JPH01500622A - 電圧‐電流位相遅れ自動修正機能を備えた電力制御回路 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 電圧−電流位相遅れ自動修正機能を備えた電力制御回路技術分野 本発明は誘導又は抵抗負荷装置に対して加えられる交流電力量を制御するための 電気的回路に関する。

背景技術 誘導性及び抵抗性負荷装置に加えられる交流電力を制御するために数多くの異な った回路が開発されてきた。

これらの殆どはＳＣＲやトライアックの様なサイリスク式半導体装置を使用して おり、これらは適当なトリガパルスが与えられると電導を開始し、充分な電流が これらを流れる限り電導を継続する。これらの回路のなかにはＭＯＳＦＥＴやダ ーリントントランジスタの様なアナログ式の半導体を使用しているものもあり、 これらは電導状態を維持するために連続的なトリガ信号を必要とする。サイリス タ式装置及びトランジスタ式装置は共にこの点に関して長所及び短所を有してい る。

発明の開示 本発明は、例えば、位相遅れをリアルタイムで動的に測定しこれを自動的に修正 すること、ソフトな始動、補助オン／オフ、前記オン／オフ機能の為の独立調整 可能動作時復帰時遅延、リモート電源レベル制御に０−１Ｏボルトで４−２０ｍ ｍの入力を行なうこと、及び半波整流等のあらゆる範囲の特徴を含めることによ って前述した従来技術の限界を克服することを提唱するものである。従って、本 発明によって与えられる有用性は、それがサイリスタ式装置とトランジスタ式装 置の両方に完全に適合可能な回路を提供することに有る。このことによって本発 明に係る回路は、単にそれぞれの場合に対して最も適切なスイッチ装置を選択す ることによって、広範囲に渡って利用されるのである。従って、本発明に係る回 路は、調整又は修正することなく、その負荷装置の誘導特性のいかんにかかわら ず、あらゆる負荷装置に使用することが出来る。

例えばモータ、変圧器、及びコイルの様な多くの負荷装置の誘導特性によって、 これら装置において加えられる電圧に対する電流の遅延が生じる。この状態は位 相遅れと呼ばれ、この遅延の大きさはこの負荷装置中を流れる電流量とこの負荷 装置のインダクタンスとの関数である。負荷装置に加わる電力量を制御する為に 半導体装置を使用する場合、この位相遅れを補償するためにトリガ信号のタイミ ングを調整しなければならない、電流変圧器式装置又は負荷感応抵抗器式装置等 のいくつかの回路が存在し、これらはこれらの種類の調整を適当な修正に・よっ て行なうものであるが、いずれも負荷装置の誘導特性のいかんにかかわらず自動 的に位相遅れを修正するものではない。

従って、本発明の目的は、交さ接続ダイオード群及び電圧コンパレータから構成 された負荷電流ゼロ交さ検出装置を含めることにある。全ての負荷電流が前記ダ イオードに流され、これらダイオードを介して発生する電圧はこれらの層方向し きい電圧であるところの＋／−１に限定され、従って、負荷電流から独立したゼ ロ交さを正確に測定することが出来るのである。その結果、使用される電力は非 常に小さなものとなり、更に、構成部材を異なった負荷電流に対して最適状態に 修正する必要もない。

本発明のもう一つの目的は、その幅が、リアルタイムで、電圧と負荷電流との間 の位相遅れに正確に一致する、一定振幅パルスを発生する位相角度検出装置を提 供することに有る。

本発明のもう一つの目的は、前記スイッチ装置の為にトリガパルスのタイミング を決定する始動ランプ発生装置と遅延ランプ発生装置とから成るシステム、即ち 、始動時間を設定するランプと、負荷装置における電圧−電流量位相遅れに応じ てこれを遅延する第２のランプとの組み合わせを提供することに有る。

この組み合わせは、負荷装置の誘導性のいかんにかかわらず、基準ポテンショメ ータ又は信号において不怒帯なく、ゼロから最大電力までスムースに制御するこ とが出来る。負荷装置に加わる電力はレベル制御に応じて常に直線的に変化する 。

