JPH01316046A - トーンデコーダ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、ディジタルデータ゛”１”及びＯ゛に対応し
て夫々外なる周波数で変調されたトーン信号の組み合わ
せからなる信号を受信する受信装置のトーンデコーダ回
路に関するものである。

［従来の技術１ 無線データ通信システムでは、ディジタルデータの１″
に対しては搬送波を第１の周波数で変調すると共に、デ
ィジタルデータの“０”に対しては第２の周波数で変調
した所謂サブキャリアＦＳＸ変調方式によりデータ伝送
を行うものがある。この通信システムの受信装置には一
般にスーパーヘテロゲイン方式が採用されている。第１
９図に従来のシングルスーパーヘテログイン方式の受信
装置を示す。この受信装置では、ディジタルデータに対
応した第１．第２の周波数で変調された送信信号をアン
テナ１で受信し、この受信信号を高周波増幅部２で増幅
し、この高周波増幅出力と受信信号の搬送波周波数から
中間周波数分だけ離れた周波数の信号を発生する局部発
振器４の出力とをミキサ３にて混合して中間周波数に変
換する。さらに、このミキサ３の出力を中間周波増幅部
５にて増幅すると共に、フィルタ処理を施した出力をＡ
ＧＣ回路７によｌ）　Ａ　Ｇ　Ｃ機能が付加された復調
部６にて復調し、第１．第２の周波数り、ｆ２で１″。

０”を示す所謂ＦＳＸ信号を得る。この復調出力は、夫
々の周波数Ｆ、、ｆ２を分離抽出するバンドパスフィル
タ（以下ＢＰＦと呼ＪＳ）８ｇ、８ｂに入力される。こ
の夫々のＢＰＦ８ａ、８ｂは一般にタンク回路やアクテ
ィブフィルタで構成されている。そして、ＢＰＦ８ａ、
８ｂ出力は、検波回路９　ａｔ　９　ｂで検波された後
、整形回路１０ａ、１０１＋で波形整形して元のディジ
タルデータを復元する。尚、復調部６以降の各回路８〜
１０が本発明に係るトーンデコーダ回路である。

このような受信装置はパルス幅が伝送する信号のデータ
幅と比べて極めて狭いインパルス性雑音（以下、パルス
ノイズと呼ぶ）の影響を受けてしまう。このようなパル
スノイズが受信信号に重畳された場合の現象を以下に説
明する。この場合、パルスノイズが中間周波増幅部５の
出力に重畳され、この信号が復調部６に入力される。こ
のパルスノイズは上述したようにパルス幅が極めて狭い
ので、通常の変調信号に合わせて時定数を設定したＡＧ
Ｃ回路７のＡＧＣが追従できないため、第２０図（ａ）
に示すようにパルスノイズＮのレベルは本来の信号Ｓの
レベルよりも大きい復調波形となってしまう。さらに、
このような信号がＢＢｒ２に入ると、次のような症状を
呈する。つまり、ＢＢｒ２は一般にインパルス入力があ
ると第２０図（１））に示すように変調周波数すなわち
ｆ、またはｆ２のリンギングを発生（単パルス応答）し
、それはＢＢｒ２の通過帯域幅に依存する時間持続する
。このためパルスノイズＮによる信号ＯＮも第２０図（
ｃ）に示すように検波回路９を通過した後も存在してお
り、それが整形回路１０のコンパレータ゛の基準電圧を
越えると、同図（ｄ）に示すようにｉ１１％９データパ
ルスＤＨが発生してしまう。従って、上記ＢＰＦ８の出
力の振幅及び振幅持続時間（りンギング時間）が正常デ
ータＤと同等である場合、誤りデータとして出力される
。また、上記パルスノイズＮｆｌ′を正常データＤに混
入した場合には、データ処理ができず、失報を招くこと
もある。

［発明が解決しようとする課題ｊ 本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、パルスノイズによる影響を無くすこ
とができるトーンデコーダ回路を提供することにある。

［Ｗ題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明はバンドパスフィル
タの前段に復調出力の最大レベル以上の振幅を制限する
振幅制限手段を設けである。

（作用） 本発明は、上蓮のようにバンドパスフィルタの前段に復
調出力め最大レベル以上の振幅を制限する振幅制限手段
を設けることにより、インパルス性雑音が復調出力に重
畳されても、このインパルス性雑音の振幅を復調出力の
最大振幅レベルに制限して、バンドパスフィルタに振−
の大きなインパルス性雑音が入力されることがないよう
にして、単パルス応答を小さく抑え、これにより誤りデ
ータパルスが生じないようにして、パルスノイズによる
影響を無くすようにしたものである。

