JPH01318577A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH01318577A JPH01318577A JP63151396A JP15139688A JPH01318577A JP H01318577 A JPH01318577 A JP H01318577A JP 63151396 A JP63151396 A JP 63151396A JP 15139688 A JP15139688 A JP 15139688A JP H01318577 A JPH01318577 A JP H01318577A
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- Japan
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- switching elements
- current
- side switching
- inverter
- voltage
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、インバータ装置に関するものである。
コンデンサレスタイプのインバータと交流電動機、例え
ばブラシレスモータとを組み合せた装置は、特開昭５８
−２１２３８４号公報に記載されているように１巻線電
流を検出して巻線電流のピーク値を一定に抑えるように
インバータをチョッピングすることにより、巻線電流の
脈動を抑え、インバータおよびモータの高効率化を図っ
ていた。
ばブラシレスモータとを組み合せた装置は、特開昭５８
−２１２３８４号公報に記載されているように１巻線電
流を検出して巻線電流のピーク値を一定に抑えるように
インバータをチョッピングすることにより、巻線電流の
脈動を抑え、インバータおよびモータの高効率化を図っ
ていた。
上記従来技術は直流電圧がモータの誘起電圧より高い時
しかモータに電流を供給できないため、電源力率が低い
問題があった。
しかモータに電流を供給できないため、電源力率が低い
問題があった。
本発明は以上の点に鑑みなされたものであり、直流電圧
がモータの誘起電圧より低い時にもモータに電流を供給
し、電源力率を向上することを可能としたインバータ装
置を提供することを目的とするものである。
がモータの誘起電圧より低い時にもモータに電流を供給
し、電源力率を向上することを可能としたインバータ装
置を提供することを目的とするものである。
上記目的は、装置に、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子
の一方が非導電時に直流電流をバイパスするコンデンサ
を設け、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子が共に導電時
に直流電流の増加を抑制するインダクタンス要素を設け
、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子の一方をオン・オフ
してインバータ出力電圧を調整する降圧モードと、Ｐ側
およびＮ側スイッチング素子を共にある時間である時間
幅導通させる昇圧モードとを遷移して運転することによ
り、達成される。
の一方が非導電時に直流電流をバイパスするコンデンサ
を設け、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子が共に導電時
に直流電流の増加を抑制するインダクタンス要素を設け
、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子の一方をオン・オフ
してインバータ出力電圧を調整する降圧モードと、Ｐ側
およびＮ側スイッチング素子を共にある時間である時間
幅導通させる昇圧モードとを遷移して運転することによ
り、達成される。
装置に、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子の一方が非導
電時に直流電流をバイパスするコンデンサを設け、Ｐ側
およびＮ側スイッチング素子が共に導電時に直流電流の
増加を抑制するインダクタンス要素を設け、Ｐ側および
Ｎ側スイッチング素子の一方をオン・オフしてインバー
タ出力電圧を調整する降圧モードと、Ｐ個およびＮ側ス
イッチング素子を共にある時間である時間幅導通させる
昇圧モードとを遷移して運転したので、モータの誘起電
圧より電源電圧が小さい時にもモータに電流を供給でき
るようになって、電源力率が向上できるようになる。
