JPH01311595A - 電圧信号の電圧制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電圧信号の電圧制御方法に関するものである
。一般に、本発明は、制御されておらずチョップされ、
またはリップル化されていて値が大きい可能性のある直
流電圧を整流することにより発生した直流電圧の制御に
関する。さらに詳細には、本発明は、医学の分野でＸ線
管の高電圧を制御して発生するＸ線の特性の再現性（忠
実性）をよくするのに応用される。しかし、本発明は他
の分野にも応用することができる。医学の分野では、本
発明は、高電圧の質によって発生するＸ線の均一性が決
まるマンモグラフィーに特に応用される。

従来の技術 Ｘ線発生器に高電圧を供給する原理は公知である。いわ
ゆるＨＦ発生器の場合には、直流低電圧をチョップした
り波状にしたりすることが主として行われている。次に
、この波状にされた、すなわちリップル化された低電圧
は昇圧変圧器に印加され、この変圧器によってリップル
化高電圧に変換される。次にこのリップル化高電圧は整
流されフィルタされて所望の直流高電圧となる。このよ
うにして発生させた高電圧を表す信号は、分圧抵抗ブリ
ッジによって取り出すことができる。次に、この測定信
号を基準値と比較し、エラー信号を決定する。このエラ
ー信号は次に調節装置に送られて、発生される高電圧が
基準値に維持されるようにする。一般に、エラー信号は
周波数可変電圧制御発振器（ＶＣＯ）に印加される。こ
の発振器の周波数可変信号は制御信号としてインバータ
に送られる。

インバータの発振周波数として通常受は入れられている
値は約１５ｋＨｚである。一般に、インパークは、サイ
リスクを備えるタイプか、または、共振回路内を電流が
一方向に流れ、次に逆方向に流れるトランジスタを備え
るタイプである。後者の場合には、制御される２組の半
導体素子が使用される。これら半導体素子を使用するパ
イロット回路は、約３０　ｋ　Ｈｚという２倍の周波数
の信号を出力する。特にマンモグラフにおいてＸ線撮影
を行うときにＸ線管をオンにするパルスの持続期間は、
一般に約３００ｍ５である。本発明についての以下の説
明では、このＸ線撮影用パルスを印加することを被曝と
呼ぶ。この被曝の間、Ｘ線管のカソードとアノードの間
の高電圧はできるだけ早く定格値まで大きくなる必要が
ある。次に、この被曝の全期間を通じて、この高電圧は
できるだけこの定格値にとどまっていなくてはならない
。１回の被曝の間にパイロット回路から出力されるパル
スの数は、上記の数値の場合には約１０００である。高
電圧を０から定格値まで上昇させるのに必要なパイロッ
ト回路のパルスの数は通常は約５０である。

インバータは、直流低電圧回路の端子に接続されそして
発振回路ならびに昇圧変圧器に直列に接続された少なく
とも一組の半導体素子を備えている。これら半導体素子
がインバータのパルスによって導通状態になると、リッ
プルが発振回路に発生して昇圧変圧器によって変圧され
る。次に、このリップルは昇圧変圧器の下流にある整流
器によって整流され、この整流された高電圧をフィルタ
するフィルタ回路に印加される。このフィルタ回路は主
として複数のコンデンサで構成されている。

１回の被曝の全期間を通じて、これらコンデンサは、は
ぼ一定の放電を行うとともに、充電リップルの到着に対
応して周期的に充電される。一定の放電は、Ｘ線管を使
用すること、すなわち発生させたい画像のタイプと関係
している。

換言すれば、このようにして発生させた高電圧はたとえ
制御されていても波打つ（すなわち変動する）。実際、
この高電圧の波打ちまたはリップルは、インバータなら
びにパイロット回路の周波数特性と関係しており、結局
、Ｘ線管の出力がゼロのときにのみリップルが消える。

しかし、Ｘ線管の高電圧を出力期間中は一定の値に維持
する必要があるため、これではいけない。発生した高電
圧のリップルは、直流電圧を直流電圧に昇圧する原理に
本質的な帰結である。