本発明のもう一つの目的は、所望の電力量を与えるべく適切なタイミングでトリ ガパルスを発生さ゛せるために、前記始動及び遅延ランプ発生装置からの信号と レベル制御入力とを組み合わせる電力レベル制御回路を提供することに有る。誘 導性負荷装置に交流電圧が与えられると、この負荷装置を流れる電流は、それに 与えられた前記電圧に対して、位相において、遅延する。この負荷装置に与えら れる交流電圧を制御するために半導体部材が使用されている場合、この電流の位 相遅れを補償すべくなんらかの補正が行なわれなければならない、トライアック やＳＣＲの様な半導体装置は、適当なパルスによって導通状態にトリガすること とが出来るが、充分な電流がこの装置を流れてこれを導通状態に保持するまで、 このパルスを維持しなければならない、電流がこのしきい値より低くなると、装 置はオフになり通電を停止する。従って、電流に位相遅れが存在し、負荷装置に 最大電力が与えられる状態においては、前記トリガパルスはこの位相遅れに等し い量の分だけ、前記電圧ゼロ交さを越えて遅延されなければならない０本発明に 係る電力制御回路は、半サイクル毎に、適切な位相角度で始まり次の電圧ゼロ交 さまで継続するトリガパルスを発生するものである。

本発明のもう一つの目的は、トリガゲート回路に適切にタイミングがとられたパ ルスを供給するとともに、前記電力レベル制御回路と前記位相角度検出装置とか らの信号を、それぞれの正の半サイクル毎に、一つのゲート回路に適切にタイミ ングがとられたトリガパルスを供給し、それぞれの負の半サイクル毎に、別のゲ ート回路に別の適切にタイミングがとられなトリガパルスを供給する様に、合成 するトリガパルス発生装置を提供することに有る。更に、トライアック式の半導 体スイッチ装置が使用されてる場合においては、全てのトリガパルスを同じゲー ト回路へと送ることが可能である。

本発明のもう一つの目的は、種々のスイッチ装置を駆動することが出来るトリガ 回路を提供することに有る。

従来の装置は大抵、そのトリガパルスの為の電力を交流線より得ていたが、これ によっていくつかの好ましからざる結果が生じる。装置がゼロで始動して電力レ ベルがゆっくりと上昇される時、前記位相遅れも又、ゼロで始まる、というのは 位相遅れの量は誘導リアクタンスの関数であるばかりでなく、負荷電流の関数で もあるからである。この時点において、前記交流線の電圧がまだ前記トライアッ ク又はＳＣＲを始動するのに充分な高さになってなっていない場合、制御におい て僅かな不惑帯が生じる。しかしながら、本発明において使用される前記トリガ 回路は、高い電圧コンプライアンス（２０ボルト）と、高い電流（１５０ｍａ） と、無限に変化する幅を有する直流パルスとを供給し、高周波マルチパイプレー クによって駆動される独立し゛た直流電源を備えている。前記トリガパルスは、 単に前記マルチバイブレークをオン、オフするだけで発生される。前記電源は、 構成部材に負荷を与えることなく、完全短絡状態をも含めた全てのインピーダン ス状態にも対応しつるように設計されている。

本発明による前記トリガ装置は、市場において入手可能な全ての装置、トライア ック、ＳＣＲ、ＭＯＳＦＥＴ、又はダーリントンベアを駆動するトリガパルスに おいて充分な電力を供給することが出来る。

本発明のもう一つの目的は、様々な新規な特徴を備えた補助オン／オフ入力を提 供することに有る。従って、これに依れば、システムを、あらゆる近接スイッチ 又は光スィッチばかりでなく、あらゆる形態の電子ｆ１１１ｉｉ！ｉ式、ソリッ ドステート式又は光学分離式リレー装置によって離れた所から始動及び停止する ことが可能である。又、システムを高電圧、（１２０Ｖ人Ｃ）　、低電圧、（２ ４Ｖ人Ｃ）　、　又は（ＴＴＬレベル）信号によって始動することも可能である 。

更に、前記システムは、ゼロで始動し、この電力を、前記補助オン／オフ装置が 始動された時にはいつでも、前記レベル制御信号によって決定されるプリセット レベルにまで傾斜させるところの調整可能ソフトな始動を有している。前記補助 オン／オフ制御装置には、更に、オン及びオフ機能の両方のための独立調節可能 動ずヤ時復帰時遅延装置が設けられている。