（実施例１） 第１図乃至第７図に本発明の一実施例を示す。

本実施例では、第１図に示すように復調部６の出力の最
大レベルで飽和する振幅制限手段としてのクリップアン
プ１１を介してＢＰＦ８に復調部６の出力を入力したも
のであり、このクリップアンプ１１をトランジスタ増幅
器で構成しである。トランジスタ増幅器の交流入力信号
の最大振幅範囲は、一般に■。ｏ−■ゆ＋■Ｃｍ（Ｓａ
ｔ）で与えられる。

そこで、信号の最大振幅で飽和するように増幅器の増幅
率を設定すれば、クリップアンプ１１として用いること
ができる。第１図の増幅器の増幅率βは となる。そこで、 とすれば、第２図に示すように信号が最大入力ひｉｎＨ
＾ｘであるときＶＣＣ−ＶＥ十ｖＣＥ（Ｓａｔ）で飽和
し）クリップアンプ１１となる。パルスノイズＮが受信
信号に重畳された場合、復調部６の出力では、第３図（
ａ）に示すようにパルスノイズＮの振幅は信号Ｓの振幅
よりも大きいが、上記クリップアンプ１１を通すと、復
調出力は第３図（ｂ）に示すようにＶＣＣ−ＶＥ＋Ｖｃ
ｐ（ｓａｔ）に制限され、クリップアンプ１１のパルス
ノイズＮに相当する出力はＮ゛となる。このため、ＢＰ
Ｆ８の出力には第３図（Ｃ）に示すように大振幅の単パ
ルス応答（リンギング）が発生しなくなり、僅かに小さ
なリンギングＲＮ１が発生するだけになる。従って、信
号とパルスノイズとの振幅レベル差が大きくなり、パル
スノイズにより誤りデータが出力されることがなくなる
。

第４図に本実施例のトーンデコーダ回路の具体回路を示
す。この具体回路では、復調部６の出力を一旦ＡＦアン
プ１２で増幅した出力をクリップアンプ１１に入力しで
ある。Ｂ　Ｐ　ｊ８としてはオペアンプＯＰい抵抗Ｒ１
〜Ｒ３及びコンデンサＣｌ１０２で構成されたアクティ
ブフィルタを用いてあり、検波回路９をダイオードＤ８
、抵抗Ｒ，，Ｒ，及びコンデンサＣ３からなる包絡線検
波器で構成し、整形回路１０を抵抗Ｒ６及びコンデンサ
Ｃ１からなるローパスフィルタとオペアンプｏＰ２及び
抵抗Ｒ，，Ｒ，からなるコンパレータとで構成しである
。

クリップアンプ１１を構成するコレクタ抵抗Ｒｃ１エミ
ッタ抵抗ＲＦ、及びバイアス抵抗ＲＢ　Ｉ　Ｉ　ＲＢ□
の具体的な設定例を以下に説明する。この増幅器の利得
をＡ（＝Ｒｃ／ＲＥ）とすると、入力信号１ｆｉｎに対
してエミッタ電圧■ゆを となるように、またベース電圧ｖ、ｌをとなるように設
定する。入力信９ｔｒｉｎの最大レベル″ｔｒｉｎＭＡ
Ｘ以上の信号は振幅がＡｌｆｉｎｈＡｘとなって飽和す
る。

以下、この具体回路の動作をクリップアンプ１１を備え
ていない従来回路の動作と比較して説明する。なお、第
５図（ｂ）、（ｅ）及び第６図が従来回路の各部の信号
波形図を示すもので、第５図（ｄ）〜（１１）及び第７
図は第４図具体回路の各部の信号波形図を示すものであ
る。パルスノイズＮが受信信号に重畳された場合、復調
部６の出力では、第５図（ａ）に示すようにパルスノイ
ズＮの振幅ｖＮが信号Ｓの振幅Ｖｓよりも大きくなる。