リップルは、医用Ｘ線装置において多くの問題を発生さ
せる。実際、Ｘ線の硬さは、Ｘ線管の端子に得られる高
電圧に大きく影響される。ところで、発生した直流高電
圧のリップルの谷からこのリップルのピークまでで発生
したＸ線の硬さに分散があると、得られるＸ線画像が歪
んだものになることがある。このような画像は信頼性が
ない。

本発明では発生した高電圧が波打つ挙動を検討し、現在
までに当業者が採用してきた波打ち挙動が最良のもので
はないことを確認することができた。許容されているリ
ップルは以下の説明ではδＫＶと表記するが、実際には
このリップルは次の形に表すことができる。

δＫＶ＝　ｆ　　（ＫＶ、ｍＡ、Ｅ） この式の中で、ＫＶは発生した高電圧の定格値を表す。

値ｍＡはＸ線管の出力を表す。最後に、Ｅは直流高電圧
を発生させるのに用いる直流低電圧を表す。上記の関数
ｆは、放電ＫＶＳｍＡと、整流後の高電圧のフィルタ回
路の質とを考慮した複数変数の関数である。通常は、値
δＫＶはＫＶの数％よりも小さい。この割合は当業者に
より慣習的に決められている。この割合は、動作が低下
しているが許容されている機械の場合には３０％あるい
はそれ以上にし、マンモグラフの場合には４％にするこ
とができる。

Ｅが完全に一定であると、振幅がδＫＶであり、はぼ鋸
の歯の形状ではあるが大部分は一定であるリップルが得
られる。結局、発生するＸ線の均一性は既に知られてい
る通りになる。しかし、実際にはＥは一定ではない。使
用する直流低電圧は、配電ネットワークから得られる電
圧が整流された直流低電圧にすることができる。このよ
うに整流された直流低電圧は、整流された配電信号が三
相信号でなく単相信号であるためにますますゆらぐ。

例えば、整流された単相の５０Ｈｚの配電信号は、（余
波整流された）　　１００Ｈｚのリップルを有する低電
圧を発生させる。すなわち、上記の数値を考慮すると、
この直流低電圧は１回の被曝期間中に約３０回振動する
。直流低電圧がゆらぐことにより、制御システムの動作
に問題が生じる。実際、インバータのパワー伝達特性曲
線が（電圧制御に用いる）周波数の関数である場合には
、この曲線はこのインバータに入力することが許可され
た電圧の関数でもある。すなわち、パルスの開始の瞬間
にインバータから伝達されるパワーは、このインバータ
に印加される電圧に依存する。

この結果、リップル高電圧のゆらぎの振幅は、電源直流
低電圧のゆらぎの周波数で変化する。これは、制御回路
の設計と関係している。制御回路では、発生した高電圧
を測定する。発生した高電圧の値が基準電圧の値よりも
小さくなると直ちに、インバータが作動して充電パルス
を送る。従って、電源低電圧が（このリップル化低電圧
の谷で）小さい場合には、インバータにより伝達される
パワーは小さい。この結果、整流された高電圧のリップ
ルのピークはこの場合には比較的低い。これとは逆に、
直流低電圧が（このリップル化低電圧のリップルのピー
クで）大きい場合には、インバータによって各パルスご
とに伝達されるパワーは上記の場合よりも大きく、リッ
プル化高電圧のリップルもやはり上記の場合よりも大き
い。

上記の２つの場合、整流高電圧のフィルタ回路のコンデ
ンサの充電は、この高電圧が基準電圧の値と等しくなる
と直ちに開始される。この結果、各放電パルスによって
直流高電圧が常に同じ値に低下するとはいえ、この高電
圧は、電源低電圧のリップルに応じて異なるピーク値に
達する。すなわち、発生するＸ線のスペクトルをあらか
じめ知ることができない。さらに、δＫＶは配電電圧の
状態と配電線の抵抗とに極めて強く依存する。しかし、
このことは、１回の被曝の間の配電電圧による信号の周
期の数が比較的大きいく３０）ためにほとんど問題にな
らない。反面、実際には被曝の間に電源低電圧の平均値
が一様に低下し、その結果としてＸ線管の動作がますま
す低下するために、上述したことはやはり問題である。