電時に直流電流をバイパスするコンデンサを設け、Ｐ側
およびＮ側スイッチング素子が共に導電時に直流電流の
増加を抑制するインダクタンス要素を設け、Ｐ側および
Ｎ側スイッチング素子の一方をオン・オフしてインバー
タ出力電圧を調整する降圧モードと、Ｐ個およびＮ側ス
イッチング素子を共にある時間である時間幅導通させる
昇圧モードとを遷移して運転したので、モータの誘起電
圧より電源電圧が小さい時にもモータに電流を供給でき
るようになって、電源力率が向上できるようになる。
すなわち５０ Ｈｚの単相交流電源で考えた場合。
１００Ｈｚの直流電圧脈動に対し、ある直流電圧以上は
降圧モードの電圧形インバータとして動作させ、それ以
下では昇圧モードの電流形インバータとして動作させる
ことにより、直流電圧が小さい時にも交流入力電流が正
弦波状に流れ、かつモータの電流を制御できるので 直
流電圧が断続するような脈動がある場合にも適応できる
インバータ装置が得られ、電源力率が向−ヒする、〔実
施例〕 以下２図示した実施例に基づ封・本発明を説明する。第
１図から第５図には本発明の一実施例が示されている。
降圧モードの電圧形インバータとして動作させ、それ以
下では昇圧モードの電流形インバータとして動作させる
ことにより、直流電圧が小さい時にも交流入力電流が正
弦波状に流れ、かつモータの電流を制御できるので 直
流電圧が断続するような脈動がある場合にも適応できる
インバータ装置が得られ、電源力率が向−ヒする、〔実
施例〕 以下２図示した実施例に基づ封・本発明を説明する。第
１図から第５図には本発明の一実施例が示されている。
直列接続されたＰ側およびＮ側スイッチング素子Ｑ１〜
Ｑ８を備え、直流を可変周波数の交流に変換するインバ
ータ装置において、本実施例では装置に、Ｐ側およびＮ
側スイッチング素子Ｑ１． ＱＢ、 Ｑｌｌ （Ｐ側）
、ＱＺ、ＱＩ、ＱＢ（Ｎ側）の一方が非導電時に直流電
流をバイパスするコンデンサ１，２を設け、Ｐ側および
Ｎ側スイッチング素子Ｑｌ、ＱＢ、Ｑｓ、ＱＺ、Ｑ番、
Ｑｅが共に導電時に直流電流の増加を抑制するインダク
タンス３゜４を設け、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子
Ｑｌ。
Ｑ８を備え、直流を可変周波数の交流に変換するインバ
ータ装置において、本実施例では装置に、Ｐ側およびＮ
側スイッチング素子Ｑ１． ＱＢ、 Ｑｌｌ （Ｐ側）
、ＱＺ、ＱＩ、ＱＢ（Ｎ側）の一方が非導電時に直流電
流をバイパスするコンデンサ１，２を設け、Ｐ側および
Ｎ側スイッチング素子Ｑｌ、ＱＢ、Ｑｓ、ＱＺ、Ｑ番、
Ｑｅが共に導電時に直流電流の増加を抑制するインダク
タンス３゜４を設け、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子
Ｑｌ。
ＱＢ、ＱＢ、ＱＩ ＱＩ、ＱＢの一方をオン・オフして
インバータ出力電圧を調整する降圧モードと、Ｐ側およ
びＮ側スイッチング素子Ｑｔ＋ Ｑａ、 Ｑａ＋Ｑ２．
ＱＩ、Ｑａ を共にある時間である時間幅導通させる昇
圧モードとを遷移して運転した。このようにすることに
よりモ・−タ例えばブラシレスモータ５の誘起電圧より
電源電圧が小さい時にもブラシレスモータ５Ｌ：”Ｒ培
を供給できるようになって７直流電圧がモー・夕の誘起
電圧より低い時にもモータに電流を供給し１、電源力率
を向上することを可能としたインバ・−夕装置をｔ尋る
。二とができる。
インバータ出力電圧を調整する降圧モードと、Ｐ側およ
びＮ側スイッチング素子Ｑｔ＋ Ｑａ、 Ｑａ＋Ｑ２．
ＱＩ、Ｑａ を共にある時間である時間幅導通させる昇
圧モードとを遷移して運転した。このようにすることに
よりモ・−タ例えばブラシレスモータ５の誘起電圧より
電源電圧が小さい時にもブラシレスモータ５Ｌ：”Ｒ培
を供給できるようになって７直流電圧がモー・夕の誘起
電圧より低い時にもモータに電流を供給し１、電源力率
を向上することを可能としたインバ・−夕装置をｔ尋る
。二とができる。
すなわちブラシレス干−夕５の速度制御の回路構成が示
されている第１図に示されているように、交流電源６は
ダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全波整流回路７を介して
直流に変換され、全波整流回路７のプラス側はインダク
タンス３、ダイオードＤａ、Ｄａ、Ｄ７を介してＰ側ス
イッチング素子Ｑｓｐ Ｑｓｐ Ｑｓ（Ｄａ、 Ｄｅ、
Ｄｔｏは帰還ダイオード）に接続されている。余波整流
回路７のマイナス側は電流検出用抵抗Ｒ１，インダクタ