本発明のもう一つの目的は、半波整流モードにおける操作方法を提供することに ある。この特徴によって、前記システムは前記交流線電圧の正の半サイクル中に のみ作動することが可能であり、これは特にこのシステムを振動式搬送機械のコ イルを駆動するのに使用する時に有用のである、というのは、この操作モードに よって発生する急激な振動により、前記機械内において非常に大きな共振が起こ るからである。この操作モードは又、ある種の直流モータを制御するのにも有用 である。

本発明のもう一つの目的は、前記システムを様々な外部装置、例えば、コンピュ ータ、プログラム可能コントローラ、温度、圧力又はレベルセンナ、によって作 動させることが可能な、リモート式電力レベル制御インターフェース回路を提供 することに有る。この回路は、０−５ＶＤＣ信号、０−１０ＶＤＣ信号又は４− ４−２Ｏ信号或いは外部のポテンショメータによって、電力レベルをリモートコ ントロールする様に設計されている。このレベル制御の所望のモードは、はんだ ブリッジ装置によって選択される。

単に適切なはんだブリッジを接続するだけで、回路素子を変化又は変形すること なく、前記システムを全てのモード状態にすることが可能である。前記リモート レベルコントロール信号を前記交流中立から電気的に分離する必要がある場合に は、前記リモート式電力レベル制御インターフェース回路と共に光学アナログ式 光分離装置を使用することが出来る。

本発明のこれら及びその他の目的及び特徴は、図面と好適な実施例の詳細な説明 とを注意深く考慮することによって更に明らかになるであろう。

図面の簡単な説明 第１図は本発明による電子回路のブロック図。

第２図は第１図の回路の種々の部分に発生する波形の共通時間スケールに基づく 図、第３図は負荷電流ゼロ交さ検出装置の略図、 第４図及び第４ａ図は２種類の位相角度検出装置の略図、 第５図は始動及び遅延ランプ発生回路の略図、第６図は電力レベル制御回路の略 図、 第７図はトリガパルス発生装置のロジックダイアグラム、 第８図はトリガ回路の一つの略図、 第９図は補助オン／オフ入力回路の略図、第１０図はリモート式電力レベルイン ターフェース回路、はんだブリッジ装置の外観及び種々のモードにおいて作動す るために必要な接続状態を示す略図である。

本発明を実施するための最適な態様 第１図のブロック図及び第２図に示された波形を注意深く検討することにより、 本発明を明確に理解することが出来る。第１図に示す回路は、一つのトライアッ ク又は一対のＳＣＲ、ＭＯＳＦＥＴ、又はダーリントントランジスタとともに使 用される様に設計されており、勿論、本発明の目的は、半導体スイッチ装置の電 導角度を制御することによって、負荷装置に加えられる交流電力の量を制御する ことにある。一つの半導体が、前記交流線電圧の正の半サイクル中における電導 を制御し、もう一つの半導体が、前記交流線電圧の負の半サイクル中における電 導を制御する。これは本発明の最も複雑な実施例であるので、次にこの実施例に ついて詳述する０箱内に囲まれた文字入ないしＬは、第２図に示された波形が観 察される位置を表している。前記交流電圧は接続部１６５及び１６６に加えられ 、一方、負荷装置は１６７と１６８との間に接続されている。１２ボルトの直流 電源】６２は、前記交流線入力装置を横切って接続されている（第２Ａ図参照） 。