この復調部６の出力がそのままＢ　Ｐ　Ｆ　、８に入力
された場合、第５図（ｂ）に示すようにＢＰＦ８が単パ
ルス応答（ＲＮ）する。従って、このＢＰＦ８の出力を
検波回路９で検波しく第６図（Ｃ））、整形回路１０で
波形整形して復元されるデータは、誤りデータとして出
力されたりする。なお、第５図（ｅ）及び第６図（ｄ）
は検波回路９の出力を整形回路１０のローパスフィルタ
に通した場合の出力波形を示す。ところが、上記クリッ
プアンプ１１を通した場合は、第５図（ａ）に示すパル
スノイズＮが復調部６から出力されても、同図（ｄ）に
示すようにクリップアンプ１１のパルスノイズＮに相当
する出力信号Ｎ゛はＡ’１ｉｎＭＡｘ以上にならず、復
調出力での信号ＳとパルスノイズＮとの比ＶＮ／ＶＳが
１に低下する。これにより、従来のクリップアンプ１１
を通さないＢＰＦ８のパルスノイズＮによる単パルス応
答と比較して、本実施例のようにクリップアンプ１１を
通した場合には、振幅セ単パルス応答（Ｒ＋＋　’　）
をＶＳ／ＶＮに低減することができる。本実施例のＢＰ
Ｆ８の出力波形を第５図（ｅ）に示す。従って、検波回
路９で上記パルスノイズＮによる単パルス応答ＲＮ′の
振幅が整形回路１０のコンパレータの基準電圧Ｖ　ｒｅ
ｆまでに立ち上がらないように、充電用の抵抗Ｒ４とコ
ンデンサＣ３どの時定数を小さくすれば、検波回路９の
Ｒ４／　Ｒ、ｔが大きくなるので、検波回路９がら出力
される信号出力Ｏ５を大きくすることができ、且つパル
スノイズＮによる出力ＯＮを小さく（波尚値を下げる）
ことができる。

従って、整形回路１０のコンパレータの基準電圧Ｖｒｅ
ｆと、パルスノイズＮによる検波出力ＯＩＩをａ−パス
フィルタを通した後の出力との電圧差（１４図（ｇ）の
Ｖ２）を大きくすることができ、ノイズマージンが上が
る。しかも、上述のように検波の時定数を小さくすると
、信号出力が天外（なり、且つ検波出力あ立艶上がり及
び立ち下がり特性が急峻になるので、整形回路１０の出
力波形（第４図（１１））は、データ幅（第７図（ａ）
ｙ（ｄ’）でＴで示す）を維持できると共に、受信信号
レベルが小さくてもデータを出力することができき、受
信装置の感度が向上する。このように、本実施例によれ
ばクリップアンプ１１で振幅制限を行うことにより、ノ
イズマージンを上げると共に、受信装置の感度を向上す
ることができる。さらに、受信装置がＡＭ受信装置であ
る場合、ＡＧＣの動作範囲以上の信号が入力されたとき
、ＢＰＦ８の出力が大きくなり、後段のデータ判定レベ
ルを越える時間が長くなり、このためデータ幅が延びて
、データ処理上失報となる場合があるが、本実施例のよ
うにクリップアンプ１１で振幅制限をすれば、データの
伸長を抑えることもできるようになる。

（実施例２） 第８図乃至第１０図に本発明の他の実施例を示す。本実
施例では振幅制限手段としてのクリップアンプ１１をオ
ペアンプで構成したものである。

このクリップアンプ１１では、オペアンプＯＰ。

の電源電圧を調節して、復調部゛６から出力される信号
の最大レベルで飽和するようにしてあり、本実施例では
オペアンプＯＰｓの電源端子に、正負の駆動電源Ｖｃｃ
、−Ｖｃｃを夫々抵抗１’ｊ、、、Ｒ，、及び抵抗Ｒ１
２１ＲＩ３で分圧した電圧Ｖａ、Ｖｂを印加しである。

そこで、オペアンプＯＰ、の増幅率をＡとし、信号の最
大レベルを１ｆｉｎ１１Ａｘとすると、Ｖａ−Ｖｂ＝Ａ
’Ｌｌ”１ｎｕｘｘ となるように抵抗Ｒ０゜〜Ｒ１３を設定すれば良い。

この場合には、第９図に示すように復調出力の最大レベ
ル以上の振幅はＡ’ｕｉｎＭＡｘに制限することができ
、上述の第１の実施例と同様にノイズマージンを上げる
と共に、受信装置の感度を向上することができる。なお
、第１０図は正の１個の駆動電源ＶＣＣでオペアンプＯ
Ｐ、に電源を供給した場合を示す。