ンス４、ダイオードＤＬＬ、 ＤＩＺＩ Ｄ１３を介し
てＮ側スイッチング素子Ｑ２１ Ｑ４１ ＱＢ（Ｄ１４
＋ Ｄｔｓ、 Ｄｔｅは帰環ダイオード）に接続されて
いる。ダイオードＤ５．ＤＯ，Ｄ７のカソード端子のそ
れぞれとインダクタンス４の全波整流回路７側端子との
間に、直流電流Ｉｏｃをバイパスするコンデンサ１（Ｃ
ｔ。
されている第１図に示されているように、交流電源６は
ダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全波整流回路７を介して
直流に変換され、全波整流回路７のプラス側はインダク
タンス３、ダイオードＤａ、Ｄａ、Ｄ７を介してＰ側ス
イッチング素子Ｑｓｐ Ｑｓｐ Ｑｓ（Ｄａ、 Ｄｅ、
Ｄｔｏは帰還ダイオード）に接続されている。余波整流
回路７のマイナス側は電流検出用抵抗Ｒ１，インダクタ
ンス４、ダイオードＤＬＬ、 ＤＩＺＩ Ｄ１３を介し
てＮ側スイッチング素子Ｑ２１ Ｑ４１ ＱＢ（Ｄ１４
＋ Ｄｔｓ、 Ｄｔｅは帰環ダイオード）に接続されて
いる。ダイオードＤ５．ＤＯ，Ｄ７のカソード端子のそ
れぞれとインダクタンス４の全波整流回路７側端子との
間に、直流電流Ｉｏｃをバイパスするコンデンサ１（Ｃ
ｔ。
Ｃａ、Ｃｓ）を設け、ダイオードＤｔｔ＋ Ｄｔｚｔ
Ｄｌｇのアノード端子のそれぞれとインダクタンス３の
全波整流回路７側端子との間に直流電流Ｉｎｃをバイパ
スするコンデンサ２ （Ｃ２，Ｃ４，Ｃ８）が設けられ
ている。Ｐ側スイッチング素子Ｑｉ、Ｑ３゜ＱＢと直列
接続したＮ側スイッチング素子Ｑ２１０４、ＱＢの出力
側は永久磁石等により構成された回転子５ａと電機子巻
線５ｂとからなるブラシレスモータ５の電機子巻線５ｂ
に接続されている。
Ｄｌｇのアノード端子のそれぞれとインダクタンス３の
全波整流回路７側端子との間に直流電流Ｉｎｃをバイパ
スするコンデンサ２ （Ｃ２，Ｃ４，Ｃ８）が設けられ
ている。Ｐ側スイッチング素子Ｑｉ、Ｑ３゜ＱＢと直列
接続したＮ側スイッチング素子Ｑ２１０４、ＱＢの出力
側は永久磁石等により構成された回転子５ａと電機子巻
線５ｂとからなるブラシレスモータ５の電機子巻線５ｂ
に接続されている。
ブラシレスモータ５の速度を制御する制御回路はマイク
ロコンピュータ８、ブラシレスモータ５の回転子５ａの
磁極位置をホール素子９等の出力から検出するための位
置検出回路１０、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子用の
ドライバー１１からなり、マイクロコンピュータ８内に
は直流電流Ｉｏｃを検出するために抵抗Ｒ１の電圧降下
、速度指令回路１２からの速度指令Ｎｌを取り込んでい
る。
ロコンピュータ８、ブラシレスモータ５の回転子５ａの
磁極位置をホール素子９等の出力から検出するための位
置検出回路１０、Ｐ側およびＮ側スイッチング素子用の
ドライバー１１からなり、マイクロコンピュータ８内に
は直流電流Ｉｏｃを検出するために抵抗Ｒ１の電圧降下
、速度指令回路１２からの速度指令Ｎｌを取り込んでい
る。
マイクロコンピュータ８はＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭ
等から構成され、ブラシレスモータ５を駆動するのに必
要な各種プログラム、例えば位置検出信号１ｏＳ、抵抗
Ｒ１の電圧降下である直流電流Ｉｎｃあるいは速度指令
Ｎ＊を取り込み、速度制御処理およびＰ側スイッチング
素子Ｑ１． ＱｓｐＱ５とＮ側スイッチング素子Ｑｚ、
Ｑ４．ＱＢへのドライブ信号１３を出力する処理等を行
っている。
等から構成され、ブラシレスモータ５を駆動するのに必
要な各種プログラム、例えば位置検出信号１ｏＳ、抵抗
Ｒ１の電圧降下である直流電流Ｉｎｃあるいは速度指令
Ｎ＊を取り込み、速度制御処理およびＰ側スイッチング
素子Ｑ１． ＱｓｐＱ５とＮ側スイッチング素子Ｑｚ、
Ｑ４．ＱＢへのドライブ信号１３を出力する処理等を行
っている。
第２図はマイクロコンピュータ８内の各種処理をアナロ
グ回路のブロック図的に表したものであり、例えば速度
検出器は速度検出処理を表している。同図を基にマイク
ロコンピュータ８の動作を次に述べる。
グ回路のブロック図的に表したものであり、例えば速度
検出器は速度検出処理を表している。同図を基にマイク
ロコンピュータ８の動作を次に述べる。
まず、速度指令Ｎ傘と、位置検出信号１０Ｓから速度検
出器を介したブラシレスモータの実速度Ｎとをつき合せ
、その偏差（Ｎ傘−Ｎ）からＡＳＲを介して電流指令ｉ
＊を求め、電流指令ｉ＊と、直流電流Ｉｏｃ（抵抗Ｒ１
（第１図参照）の電圧降下）からＡ／Ｄ変換器を介した