このような制御方法は、最小値に対するパルス式制御法
に対応するが、満足できない方法の１つである。

別のタイプの制御方法も知られている。この方法はリニ
ア制御法である。この場合にも、発生する高電圧のピー
ク値が電源低電圧のリップルと同様ではあるが半分の割
合でゆらぐことがわかる。

発明が解決しようとする課題 本発明では、電源低電圧のゆらぎは不可避であるとはい
え、発生する高電圧のリップルのピークまたは谷が一定
の値になるようにし、その結果、低電圧リップルが、イ
ンバータにより実行される連続的充電の間に高電圧が到
達する最小値に作用を及ぼすようにすることが好ましい
ことがわかった。

従って、実際には、本発明で目指すのは電源低電圧の変
化に関係したリップルの振幅を小さくすることではなく
、発生する高電圧のピークの値を一定にすることである
。従って、Ｘ線撮影においては、Ｘ線管の動作に関係な
く、スペクトル内に常に等しい量の硬いＸ線が確実に得
られる。あまり硬くないＸ線が出力されるのは高電圧の
変化を制御することができないからである。結局、本発
明では、あまり硬くないＸ線の照射量がわかって硬いＸ
線の照射量がわからないのではなく、硬いＸ線の照射量
がわかってあまり硬くないＸ線の照射量がわからない。

この結果、画像の精度が自動的に向上する。なぜならば
、硬いＸ線が画像を形成するのに最もふされしい。

電源低電圧のゆらぎに主として係わるこの問題点を解決
するためには、この低電圧のゆらぎを考慮する必要があ
る。Ｅの低周波数のリップルの関数としてｆ　　（ＫＶ
、ｍＡＳＥ）の変化をリアルタイムで計算するか、さら
に好ましくは表にすることが考えられるであろう。実際
には、Ｅが１０％変化するとδＫＶのほうは８０％変化
することが可能であることが知られている。従ってこの
ような方法は理論上は可能である。しかし、Ｅが周波数
１００Ｈｚで波打つことを思い起こすと、計算時間が低
周波数のこのゆらぎの周期である例えば１ｍｓよりも短
い必要があることを意味する。この計算時間は実行すべ
き操作の数を考慮すると短すぎて、Ｘ線撮影装置で（安
価には）有効に利用することができない。

課題を解決するための手段 そこで、本発明による改良に従うと、出力高電圧の変化
と電源低電圧の変化の両方を計算により考慮して調節を
行う代わりに、出力高電圧のみを考慮して調節を行う。

しかし、この場合、インバータの各パルスごとにこのゆ
らぎの振幅が測定され、インバータの次のパルスに対し
て前のリップルの変化を考慮した命令が送られる。

本発明によれば、電圧信号の電圧を制御するために１ 、リップルパルスの周波数を調節することが可能なイン
バータを用いて第１の直流低電圧信号にリップルを発生
させてリップル電圧信号を発生させ、 −このリップル電圧信号を整流しフィルタして第２の直
流電圧信号を発生させ、 −上記インバータの周波数を変化させることによりこの
第２の直流電圧信号の電圧を制御する方法であって、 −上記第２の直流電圧信号の電圧の最大値が、各パルス
ごとに所定の最大値に達するように上記第２の直流電圧
信号の電圧を制御することを特徴とする方法が提供され
る。

本発明の好ましい応用では、直流電圧の第１の信号は低
電圧信号である。第２の信号は高電圧信号であり、イン
バータと整流器の間で変換器を用いてこの電圧を上昇さ
せることができる。