（実施例３） 第１１図乃至第１４図に本発明のさらに他の実施例を示
す。本実施例は振幅制限手段としてクリップ回路１２を
用いたものである。クリップ回路１２としては、２個の
ダイオードＤ２．Ｄ、を信号ラインとアースとの間に逆
並列に接続したものを用い、入力信号の正負両側でダイ
オードＤ２．Ｄ３の順方向電圧■Ｆに制限、つまり入力
信号の正負をＶＦ、−ＶＦでクリップするようにしたも
のである。

この場合には、復調部６の出力の最大レベルがダイオー
ドＤ　２　ｓ　Ｄ　ｓの順方向電圧ｖＦになるようにす
る必要があるので、クリップ回路１２の前段に復調部６
の出力を増幅するオペアンプＯＰい抵抗Ｒ，６，Ｒ，ｔ
からなる増幅器１３を設けである。従って、この増幅器
１３の増幅率Ａを、 Ａ＝＝　　２ハ５− １ｆｉ＋＋Ｈ＾χ に設定すれば良い。このときのクリップ回路１２の入出
力特性を＃１２図に示す。本実施例では、第１３図（、
）に示すパルスノイズＮが重要された復調部６の出力は
、−旦増幅器１３で増幅され（同図（ｂ））、クリップ
回路１２で同図（ｃ）に示すように±ＶＦに振幅が制限
される。このため、本実施例でも上述の第１及び第２の
実施例と同様に第１３図（ｄ）に示すようにＢＰＦ８の
出力には大振幅の単パルス応答（リンギング）が発生し
なくなり、僅かに小さなリンギングが発生するだけにな
り、従ってノイズマージンを上げると共に、受信装置の
感度を向」ニすることができる。ところで、本実施例の
場合には信号の負極側も振幅制限するようにしであるの
で、パルスノイズＮによりＢＰＦ８の出力に生じるリン
ギングの振幅が上述の実施例の場合に比べて半減するこ
とができる。第１４図は本実施例の具体回路であり、増
幅器１３の一方の抵抗の代わりにボリュームＶ　Ｒ＋を
用い、増幅器１３の増幅率を調節することができるよう
にしてあり、クリップ回路１２を２＠のツェナダイオー
ドＺＤ、、ＺＤ２で構成し、制限電圧を可変することが
できるようにしである。

（実施例４） 第１５図乃至第１８図は本発明のさらに他の実施例を示
すもので、本実施例ではパルスノイズを検出し、このパ
ルスノイズが検出された時には復調部６の出力がＢＰＦ
８に入力されないようにする振幅制限手段を用いである
。本実施例では、この振幅制限手段を復調出力の最大レ
ベルに設定された基準値と復調部６の出力とを比較して
パルスノイズを検出するオペアンプＯＰ　ｓ及び抵抗Ｒ
３８゜Ｒ１，ｈ’う’、するコンパレータ１４と、この
コンパレータ１４でパルスノイズが検出されたと外オフ
となり、復調部６の出力のＢＰＦ８への入力を遮断する
トランジスタＱ２、ダイオードＤ、及び抵抗Ｒ２ｏから
なるスイッチ回路１５で構成しである。

本実施例では、第１６図（ａ）に示すように復調出力に
パルスノイズＮが重畳された場合、このパルスノイズＮ
は復調部６の信号Ｓの最大値１ｆｉｎＨ＾Ｘよりも天外
いので、コンパレータ１４で検出される。このコンパレ
ータ１４では、反転入力に復調部６の出力を入力しであ
るので、パルスノイズＮがあるときにコンパレータ１４
の出力が第１６図（ｂ）に示すようにローレベルになる
。このコンパレータ１４の出力がローレベルとなると、
スイッチ回路１５のトランジスタＱ２のベース電流が引
き抜かれるため、トランジスタＱ２がオフして復調部６
の出力が遮断される。この場合のスイッチ回路１５の出
力を第１６図（ｃ）に示す。この上）に本実施例ではパ
ルスノイズＮがＢＰＦ８に入力されなくなるので、ＢＰ
Ｆ８の出力にはパルスノイズＮによる単パルス応答が生
じなくなる。従って、パルスノイズによる誤動作は起こ
らない。なお、第１７図に示すようにコンパレータ１４
の抵抗Ｒ’＋ｓの代わりにボリュームＶ　Ｒ２を用いて
、基準電圧を調節で終るようにしても良く、＊たグイオ
ー’）’Ｄ２をツェナダイオードＺＤ３としても良５・
。