直流電流ｉとをつき合せ、その偏差（ｉｔ−ｉ）からＡ
ＣＲを介して電圧指令ｖ章を求める。電圧指令Ｖ＊と三
角波発生器からの信号とを比較器に１で比較してＰＷＭ
信号を得て、降圧モードの下アーム分配器（Ｎ側スイッ
チング素子用）に入力する。その他に、電圧指令７本と
バイアス電圧ｖ１とを加算し、その偏差（ｖ傘−ｖｌ）
と三角波発生器からの信号とを比較器に２で比較してＰ
ＷＭ信号を得て、昇圧モードの下アーム分配器に入力す
る。雨下アーム分配器は位置検出信号１０Ｓを受けてＮ
側スイッチング素子の１２０度通電パルスを発生するが
、比較器Ｋｚ、ＫｇからのＰＷＭ信号がＡＮＤされ、更
に雨下アーム分配器の出力信号が加算されて、Ｎ側スイ
ッチング素子の点弧信号となる。上アーム分配器（Ｐ側
スイッチング素子用）は、位置検出信号１０Ｓを受けて
Ｐ側スイッチング素子の１２０度通電パルスを発生する
。下アーム分配器および上アーム分配器からの１２０度
通電パルスがＰ側およびＮ側スイッチング素子へのドラ
イブ信号１３となり、ドライバー１１への入力信号とな
る。
出器を介したブラシレスモータの実速度Ｎとをつき合せ
、その偏差（Ｎ傘−Ｎ）からＡＳＲを介して電流指令ｉ
＊を求め、電流指令ｉ＊と、直流電流Ｉｏｃ（抵抗Ｒ１
（第１図参照）の電圧降下）からＡ／Ｄ変換器を介した
直流電流ｉとをつき合せ、その偏差（ｉｔ−ｉ）からＡ
ＣＲを介して電圧指令ｖ章を求める。電圧指令Ｖ＊と三
角波発生器からの信号とを比較器に１で比較してＰＷＭ
信号を得て、降圧モードの下アーム分配器（Ｎ側スイッ
チング素子用）に入力する。その他に、電圧指令７本と
バイアス電圧ｖ１とを加算し、その偏差（ｖ傘−ｖｌ）
と三角波発生器からの信号とを比較器に２で比較してＰ
ＷＭ信号を得て、昇圧モードの下アーム分配器に入力す
る。雨下アーム分配器は位置検出信号１０Ｓを受けてＮ
側スイッチング素子の１２０度通電パルスを発生するが
、比較器Ｋｚ、ＫｇからのＰＷＭ信号がＡＮＤされ、更
に雨下アーム分配器の出力信号が加算されて、Ｎ側スイ
ッチング素子の点弧信号となる。上アーム分配器（Ｐ側
スイッチング素子用）は、位置検出信号１０Ｓを受けて
Ｐ側スイッチング素子の１２０度通電パルスを発生する
。下アーム分配器および上アーム分配器からの１２０度
通電パルスがＰ側およびＮ側スイッチング素子へのドラ
イブ信号１３となり、ドライバー１１への入力信号とな
る。
第３図には比較器Ｋｌ、に２のＰＷＭ信号発生方法が示
されている。同図（イ）は比較器に１のＰＷＭ信号発生
方法を示している。同図から明らかなように、電圧指令
ｖ率と三角波とを比較して点弧信号となるＰＷＭ信号を
発生するが、バイアス電圧ｖｔに達するとオン信号のみ
となる。同図（ロ）は比較器に２のＰＷＭ信号発生方法
を示している。同図から明らかなように電圧指令Ｖ傘と
バイアス電圧ｖ１との偏差（ｖ＊ ｖｚ）と三角波と
を比較して点弧信号となるＰＷＭ信号を発生するが、電
圧指令Ｖ＊がバイアス電圧各１より大きくならないとオ
ン信号を発生しないように設定されている。
されている。同図（イ）は比較器に１のＰＷＭ信号発生
方法を示している。同図から明らかなように、電圧指令
ｖ率と三角波とを比較して点弧信号となるＰＷＭ信号を
発生するが、バイアス電圧ｖｔに達するとオン信号のみ
となる。同図（ロ）は比較器に２のＰＷＭ信号発生方法
を示している。同図から明らかなように電圧指令Ｖ傘と
バイアス電圧ｖ１との偏差（ｖ＊ ｖｚ）と三角波と
を比較して点弧信号となるＰＷＭ信号を発生するが、電
圧指令Ｖ＊がバイアス電圧各１より大きくならないとオ
ン信号を発生しないように設定されている。
第４図にはＰ側およびＮ側スイッチング素子への点弧信
号が示されている。同図（イ）は位置検出信号１０Ｓ（
第１図参照）を示し、ａ相、ｂ相およびＣ相とも１２０
度ずれた信号となる。同図（ロ）は降圧モードでのスイ
ッチング素子Ｑ１〜ＱＢへの点弧信号を示し、１２０度
通電形インバータを例にしているので、上アームのＰ側
スイッチング素子Ｑｉ、Ｑａ、Ｑｓは１２０度通主通電
ン信号のみとなり、下アームのＮ側スイッチング素子Ｑ
ｘ、Ｑａ、ＱＢは１２０度通主通電ン信号が比較器Ｋｌ
（第２図参照）からのＰＷＭ信号により変調されている
。同図（ハ）は昇圧モードでのスイッチング素子Ｑ１〜
Ｑ６への点弧信号を示し、上アームのＰ側スイッチング
素子Ｑｔ＋ ＱＢ、Ｑｓは１２０度通主通電ン信号のみ
となり、下アームのＮ側スイッチング素子Ｑ２．Ｑａ、
ＱＢは１２０度通主通電ン信号が比較器に工から入力さ
れ、かつ昇圧モードでの比較器に２（共に第２図参照）