本発明は、添付の図面を参照した以下の説明によりさら
によく理解できよう。なお、図面は単に実施例を示した
ものであって、本発明を限定することはない。

実施例 第１図は、本発明の方法を実施するのに使用することの
できる回路の概略を示す図である。この回路は、例えば
単相配電線２００から直流低電圧を発生させる直流低電
圧回路１を備えている。直流低電圧回路１は、パイロッ
ト回路３によって周波数制御される共振式インバータ２
にパワーを供給する。インバータ２によってリップル化
された信号は、昇圧変圧器４によって昇圧される。変圧
器４で発生した高電圧は次に整流・フィルタ回路５で整
流されフィルタされる。整流された高電圧は、Ｘ線管８
のカソード６とアノード７の間に印加される。−例を挙
げると、Ｘ線管は回転アノード式Ｘ線管であり、マンモ
グラフ９で使用される。このマンモグラフは、従来と同
様に、コリメータ１０と、Ｘ線撮影する身体１２０両側
に配置された可動式拡散防止グリッド１１とを備えてい
る。放射線感光性フィルムまたはビデオカメラの形のレ
シーバ１３が身体１２に対するＸ線の効果を記録する。

分圧ブリッジ１４を用いると、発生した高電圧を表す信
号ＫＶを取り出すことができる。信号ＫＶは、比較器１
５において基準電圧Ｖ　ｒ　＠ｆと比較される。この比
較器１５は、大きな値のエラー信号を処理するための増
幅器でもある。本発明では、次に、このエラー信号が、
模式的に示したように直接または間接に第２の比較器１
６に送られる。間接経路の中間には記憶回路１７が設け
られている。実際には、システムがパルスで動作するた
め、記憶回路１７は、比較器１６に、インバータの前の
パルスのときに測定されたエラー信号の変化を表す信号
を送るようにされている。

比較器１６の出力信号は、インバータ２のサイリスクを
制御するためのパイロット回路３に制御信号として入力
される。インバータ２は２組のサイリスクを備えている
。第１の組はサイリスク１８と１９を備え、第２の組は
サイリスタ２０と２１を備える。

例えば、インバータ２の第１のリップルパルスの間、サ
イリスク１８と１９はパイロット回路３によって導通す
る。これらサイリスクを通過する電圧波形の前面は、共
振回路２０１−２０２によって第３図ａに示したリップ
ル２２に変換される。リップル２２の負の部分である戻
り電流は、−組のダイオード２３０と２４０によって流
される。リップル信号２２は変圧器４によって太き（さ
れ、次に整流器５によって整流される。この結果、第３
図すに示した信号ＫＶは電圧が上昇する。この電圧上昇
の後、Ｘ線管８の端子に現れる電圧はこのＸ線管の負荷
に応じて減少する。

記憶回路１７はピーク記憶回路である。この目的で、こ
の記憶回路は、例えばコンデンサ２４に直列に接続され
たダイオード２３を備えている。この接続がピーク検出
器を構成する。このピーク検出器の前段には直流成分の
除去回路が設けられている。

この直流成分除去回路は、主構成要素として上流にコン
デンサ２５を直列に備えている。このコンデンサ２５の
下流側の端子は、各パルスの開始時に周期的にグラウン
ドに接続される。すなわち、スイッチ２６が（パルス２
２を印加される直前に）瞬間的に閉じられ次いで開放さ
れると、コンデンサ２５が、比較器−増幅器１５によっ
て増幅されたエラー信号δＫＶを通過させる。このエラ
ー信号δＫＶは、電圧Ｖ　ｒ　ａ　ｆを別にして、整流
された高電圧の上昇変化を表わす（第３図Ｃ）。一方、
整流された高電圧はインバータのパルスの印加の終了時
に低下するのに対し、エラー信号はピーク検出器のダイ
オード２３が存在しているためにピーク値で一定に保た
れる。次に、エラー信号のピーク値を表す信号はメモリ
２８に送られる。このメモリ２８は、バッファメモリ機
能を実行する。メモリ２８がディジタルタイプである場
合には、その前にＡ／Ｄ変換器２７を設置する必要があ
る。メモリ２８はアナログタイプであることが好ましい
。このメモリ２８を用いると、比較器１６に対して、イ
ンバータの次のパルスを印加するときに整流高電圧の以
前の変化を表す情報を提供することができる。エラー信
号δＫＶは、ピークが記憶されるとδＫＶ、と表すこと
ができる。δＫＶとδＫＶｍに対して施される処理が同
じであるようにするため、直接経路には、必要に応じて
Ａ／Ｄ変換器２０３が直列に設置されている。