ところで、上述の説明にお心・では全くパルスノイズＮ
による単パルス応答が星ヒな、・として説明したが、実
際には第１８図（ｃ）に示すようにトランジスタＱ２の
オフ時にスイッチ回路１５の出力に小さなパルスが出力
されるグ、このパルスの振幅は小さいので、このパルス
で誤りデータが出力されることはない。

［発明の効果１ 本発明は上述のように、バンドパスフィルタの前段にト
ーン信号の最大レベル以上の振幅を制限する振幅制限手
段を設けであるので、インパルス性雑音が復調出力に重
畳されても、このインパルス性雑音の振幅をトーン信号
の最大振幅レベルに制限することができ、このためバン
ドパスフィルタｔこ振幅の大きなインパルス性雑音が入
力されることがなく、単パルス応答が小さく抑えられ、
従って誤りデータパルスが生じず、パルスノイズによる
影響を無くすことができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の要部回路図、第２図は同上
のクリップアンプの入出力特性図、第３図は同上の動作
説明図、第４図は同上のトーンデコーダ回路の具体回路
図、第５図は同上の動作説明図、第６図はクリップアン
プを備えていない場合の各部の信号波形図、第７図はク
リップアンプを備えた場合の各部の信号波形図、第８図
は他の実施例の要部回路図、第９図は同上のクリップア
ンプの入出力特性図、第１０図は別のクリップアンプの
回路図、ｆ＄１１図はさらに他の実施例の要部回路図、
第１２図は同上の要部の入出力特性図、第１３図は同上
の動作説明図、第１４図は同上を備えるトーンデコーダ
の具体回路図、第１５図はさらに他の実施例の要部回路
図、第１６図は同上の動作説明図、第１７図は要部の別
の回路図、第１８図は同上の各部の信号波形図、第１９
図は従来例の受信装置のブシツク図、第２０図は同上の
各部の信号波形図である。 ６′は復調部、８はバンドパスフィルタ、１１はクリッ
プアンプ、１２はクリップ回路、１３は増幅器、１４は
コンパレータ、１５はスイッチ回路、Ｑｌはトランジス
タ、ＯＦ２はコンパレータ、Ｒ１゜〜Ｒ１，は抵抗、Ｄ
２．Ｄ３はダイオードである。 代理人　弁理士　石　１）長　七 ＩＥＱ間 第１０図 Ｙ鼠ＭＡＸ 入力（Ｖ） 第１２図 人月 −３５６一

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）ディジタルデータ”１”及び”０”に対応して、
   夫々異なる周波数で変調されたトーン信号の組み合わせ
   からなる信号を受信する受信装置に用いられ、上記信号
   の復調出力を２つのバンドパスフィルタでディジタルデ
   ータの”１”及び”０”に夫々対応する２つの周波数成
   分毎に分離抽出し、その分離抽出した信号のレベルから
   元のディジタルデータを復元するトーンデコーダ回路に
   おいて、上記バンドパスフィルタの前段に復調出力の最
   大レベル以上の振幅を制限する振幅制限手段を設けて成
   ることを特徴とするトーンデコーダ回路。
2. （２）上記振幅制限手段を、復調出力の最大レベル以上
   の振幅を制限する増幅率に設定されたトランジスタ増幅
   器で構成して成る請求項１記載のトーンデコーダ回路。
3. （３）上記振幅制限手段を、復調出力の最大レベル以上
   の振幅を制限するように電源電圧が設定されたオペアン
   プを用いた増幅器で構成して成る請求項１記載のトーン
   デコーダ回路。
4. （４）上記振幅制限手段を、信号ラインとアースとの間
   に逆並列接続された２個の整流器からなり、入力信号を
   クリップするクリップ回路と、復調出力の最大レベルが
   上記クリップ回路のクリップレベルのとなる増幅率に設
   定され、復調出力を増幅してクリップ回路に出力する増
   幅器とで構成して成る請求項１記載のトーンデコーダ回
   路。
5. （５）上記振幅制限回路を、復調出力の最大レベルに設
   定された基準電圧と復調出力とを比較してインパルス性
   雑音を検出するコンパレータと、バンドパスフィルタの
   前段に挿入され、上記コンパレータの検知出力が生じて
   いる間、復調出力のバンドパスフィルタへの入力を遮断
   するスイッチ回路とで構成して成る請求項１記載のトー
   ンデコーダ回路。