からのＰＷＭ信号が加わり、Ｐ側スイッチング素子とＮ
側スイッチング素子とが共にオンする（例えばスイッチ
ング素子ＱｌとＱＺ、ＱＢとＱａあるいはＱｓとＱＢと
が共にオンするので、電源短絡となる）ように、設定さ
れている。
号が示されている。同図（イ）は位置検出信号１０Ｓ（
第１図参照）を示し、ａ相、ｂ相およびＣ相とも１２０
度ずれた信号となる。同図（ロ）は降圧モードでのスイ
ッチング素子Ｑ１〜ＱＢへの点弧信号を示し、１２０度
通電形インバータを例にしているので、上アームのＰ側
スイッチング素子Ｑｉ、Ｑａ、Ｑｓは１２０度通主通電
ン信号のみとなり、下アームのＮ側スイッチング素子Ｑ
ｘ、Ｑａ、ＱＢは１２０度通主通電ン信号が比較器Ｋｌ
（第２図参照）からのＰＷＭ信号により変調されている
。同図（ハ）は昇圧モードでのスイッチング素子Ｑ１〜
Ｑ６への点弧信号を示し、上アームのＰ側スイッチング
素子Ｑｔ＋ ＱＢ、Ｑｓは１２０度通主通電ン信号のみ
となり、下アームのＮ側スイッチング素子Ｑ２．Ｑａ、
ＱＢは１２０度通主通電ン信号が比較器に工から入力さ
れ、かつ昇圧モードでの比較器に２（共に第２図参照）
からのＰＷＭ信号が加わり、Ｐ側スイッチング素子とＮ
側スイッチング素子とが共にオンする（例えばスイッチ
ング素子ＱｌとＱＺ、ＱＢとＱａあるいはＱｓとＱＢと
が共にオンするので、電源短絡となる）ように、設定さ
れている。
第５図には降圧モードと昇圧モードとでの主回路の動作
が示されている。同図（イ）は上述の第４図（ロ）に示
した降圧モードでのスイッチング素子Ｑ１とＱａとがオ
ンした状態を示す。すなわち単相の交流電源６がプラス
側のとき、直流電流よりｃは図中点線表示のように交流
電源６から全波整流回路７のダイオードＤＩ、インダク
タンス３、ダイオードＤ５．スイッチング素子Ｑ１．電
機子巻線５ｂを経由し、スイッチング素子Ｑａ、ダイオ
ードＤ１ｚ、インダクタンス４、抵抗Ｒ１、ダイオード
Ｄ４ を介して流れる。同図（ロ）に示すようにスイッ
チング素子０番がオフすると、同中点線表示のようにイ
ンダクタンス３を通る直流電流ＩｏｃはコンデンサＣ１
に抵抗Ｒ１、ダイオードＤ４゜Ｄａを介してバイパスさ
れ、かつ電機子巻線５ｂを流れる電流はスイッチング素
子Ｑ３の帰環ダイオードＤ９を介してコンデンサＣ３に
バイパスされる。そしてインダクタンス４を通っていた
直流電流Ｉｎｃは抵抗Ｒ１，ダイオードＤ４．Ｄ３を介
してコンデンサ２のＣｚｙ Ｃ４，ＣＢにバイパスされ
る。
が示されている。同図（イ）は上述の第４図（ロ）に示
した降圧モードでのスイッチング素子Ｑ１とＱａとがオ
ンした状態を示す。すなわち単相の交流電源６がプラス
側のとき、直流電流よりｃは図中点線表示のように交流
電源６から全波整流回路７のダイオードＤＩ、インダク
タンス３、ダイオードＤ５．スイッチング素子Ｑ１．電
機子巻線５ｂを経由し、スイッチング素子Ｑａ、ダイオ
ードＤ１ｚ、インダクタンス４、抵抗Ｒ１、ダイオード
Ｄ４ を介して流れる。同図（ロ）に示すようにスイッ
チング素子０番がオフすると、同中点線表示のようにイ
ンダクタンス３を通る直流電流ＩｏｃはコンデンサＣ１
に抵抗Ｒ１、ダイオードＤ４゜Ｄａを介してバイパスさ
れ、かつ電機子巻線５ｂを流れる電流はスイッチング素
子Ｑ３の帰環ダイオードＤ９を介してコンデンサＣ３に
バイパスされる。そしてインダクタンス４を通っていた
直流電流Ｉｎｃは抵抗Ｒ１，ダイオードＤ４．Ｄ３を介
してコンデンサ２のＣｚｙ Ｃ４，ＣＢにバイパスされ
る。
同図（ハ）は上述の第４図（ハ）に示した昇圧モードで
のスイッチング素子Ｑｌと０２とがオンした状態を示す
。すなわち単相の交流型′ｔＡ６がプラス側のとき、直
流電流Ｉｏｃは図中点線表示のように交流電源６から全
波整流回路７のダイオードＤ１．インダクタンス３、ダ
イオードＤｓ、スイッチング素子Ｑｌ、ＱＺ、ダイオー
ドＤｌｌを経由してインダクタンス４、抵抗Ｒ１、ダイ
オードＤ４を介して流れる。この時、直流短絡状態とな
るので、直流電流Ｉｎｃが増加するが、この直流電流Ｉ
ＤＣはインダクタンス３，４により急増が抑制される。
のスイッチング素子Ｑｌと０２とがオンした状態を示す
。すなわち単相の交流型′ｔＡ６がプラス側のとき、直
流電流Ｉｏｃは図中点線表示のように交流電源６から全
波整流回路７のダイオードＤ１．インダクタンス３、ダ
イオードＤｓ、スイッチング素子Ｑｌ、ＱＺ、ダイオー
ドＤｌｌを経由してインダクタンス４、抵抗Ｒ１、ダイ
オードＤ４を介して流れる。この時、直流短絡状態とな
るので、直流電流Ｉｎｃが増加するが、この直流電流Ｉ
ＤＣはインダクタンス３，４により急増が抑制される。