エラー信号δＫＶは比較器１６に送られて、前のリップ
ルパルスのときに得られた信号δＫＶ、の値と比較され
る。２つの比較器１５．１６とメモリ２８をカスケード
接続することにより、結局、ＫＶが、基準電圧とではな
く、基準電圧から前のリップルパルスの間に整流された
高電圧の変化を差し引いた電圧と比較される。このよう
な比較を行うことの効果は以下の通りである。以前のパ
ルスの間のリップルの変化が一定であり、結局、低電圧
のリップル現象が発生しないのであれば、完全な制御が
なされる。基準値をどのような値にしようとも、重要な
のは基準値が一定となっていることである。

しかし、直流低電圧のリップル現象は発生し続けるので
、本発明では、出力された高電圧を一回ごとに一定値と
比較するのではなく逆に可変値と比較していることがわ
かる。この可変値には低電圧のゆらぎが考慮されている
。このことが本発明のポイントである。もちろん、制御
は、出力される高電圧が常に同じ高さのピークに達する
ように行う。このことが、第２図ａにおいて、発生した
高電圧ピークの包絡線２９で示されている。

上記の装置の動作は以下の通りである。１つのリップル
パルスの間に整流・フィルタ回路５が充電されている期
間を通じて高電圧が変化することに起因するピーク値が
δＫＶ、であると仮定する。

比較器１５ト１６ハ、高電圧が（ｖｒ！ｆ−δＫ　Ｖ　
Ｉ　”）よりも小さくなると直ちにパイロッ′ト回路３
を始動させ、従ってインバータ２を始動させる機能を有
する。従って、リップル３０はインバータ２により与え
られる（第３図ａ）。あとで説明する理由により、この
リップルは半波２２とは反対の半波であるが、効果は同
じであり、結果としてパルス２２と同じ処理を施される
。すなわち、本発明では、前の充電の測定された効果が
大きいと見なされるほど、次の充電パルスがインバータ
により遅く送られることがわかる。低電圧があらかじめ
好ましい状態にあって例えばリップルが最大である場合
には、フィルタ回路５の充電に対する効果が重要である
ことが直観的にわかる。この場合、出力される高電圧は
急激に増加する傾向をもつであろう。

この瞬間の電源直流低電圧の好ましい状況をあまりに楽
観的に考慮することを避けるため、次の充電パルスの印
加を遅らせる。簡単にするため、まさに充電のこの値に
応じて充電パルスの印加を遅らせる。実際には、この充
電量が多いほど高電圧が大きく減少することが期待され
る。これとは逆に、電源低電圧のリップルが好ましくな
い状況にある場合には、フィルタ回路５のコンデンサは
あまり充電されない。すなわち、δＫＶは小さい。

この場合、次の充電パルスの印加を早くする。次のパル
スはできるだけ早く開始させる。この結果、低電圧が好
ましくない状況にある間は、インバータ２は低電圧が好
ましい状況にある間よりも頻繁にリップルを発生させる
。従って、この方法によると、フィルタ回路５により発
生した高電圧は、包絡線が水平な直線であるピーク値を
有するという効果があることがわかる。

交流型の動作をさせるという理由で、サイリスク１８．
１９０組と第２の組のサイリスク２０．２１を交互に利
用する。相補型のダイオード２１０．２２０と共通に接
続された第２の組のサイリスク２０．２１は第１の組の
サイリスタ１８．１９と極性は反対であるが似たような
役割を果たす。第２の組のサイリスタ２０．２１はリッ
プル３０を発生させる。高電圧を印加する場合には２組
のサイリ″スタ効果は同じではない。従って、リップル
２２によってフィルタ回路５を充電している間に実行さ
れる測定に応じてリップル３０を開始させるのであれば
動作は完全ではない。この目的で、メモリ２８はカスケ
ード接続された２つのメモリ３３と３４を備えている。