この電源は活性電子素子を作動する為のエネルギを供給し、交流復帰線１６６と の関係において示されている。電圧ゼロ交さ検出装置１５１は、前記交流電圧の ゼロ交さと正確に一致する方形波（第２Ｂ図参照）を発生する。電流ゼロ交さ検 出装置１６４は、前記負荷電流のゼロ交さと正確に一致する類似の方形波（第２ Ｃ図参照）を発生する。これらの方形波は位相角度検出装置１５２内において組 み合わされて、その継続期間が前記電流ゼロ交さと電圧ゼロ交さとの間の位相遅 れに正確に等しい一定振幅のパルスを発生する（第２Ｄ図参照）、このパルスは 常に前記電圧ゼロ交さにおいて開始し、前記電流ゼロ交さにおいて終了する。前 記電圧ゼロ交さ検出装置からの方形波は、始動ランプ発生装置１５５と連動して 、前記電圧ゼロ交さにおいて始まり次の電圧ゼロ交さにおいて終わる反復ランプ 信号を発生する（第２Ｅ図参照）、前記位相角度検出装置１５２からの方形波は 、遅延ランプ発生装置１５６と連動して、それぞれの電圧ゼロ交さにおいて始ま り、位相角度パルスの完了において下がり、次の電圧ゼロ交さにおいて終わる切 頭状のランプ信号を発生する（第２Ｆ図参照）。

電力レベル制御回路１５７は、全システムの中心部に設けられている。これは、 前記始動ランプ発生装置１５５、遅延ランプ発生装置１５６、補助オン／オフ入 力装置１５３及びリモート式電力レベル制御インターフェース１５４とから情報 を受け取り、外部電力レベル入力装置１５０によって決定される適切な位相角度 において始まり、それぞれの電圧ゼロ交さにおいて終わるトリガパルス（第２Ｇ 図参照）を発生する。トリガパルス発生回路１５８は、前記電圧ゼロ交さ検出装 置１５１から情報を受け取り、前記電力レベル制御回路１５７と位相角度検出装 置１５２とからの適切なパルスを組み合わせ、適切な位相角度で始まり、電流ゼ ロ交さにおいて終わるところの直流トリガパルス（第２Ｈ図及び第２に図参照） を発生する。これは又、前記交流線電圧の極性に応じて、これらパルスを適切な トリガ回路へと送る。正−半サイクルトリガ回路１５９と負−半サイクルトリガ 回路１６０は、前記トリガパルス発生回路１５８からのパルスによってオフ状態 になる。

これらは又、前記補助オン／オフ入力装置１４９．１５３からの信号に応じて抑 止及びイネーブルされる。これらトリガ回路は、前記半導体スイッチ装置を始動 し、これらを電流電導状態にする信号を発生する。半導体スイッチ装置１６１は 、前記交流電圧の正−半サイクル中において、電流の電導を開始する様に接続さ れている。負荷装置の誘導特性によって、この電流の電導が、前記電圧ゼロ交さ を越えても同じ方向に継続する傾向がある。従って、前記半導体スイッチ装Ｔｌ １６１を、この方向に流れる電流が実質的にゼロに下がるまで、前記電導状態に 維持しなければならない、これは勿論、電流ゼロ交さにおいて生じる。半導体ス イッチ装置１６３は、前記交流線電圧の負の半サイクル中において電流電導を開 始する様に接続されている。この出力された波形が第２Ｌ図に示されている。前 記遅延ランプ発生装置１５Ｂは、前記半導体装置１６１がオフ状態になるまで、 半導体スイッチ装置１６３が導通状態になることを防止するとともに、この逆の 作動、即ち、シュートスルー（５ｈｏｏｔ　ｔｈｒｏｕｇｈ　）をも防止するの である。

第１図に示された二つの半導体スイッチ装置は勿論、選択可能である。これらに 換えて、単純なはんだブリッジ接続構造を設けて、前記トリガパルスを送る様に して、前記回路を、一つの二方向スイッチ装置、一つのトライアック、又は二つ のスイッチ装置、ＳＣＲ、ＭＯＳＦＥＴ、或いはダーリントンペアトランジスタ とともに使用可能にすることが出来る。又、本発明は、一つのトライアック又は 一対のＳＣＲが使用される場合においても大きな利点を提供するものである。従 来の構成においては、トリガパルスによって電導状態になり、これらを通過する 電流が成る最低値を越えるまでこの状態に維持されるサイリスタ式装置の特性を 利用している。もし負荷装置の誘導リアクタンスが大きな場合、前記サイリスタ を流れる電流が、これを電導状態に維持するために必要な前記最低値を下回ると このサイルスタがオフになり電圧のスパイクが発生する。サイリスタがオフにな っても、前記負荷装置の誘導特性によって電流はこの負荷装置を流れ続ける。