コンデンサＣｔからの放電電流も発生するが、その急増
がインダクタンス４で抑制される。また、同図（ニ）に
示すようにスイッチング素子Ｑ２がオフすると、スイッ
チング素子Ｑ４がオン状態にあるので、図中点線表示の
ようにインダクタンス３゜４に流れていた直流電流Ｉｏ
ｃがスイッチング素子Ｑｔ、Ｑ４を介して電機子巻線５
ｂに押し込まれる動作となる。
がインダクタンス４で抑制される。また、同図（ニ）に
示すようにスイッチング素子Ｑ２がオフすると、スイッ
チング素子Ｑ４がオン状態にあるので、図中点線表示の
ようにインダクタンス３゜４に流れていた直流電流Ｉｏ
ｃがスイッチング素子Ｑｔ、Ｑ４を介して電機子巻線５
ｂに押し込まれる動作となる。
以上から本実施例のインバータ装置の動作を説明すると
、次に述べるようになる。速度指令Ｎ＊に基づき電流指
令ｉ＊が決定され、電流指令ｉ＊に基づき電圧指令ｖ傘
が決定される。一方、直流電圧は単に単相交流を余波整
流した波形となり、その脈動が大きくなる。このような
直流電圧下で本実施例のインバータ装置を運転すると、
直流電圧が大きい場合は降圧モードで動作し、直流電圧
が小さくなって電圧指令ｖ傘がバイアス電圧ｖ１より大
きくなると昇圧モードで動作し、インダクタンス３，４
のエネルギーを利用してブラシレスモータ５の電流が制
御される。従って本実施例のインバータ装置は直流電圧
に大きな脈動があってもモータ電流を良好に制御できる
。この結果、平滑コンデンサを省略でき、直流電流をバ
イパスする小さなコンデンサが０１〜ＣＢと６個ですむ
。また、昇圧モードを利用して直流電圧が低い領域でも
電源電流を流すことができるので、電源力率が向上する
。
、次に述べるようになる。速度指令Ｎ＊に基づき電流指
令ｉ＊が決定され、電流指令ｉ＊に基づき電圧指令ｖ傘
が決定される。一方、直流電圧は単に単相交流を余波整
流した波形となり、その脈動が大きくなる。このような
直流電圧下で本実施例のインバータ装置を運転すると、
直流電圧が大きい場合は降圧モードで動作し、直流電圧
が小さくなって電圧指令ｖ傘がバイアス電圧ｖ１より大
きくなると昇圧モードで動作し、インダクタンス３，４
のエネルギーを利用してブラシレスモータ５の電流が制
御される。従って本実施例のインバータ装置は直流電圧
に大きな脈動があってもモータ電流を良好に制御できる
。この結果、平滑コンデンサを省略でき、直流電流をバ
イパスする小さなコンデンサが０１〜ＣＢと６個ですむ
。また、昇圧モードを利用して直流電圧が低い領域でも
電源電流を流すことができるので、電源力率が向上する
。
このように本実施例によれば平滑コンデンサを小形化で
き、直流電圧に大きな脈動があっても、良好にモータ電
流を制御できるインバータ装置を得ることができる。更
に、昇圧モード（直流短絡モード）を利用して電源電流
を制御しているので。
き、直流電圧に大きな脈動があっても、良好にモータ電
流を制御できるインバータ装置を得ることができる。更
に、昇圧モード（直流短絡モード）を利用して電源電流
を制御しているので。
電源力率が向上する。
なお本実施例ではモータにブラシレスモータを用いたが
、他の交流機でもよい。また、インバータに１２０度通
電形を採用したが、１８０度通電形であってもよい。
、他の交流機でもよい。また、インバータに１２０度通
電形を採用したが、１８０度通電形であってもよい。
また、交流電源を単相としたが三相でもよい。
更にスイッチング素子としてトランジスタを用いたが、
ＦＥＴ、ＩＧＢＴであってもよい。
ＦＥＴ、ＩＧＢＴであってもよい。
更に、本実施例は掃除機、電動工具、エアコン等の家庭
用機器に適用できる。
用機器に適用できる。
第６図には本発明の他の実施例が示されている。
本実施例は直流電圧波形Ｖｏｃを抵抗Ｒ２，Ｒａを介し
て検出し、Ａ／Ｄ変換器の出力ＶＤ 傘と電流指令ｉ＊
とを掛算し、新しい電流指令ｉｏ傘としたものである。
て検出し、Ａ／Ｄ変換器の出力ＶＤ 傘と電流指令ｉ＊
とを掛算し、新しい電流指令ｉｏ傘としたものである。
このようにすることにより電源電流を前述の場合よりも
正弦波に近づけることができる。なお本実施例では直流
電圧を全波整流回路７の出力電圧より検出したが、交流
電源６より絶縁トランス、全波整流回路を介して検出し
てもよいことは云うまでもない。
正弦波に近づけることができる。なお本実施例では直流
電圧を全波整流回路７の出力電圧より検出したが、交流
電源６より絶縁トランス、全波整流回路を介して検出し
てもよいことは云うまでもない。
第７図には本発明の更に他の実施例を示されている。本
実施例はインダクタンス３，４の直流電流をバイパスす