これらメモリは、カスケード接続されているため、修正
すべき十分な半波に対応する基準値の変化を比較器１６
送ることができる。

このようにしてメモリ３３はメモリ３４と関係付けられ
る。ダイオード２３が値δＫＶ、を発生させるときには
この値がメモリ３３に記憶される。次のパルスの間にダ
イオード２３がδＫ　Ｖ　２を発生させるときには、こ
の値がメモリ３３において値δＫＶ。

に取って代わる。従って、この値δＫＶ、はメモリ３４
に移され、一方、メモリ３４の前の内容が比較器１６に
印加されて、変化により発生した高電圧の効果を修正す
る。パイロット回路３は、各リップルパルスごとにサイ
リスタの組を反転させるとともに、これと同期してスイ
ッチ２６をオンにし、必要に応じて設けられているＡ／
Ｄ変換器２７と２０３を作動させ、メモリ３３．３４と
比較器１６の間で記憶内容のシフトを開始させる。

好ましい態様によれば、本発明の方法は非連続タイプの
インバータを用いて実施される。非連続タイプのインバ
ータは、立ち下がり部も含めてリップル２２と３０が同
時に現れることのできないインバータである。この目的
で、インバータ２の共振回路２旧、２０２を通過する電
流を測定する有効化回路３５を設置する。例えば、電圧
取り出し用の小さな変圧器３６を共振回路に直列に接続
する。電流を表す取り出された信号は、有効化回路３５
内の２つの比較器３７と３８に人力される。これら比較
器では、この信号がそれぞれ−さならびに＋εと比較さ
れる（εは小さな値の基準値）。これら比較器の出力に
現れる可能性のある信号が第３図ｄと第３図ｅにそれぞ
れ示されている。これらの信号は電流の極性を表してい
る。比較器３７と３８の出力信号は次にＮＯＲゲート３
９の入力に印加される。このＮＯＲゲート３９の出力が
第３図ｆに示されている。

このＮＯＲゲート３９の出力は、有効化回路３５から発
生した有効化信号である。有効化回路３５の有効化信号
がゼロである限りは、この有効化信号を受けるＡＮＤゲ
ート４０が制御信号をパイロット回路３に伝送するのを
禁止する。従って、有効化回路３５がリップル２２の印
加とリップル３０の印加の間の時間的不連続性を保証す
る。ＡＮＤゲート４０は、スイッチ４１を操作するオペ
レータの意志で印加される被曝信号すなわち撮影信号Ｐ
をさらに受ける。

スイッチ４１が例えばオペレータによって閉じられると
、パイロット回路３がサイリスクの組のいずれか１つを
作動状態にする。するとインバータによりリップルパル
スが１つ発生する。変圧器４がこのリップルの電圧を上
昇させる。電圧が上昇したこのリップルは整流回路５で
整流される。

（達するべき定格高電圧Ｖ　ｒ　ＩＩ　ｆに対応する）
基準値が大きいことを考慮すると、比較器−増幅器１５
と比較器１６が飽和する。従って、比較器１６の出力と
ＡＮＤゲート４０の対応する人力に表われる信号は、こ
の基準電圧に達していない限りは１である。

この場合、有効化回路３５が、１つのパルスの終了と次
のパルスの開始の間の時間を最小にしてインバータ２の
パルスの伝送を有効化する。実際には、この終了と開始
はほぼ同時である。従って、高電圧は整流・フィルタ回
路５内で急速に上昇して予定の定格値に達する。従って
、有効化回路３５はインバータが発生させることのでき
る２つのタイプの半波の間でインバータの動作を不連続
にすることにのみ役立つ。

