様、８ＫＩ（Ｚの標本化速度で動
作するので従来と同様の周波数検出精度を維持すること
ができる。
以下、本発明の実施例を第１図〜第２図にょジ説明する
。
。
第１図は本発明を適用したＰＢ信号受信器の全体構成を
示すものであって、押船電話機からのＰＢ倍信号入力端
子１０に加えられる。入力信号はアナログ信号の形態で
あるので、Ａ／Ｄ変換器２゜によりディジタル信号に変
換される。ここで標本化速度はｆ８＝８ＫＨＺ ”’Ｃ
ある。８ＫＨＺのディジタル信号はスイッチ２１により
１個とびに間引かれて、ｆＳ’ ＝４ＫＨｚ速ｇのディ
ジタル信号となる。この信号はダイヤルトーン除去フィ
ルタ２２に入力され、ダイヤルトーン成分が除去される
。
示すものであって、押船電話機からのＰＢ倍信号入力端
子１０に加えられる。入力信号はアナログ信号の形態で
あるので、Ａ／Ｄ変換器２゜によりディジタル信号に変
換される。ここで標本化速度はｆ８＝８ＫＨＺ ”’Ｃ
ある。８ＫＨＺのディジタル信号はスイッチ２１により
１個とびに間引かれて、ｆＳ’ ＝４ＫＨｚ速ｇのディ
ジタル信号となる。この信号はダイヤルトーン除去フィ
ルタ２２に入力され、ダイヤルトーン成分が除去される
。
次に２個の帯域消去フィルタ２５．２６によってＰＢ倍
信号一波成分ずつに分波される。各成分は４ ＫＨ２速
度のディジタル信号であるが、ここで補間回路２４．２
７によりそれぞれが８ ＫＨｚディジタル信号に補間さ
れ、更にリミッタ回路２５゜２８により振幅圧縮される
。
信号一波成分ずつに分波される。各成分は４ ＫＨ２速
度のディジタル信号であるが、ここで補間回路２４．２
７によりそれぞれが８ ＫＨｚディジタル信号に補間さ
れ、更にリミッタ回路２５゜２８により振幅圧縮される
。
入力信号成分に対応した２個の方形波を表現するディジ
タル信号は帯域通過フィルタで構成された共振器群２９
に入力され、低群においていずれか１個、高群において
いずれか１個の共振器が同調出力を大とする。これは検
出器群３０にて１１０判定され、更に信号判定回路６１
にて２波存在の確認、信号の継続長等がチエツクされて
、最終的に直流出力を周波数対応に出力端子１１〜１８
へ出力する。
タル信号は帯域通過フィルタで構成された共振器群２９
に入力され、低群においていずれか１個、高群において
いずれか１個の共振器が同調出力を大とする。これは検
出器群３０にて１１０判定され、更に信号判定回路６１
にて２波存在の確認、信号の継続長等がチエツクされて
、最終的に直流出力を周波数対応に出力端子１１〜１８
へ出力する。
ここで回路の前半部分、即ち線形フィルタ２２゜２５．
２６は４ ＫＨｚの低速動作を行い、他の部分は８ＫＨ
Ｚの速度で動作する。
２６は４ ＫＨｚの低速動作を行い、他の部分は８ＫＨ
Ｚの速度で動作する。
次に第２図を用いて４ ＫＨ２信号を８’ＫＨｚ信号に
補間する動作を説明する。同図（ａ）は補間回路とリミ
ッタを示したものである。帯域除去フィルタからの４Ｋ
Ｈ２標本化信号（分波された単一周波信号）は端子５０
に加えられる。これは遅延器６０に貯見られた前値（１
／４ＫＨｚ前の値）と加算器６１により加算されて（１
／８ＫＨＺ前の）補間値を端子５２に出力する。また一
方、現在値は直接端子５１に得られ、ｆ ＝８ＫＨＺで
動作する接点５３に、ｆ ５＝８ＫＨＺのディジタル信
号が得られる。端子５２に得られる補間信号は、簡単な
内挿によって得られるものであり、得られる補間値の精
度は良好ではないが、後段のリミッタ６２は正負の判定
を行っているので正負の判定が誤らない程度であれば良
い。これは、正弦波信号のもつ近接標本間の強い相関に
よって十分満足される。
補間する動作を説明する。同図（ａ）は補間回路とリミ
ッタを示したものである。帯域除去フィルタからの４Ｋ
Ｈ２標本化信号（分波された単一周波信号）は端子５０
に加えられる。これは遅延器６０に貯見られた前値（１
／４ＫＨｚ前の値）と加算器６１により加算されて（１
／８ＫＨＺ前の）補間値を端子５２に出力する。また一
方、現在値は直接端子５１に得られ、ｆ ＝８ＫＨＺで
動作する接点５３に、ｆ ５＝８ＫＨＺのディジタル信
号が得られる。端子５２に得られる補間信号は、簡単な
内挿によって得られるものであり、得られる補間値の精
度は良好ではないが、後段のリミッタ６２は正負の判定
を行っているので正負の判定が誤らない程度であれば良
い。これは、正弦波信号のもつ近接標本間の強い相関に
よって十分満足される。
動作波形の一例を同図（ｂｌに示す。これはＰＢ倍信号
最高周波数Ｈ４＝１６３３Ｈ’Ｚの正弦波補間・振幅制
限の例を示すものであって、（１）は正弦波信号を１
／ ８ＫＨＺ間隔で単純に正負判定を行ったもの、（１