るコンデンサＣ４とＣ５とを設け、電機子巻線５ｂの端
子にバイパスコンデンサ０１〜Ｃδを設けた。このよう
に主回路を構成しても前述の場合と同様な作用効果を奏
することができる。なお、ダイオードＤ５．ＤＢ、Ｄ７
．ＤＩｌ、 Ｄ１２゜Ｄｓｓの挿入位置は本実施例に限
るものではなく、上述の第１図の実施例と同じでもよい
。
実施例はインダクタンス３，４の直流電流をバイパスす
るコンデンサＣ４とＣ５とを設け、電機子巻線５ｂの端
子にバイパスコンデンサ０１〜Ｃδを設けた。このよう
に主回路を構成しても前述の場合と同様な作用効果を奏
することができる。なお、ダイオードＤ５．ＤＢ、Ｄ７
．ＤＩｌ、 Ｄ１２゜Ｄｓｓの挿入位置は本実施例に限
るものではなく、上述の第１図の実施例と同じでもよい
。
上述のように本発明は直流電圧がモータの誘起電圧より
低い時にもモータに電流を供給し、電源力率が向上する
ようになって、直流電圧がモータの誘起電圧より低い時
にもモータに電流を供給し。
低い時にもモータに電流を供給し、電源力率が向上する
ようになって、直流電圧がモータの誘起電圧より低い時
にもモータに電流を供給し。
電源力率を向上することを可能としたインバータ装置を
得ることができる。
得ることができる。
第１図は本発明のインバータ装置の一実施例の装置構成
を示す回路図、第２図は同じく一実施例のマイクロコン
ピュータの各種処理のアナログ的ブロック図、第３図（
イ）、（ロ）は同じく一実施例の降圧モードと昇圧モー
ドでのＰＷＭ信号発生を示すもので（イ）は降圧モード
でのＰＷＭ信号発生図、（ロ）は昇圧モードでのＰ Ｗ
Ｍ信号発生図、第４図（イ）、（ロ）、（ハ）は同じ
く一実施例のＰ側およびＮ側スイッチング素子の点弧信
号を示すもので（イ）は位置検出信号図、（ロ）は降圧
モードでの点弧信号図、（ハ）は昇圧モードでの点弧信
号図、第５図（イ）〜（ニ）は同じく一実施例の降圧モ
ードと昇圧モードでの主回路の動作を示すもので、（イ
）は降圧モードでの動作を示す主回路図、（ロ）は同じ
く降圧モードでの動作を示す主回路図、（ハ）は昇圧モ
ードでの動作を示す主回路図、（ニ）は同じく昇圧モー
ドでの動作を示す主回路図、第６図は本発明のインバー
タ装置の他の実施例のマイクロコンピュータの各種処理
のアナログ的ブロック図、第７図は本発明のインバータ
装置の更に他の実施例の装置構成を示す回路図である。 １．２・・・コンデンサ（バイパス用）、３．４・・・
インダクタンス（インダクタンス要素）、５・・・ブラ
シレスモータ、５ａ・・・回転子、５ｂ・・・電機子巻
線、６・・・交流電源、７・・・全波整流回路、８・・
・マイクロコンピュータ、Ｑｓ、Ｑδ＋Ｑｉ ・・・Ｐ
側スイッチング素子、Ｑ２ｔ Ｑ４ 、 Ｑ＋・・・Ｎ
側スイッチング素子。 晃３図 （イン （ロノ 第４図 （イ） Ｃ４目 Ｑ。 Ｇ
を示す回路図、第２図は同じく一実施例のマイクロコン
ピュータの各種処理のアナログ的ブロック図、第３図（
イ）、（ロ）は同じく一実施例の降圧モードと昇圧モー
ドでのＰＷＭ信号発生を示すもので（イ）は降圧モード
でのＰＷＭ信号発生図、（ロ）は昇圧モードでのＰ Ｗ
Ｍ信号発生図、第４図（イ）、（ロ）、（ハ）は同じ
く一実施例のＰ側およびＮ側スイッチング素子の点弧信
号を示すもので（イ）は位置検出信号図、（ロ）は降圧
モードでの点弧信号図、（ハ）は昇圧モードでの点弧信
号図、第５図（イ）〜（ニ）は同じく一実施例の降圧モ
ードと昇圧モードでの主回路の動作を示すもので、（イ
）は降圧モードでの動作を示す主回路図、（ロ）は同じ
く降圧モードでの動作を示す主回路図、（ハ）は昇圧モ
ードでの動作を示す主回路図、（ニ）は同じく昇圧モー
ドでの動作を示す主回路図、第６図は本発明のインバー
タ装置の他の実施例のマイクロコンピュータの各種処理
のアナログ的ブロック図、第７図は本発明のインバータ
装置の更に他の実施例の装置構成を示す回路図である。 １．２・・・コンデンサ（バイパス用）、３．４・・・
インダクタンス（インダクタンス要素）、５・・・ブラ
シレスモータ、５ａ・・・回転子、５ｂ・・・電機子巻
線、６・・・交流電源、７・・・全波整流回路、８・・
・マイクロコンピュータ、Ｑｓ、Ｑδ＋Ｑｉ ・・・Ｐ
側スイッチング素子、Ｑ２ｔ Ｑ４ 、 Ｑ＋・・・Ｎ
側スイッチング素子。 晃３図 （イン （ロノ 第４図 （イ） Ｃ４目 Ｑ。 Ｇ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直列接続されたＰ側およびＮ側スイッチング素子を
備え、直流を可変周波数の交流に変換するインバータ装