高電圧が基準値に近づくと直ちに記憶回路１７が作動し
て、この高電圧の最大値が規定の基準値と等しくなるよ
うにする。

第２図ａは、本発明の方法を用いて得られた高電圧信号
の様子を示している。第２図すと第２図Ｃは、従来技術
で以前に得られた信号の様子を示している。第２図ａで
は、（早くインバータを作動させすぎたために）電源低
電圧のリップルが好ましくなくインバータが高周波数で
動作した期間４２．４３をはっきりと区別することがで
きる。このような期間ではリップルが互いに近づきすぎ
ている。これに対して、好ましい期間４４では、インバ
ータの周波数はこれよりも小さいが電荷は（インバータ
を遅く作動させるために）より多い。第２図すと第２図
Ｃには、最小値に対して基準値の補正を行うパルス式制
御と、従来のリニア式制御に従って制御された高電圧の
ピーク値の包絡線４５．４６がそれぞれ示されている。

いずれにせよ、第２図すと第２図Ｃは、高電圧のピーク
値に対しては直線状の包絡線２９が得られないことを示
している。

本発明では、直線状のピーク値の包絡線を用いて硬いＸ
線のスペクトルが分散しないようにする。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の方法を実施するための回路の概略図
である。 第２図ａ〜第２図Ｃは、本発明の方法と従来の方法で発
生させた高電圧の比較結果の図である。 第３図ａ〜第３図ｆは、本発明の方法において現れる信
号の時間変化を表すグラフである。 （主な参照番号） １・・直流低電圧回路、 ２・・インバータ、　　　３・・パイロット回路、４．
３６・・変圧器、 ５・・整流・フィルタ回路、 ６・・カソード、　　　　　７・・アノード、８・・Ｘ
線管、　　　　　９・・マンモグラフ、１０・・コリメ
ータ、　　　１１・・散乱防止グリッド、１２・・身体
、　　　　　　１３・・レシーバ、１４・・分圧ブリッ
ジ、 １５．１６．３７．３Ｂ・・比較器、 １７・・記憶回路、 １８．１９．２０．２１・・サイリスク、２３．２１０
．２２０．２３０．２４０・　・ダイオード１．。 ２４．２５・・コンデンサ、２６．４１・・スイッチ、
２７．２０３・・Ａ／Ｄ変換器、 ２８．３３．３４・・メモリ、　３５・・有効化回路、
３９・　・ＮＯＲゲート、　　　４０・　・ＡＮＤゲー
ト、２０１−２０２・・共振回路 特許出願人　　ジェネラル　エレクトリックセージニー
エール　ニス、アー。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）電圧信号の電圧を制御するために、 −リップルパルスの周波数を調節することが可能な共振
   式インバータを用いて直流低電圧信号にリップルを発生
   させてリップル低電圧信号を発生させ、 −このリップル低電圧信号を昇圧してリップル高電圧信
   号を発生させ、 −このリップル高電圧信号の電圧を整流しフィルタして
   直流高電圧信号を発生させ、 −この直流高電圧信号の電圧を制御してその最大値が各
   リップルパルスに対して所定の最大値に達するようにす
   る方法であって、 −上記直流高電圧信号の電圧変化を１つのリップルの間
   に測定し、 −上記インバータの次のリップルに対する始動時刻をこ
   の測定によって決定することを特徴とする方法。
2. （２）上記インバータの始動時刻を決定するために、−
   上記直流高電圧信号の高電圧が所定のピーク値から前の
   パルスの間の上記直流高電圧信号の変化の測定値を差し
   引いた値よりも小さくなると直ちに、上記インバータの
   次のパルスを発生させることを特徴とする請求項１に記
   載の方法。
3. （３）−全波リップルを形成し、 −発生させることになる半波と同じタイプの前のパルス
   状半波の間の上記直流高電圧信号の変化の測定値に応じ
   て、上記インバータがパルス状半波を発生させることを
   特徴とする請求項２に記載の方法。
4. （４）上記直流高電圧信号の電圧変化を１つのリップル
   の間に測定するために、この直流高電圧信号の変化の絶
   対値をピーク検出器を用いて測定することを特徴とする
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の方法。
5. （５）変化の絶対値を測定するにあたって、ピーク検出
   器を各測定を行う前にゼロにリセットすることを特徴と
   する請求項４に記載の方法。
6. （６）上記インバータの動作がパルスごとに有効化され
   、前のパルスの終了前に次のパルスが発生することが回
   避されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項
   に記載の方法。