１）は（１）を−度４ ＫＨ２信号に間引いた後、（ａ
）の手法により補間ならびに振幅制限を行った結果を示
す。
最高周波数Ｈ４＝１６３３Ｈ’Ｚの正弦波補間・振幅制
限の例を示すものであって、（１）は正弦波信号を１
／ ８ＫＨＺ間隔で単純に正負判定を行ったもの、（１
１）は（１）を−度４ ＫＨ２信号に間引いた後、（ａ
）の手法により補間ならびに振幅制限を行った結果を示
す。
（１）と（１１）は完全に一致しており、４ ＫＨ２へ
の間引きを実行しても８ＫＨＺへの補間が完壁であるこ
とを示している。
の間引きを実行しても８ＫＨＺへの補間が完壁であるこ
とを示している。
第１図における共振器群は第２図（ｂＪのととき１゜−
１のインパルス列を入力してＰＢ信号周波数成分の検出
を行う訳であるが、この事実により回路の前半部の動作
が４ ＫＨ２であっても全体が８ＫＨＺで動作した場合
と全く同じ周波数検出精度が得られることが保証される
。ここに示した例は１６６６Ｈｚの場合の一例であるが
、他の場合も補間は完壁であり周波数検出精度は従来の
８ＫＨＺ動作のＰＢ受信器と同一の周波数検出精度が得
られる。
１のインパルス列を入力してＰＢ信号周波数成分の検出
を行う訳であるが、この事実により回路の前半部の動作
が４ ＫＨ２であっても全体が８ＫＨＺで動作した場合
と全く同じ周波数検出精度が得られることが保証される
。ここに示した例は１６６６Ｈｚの場合の一例であるが
、他の場合も補間は完壁であり周波数検出精度は従来の
８ＫＨＺ動作のＰＢ受信器と同一の周波数検出精度が得
られる。
なお、本実施例においては説明の都合上、ハードウェア
で回路を構成し、その回路の動作を説明するという立場
をとった。しかしながら、第１図第２図（ａ）のごとき
回路機能はソフトウェアでも実行出来るわけであって、
基本的な考え方は何ら変るものではないことを付記して
おく。
で回路を構成し、その回路の動作を説明するという立場
をとった。しかしながら、第１図第２図（ａ）のごとき
回路機能はソフトウェアでも実行出来るわけであって、
基本的な考え方は何ら変るものではないことを付記して
おく。
以上説明した様に、本発明によれば、リミッタが存在す
るという事実を利用した簡単な補間法を採用したことに
より４ＫＨ２標本から８ ＫＨｚ標本への完壁な補間が
可能となり、従い全体が８ＫＨＺ動作を実行する従来の
ＰＢ受信器と同一の周波数検出精度を維持しつつその前
半の線形フィルタ部の標本速度を４ ＫＨｚと半減でき
るので、演算量の少い受信器を構成することが出来る。
るという事実を利用した簡単な補間法を採用したことに
より４ＫＨ２標本から８ ＫＨｚ標本への完壁な補間が
可能となり、従い全体が８ＫＨＺ動作を実行する従来の
ＰＢ受信器と同一の周波数検出精度を維持しつつその前
半の線形フィルタ部の標本速度を４ ＫＨｚと半減でき
るので、演算量の少い受信器を構成することが出来る。
受信器を１回線分実現するにあたり、演算量を低減でき
るということは、例えばより低速のマイクロプロセッサ
１個でＰＢ受信器が構成出来ることを意味する。または
ある処理能力のマイクロプロセッサを用いることにより
１個で複数回線の多重処理能力をもったＰＲ受信器を実
現することが可能となる。
るということは、例えばより低速のマイクロプロセッサ
１個でＰＢ受信器が構成出来ることを意味する。または
ある処理能力のマイクロプロセッサを用いることにより
１個で複数回線の多重処理能力をもったＰＲ受信器を実
現することが可能となる。
通常、各フィルタは下記の次数にて構成される。
ダイヤルトーン除去フィルタ：４次×１種帯域除去フィ
ルタ ＝６次×２種帯域通過フィルタ
：２次×８種従って、フィルタ全体に対して、前半の
フィルタの処理速度を半減するということは全体として
みれば２５％の演算量減少を達成出来るという効果があ
る。この低減量を有効活用することにより、例えば倍の
回線多重処理能力を有するＰＢ受信器を構成することも
可能である。
ルタ ＝６次×２種帯域通過フィルタ
：２次×８種従って、フィルタ全体に対して、前半の
フィルタの処理速度を半減するということは全体として
みれば２５％の演算量減少を達成出来るという効果があ
る。この低減量を有効活用することにより、例えば倍の
回線多重処理能力を有するＰＢ受信器を構成することも
可能である。
第１図は本発明の一実施例を示すＰＢ受信器の構成図、
第２図は第１図の補間部と振幅制限部の詳細な構成図お
よびその動作波形例を示した図である。 符号の説明 ２１・・・間引きスイッチ ２４．２７・・・補間回路 ２５．２８・・・リミッタ回路 ６０・・・１標本遅延回路 ６１・・・加算回路 ６２・・・リミッタ回路
第２図は第１図の補間部と振幅制限部の詳細な構成図お