置において、前記装置に、前記Ｐ側およびＮ側スイッチ
ング素子の一方が非導電時に直流電流をバイパスするコ
ンデンサを設け、前記Ｐ側およびＮ側スイッチング素子
が共に導電時に直流電流の増加を抑制するインダクタン
ス要素を設け、前記Ｐ側およびＮ側スイッチング素子の
一方をオン・オフしてインバータ出力電圧を調整する降
圧モードと、前記Ｐ側およびＮ側スイッチング素子を共
にある時間である時間幅導通させる昇圧モードとを遷移
して運転したことを特徴とするインバータ装置。 ２、前記インバータの出力電圧電流が、前記Ｐ側および
Ｎ側スイッチング素子の一方のみを導通させる降圧モー
ドでの導通時間幅と、前記Ｐ側およびＮ側スイッチング
素子を共に導通させる昇圧モードでの導通時間幅とを、
前記直流電流の制御偏差に応じて変化させ、制御するよ
うにされたものである特許請求の範囲第１項記載のイン
バータ装置。 ３、前記インバータの出力電圧電流が、前記Ｐ側および
Ｎ側スイッチング素子の一方のみを導通させる降圧モー
ドでの導通時間幅と、前記Ｐ側およびＮ側スイッチング
素子を共に導通させる昇圧モードでの導通時間幅とを、
前記直流の電圧が変動する場合にその電圧変動に応じて
変調し、制御するようにされたものである特許請求の範
囲第１項記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63151396A JPH01318577A (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63151396A JPH01318577A (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01318577A true JPH01318577A (ja) | 1989-12-25 |
Family
ID=15517671
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63151396A Pending JPH01318577A (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01318577A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008067457A (ja) * | 2006-09-06 | 2008-03-21 | Honda Motor Co Ltd | インバータ装置及びその制御方法 |
| JP2008295253A (ja) * | 2007-05-28 | 2008-12-04 | Honda Motor Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2008312341A (ja) * | 2007-06-14 | 2008-12-25 | Honda Motor Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2009183075A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Denso Corp | 電力変換制御装置、及び電力変換システム |
-
1988
- 1988-06-20 JP JP63151396A patent/JPH01318577A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008067457A (ja) * | 2006-09-06 | 2008-03-21 | Honda Motor Co Ltd | インバータ装置及びその制御方法 |
| JP2008295253A (ja) * | 2007-05-28 | 2008-12-04 | Honda Motor Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2008312341A (ja) * | 2007-06-14 | 2008-12-25 | Honda Motor Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2009183075A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Denso Corp | 電力変換制御装置、及び電力変換システム |
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