よびその動作波形例を示した図である。 符号の説明 ２１・・・間引きスイッチ ２４．２７・・・補間回路 ２５．２８・・・リミッタ回路 ６０・・・１標本遅延回路 ６１・・・加算回路 ６２・・・リミッタ回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ディジタル化されたＰＢ信号（入力多周波信号）を
、ダイヤルトーン除去フィルタを通過させた後に帯域除
去フィルタにて低群・高群の２波に分波させ、それぞれ
の２波をリミッタにて一定レベルに圧縮した後複数の帯
域通過フィルタ群および検出器にて信号検出を行うディ
ジタル多周波信号受信方式において、上記ダイヤルトー
ン除去フィルタ及び帯域除去フィルタ部を４ＫＨｚ標本
化動作とし、帯域除去フィルタ出力を補間して８ＫＨＺ
標本化速度とし、さらに上記リミッタ部以降の処理速度
を８ＫＨＺとしたことを特徴とするＰＢ信号受信方式。 ２、前記帯域除去フィルタ出力を４ＫＨＺから８ＫＨＺ
に補間する手段として、２個の４ＫＨＺ標本から内挿す
ることを特徴とする請求項１記載のＰＢ信号受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13547788A JPH01305694A (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | Ｐｂ信号受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13547788A JPH01305694A (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | Ｐｂ信号受信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01305694A true JPH01305694A (ja) | 1989-12-08 |
Family
ID=15152629
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13547788A Pending JPH01305694A (ja) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | Ｐｂ信号受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01305694A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5214693A (en) * | 1989-10-18 | 1993-05-25 | Fujitsu Limited | Multi-frequency signal receiver and a method of detecting the multi-frequency signal |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5577291A (en) * | 1978-12-06 | 1980-06-10 | Hitachi Ltd | Multi-frequency signal receiver |
| JPS61273095A (ja) * | 1985-05-29 | 1986-12-03 | Hitachi Ltd | デイジタル信号受信器 |
-
1988
- 1988-06-03 JP JP13547788A patent/JPH01305694A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5577291A (en) * | 1978-12-06 | 1980-06-10 | Hitachi Ltd | Multi-frequency signal receiver |
| JPS61273095A (ja) * | 1985-05-29 | 1986-12-03 | Hitachi Ltd | デイジタル信号受信器 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5214693A (en) * | 1989-10-18 | 1993-05-25 | Fujitsu Limited | Multi-frequency signal receiver and a method of detecting the multi-frequency signal |
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