この流れる電流の量は非常に小さなものであるが、非電導性サイリスクのインピ ーダンスは非常に高い、これによって非常に高い電圧スパイクが発生し、敏感な 電子素子又はサイリスタ自身でさえも損傷を受けることがある。

従来、これらのスパイク中のエネルギはクリッパ装置又はスナツパ網によって拡 散させていた。そして、これらの従来のシステムの構成においては、それぞれ特 定の負荷装置の誘導リアクタンスに応じて構成分最適化する必要があった。しか しながら、本発明においては、動的に測定された負荷電流が実際にゼロにまで下 がるまでトリガパルスを連続的に与えることによって、前記誘導負荷装置を流れ る電流が実際にゼロにまで下がるまで前記サイリスタは電導状態に維持される。

次に前記回路の機能ブロックについて考慮する。

負荷電流ゼロ交さ検出装置 負荷電流ゼロ交さ検出装置の略図が第３図に示されている。この電流ゼロ交さ検 出装置の目的は、前記負荷電流のゼロ交さに正確に同期した方形波を提供するこ とにある。これは様々な方法によって達成することができるが、本発明において は従来技術に対して明白な利点を有する方法を採用している。前記負荷電流は、 高電流ダイオードブリッジ８を介して交流中立に直接接続されている。前記直流 出力は互いに短絡され、前記交流出力し又互いに短絡されて、並列に配設された 二組のクロス接続されたダイオードを形成している。３９キロオームの抵抗器が 前記半導体スイッチ装置をバイパスしており、電流がゼロに近い時、適切なゼロ 交さを与え、そして４゜７キロオームの抵抗器９が前記ダイオードを横切って接 続され、これらダイオードによって発生した電圧がそれぞれの順方向しきい電圧 よりも低い時にその信号をクリーンアップする。これにより、電圧コンパレータ １０の反転入力に接続されたほぼ方形状の波が発生する。前記ダイオードは、負 荷電流にかかわりなく、前記入力における電圧の振幅を前記順方向しきい電圧に 制限する。この構成は、調節又は変形せずとも、前記ダイオードブリッジの定格 内の全ての負荷電流に対して効果的に機能する。

前記コンパレータの両入力は、抵抗分割器２．７、及び３．６によって、接地点 よりも少し上方でバイアスされている。これによって、前記コンパレータのスイ ッチ点は接地点よりも１．５ボルト高くシフトする。前記ダイオードによって発 生した電圧は、前記電圧コンパレータ１０の反転入力において、１．５ボルトの オフセット値に加えられる。前記出力の最大振幅は抵抗１及びツェナーダイオー ド５によって制限される。この方形波出力は次に抵抗器４を介して前記位相角度 検出装置１５２に結合されている。

位相角度検出装置 第４図及び第４ａ図は、それぞれ、位相角度検出装置として適切な二つの構成を 示している。第４図の構成は、ダイオードブリッジ１６と二つのトランジスタ１ ５及び１７を有し、抵抗器１２及び２０を介した入力が異なった状態にある時に はいつでも、抵抗器１３を介して電圧を発生させる。

抵抗器１１は、前記トランジスタの静止点を適切な範囲ヘシフトする。電圧コン パレータ１８は、抵抗器１３の電位を検出し、これが前記抵抗分割器１４及び１ ９によって発生した反転入力において、前記電圧を越える時に、その状態を変え るものである。方形パルスであるところのこの出力は、前記遅延ランプ発生装置 １５Ｂに送られる。第４ａ図の構成は、幾分顕似してはいるが、単に、前記電圧 ゼロ交さ検出装置の出力を、抵抗器２２、トランジスタ２３及び抵抗器２１によ って反転するものである。この反転されたパルスは、ｉＤゲート２４の入力に送 られる。このＡＮＤゲートの第２人力は、前記電流ゼロ交さ検出装置からの出力 パルスに接続されている９両回路は同じ機能を有している。前記入力が異なって いる時、出力は高く、これら入力が同じ時、この出力は低い。

始動／遅延ランプ発生回路 この回路の略図が第５図に示されている。この回路の目的は、負荷装置に対して 所望の電力を与えるために、いつトリガパルスを発すれば良いのかを決定するタ イミングランプを供給することにある。始動及び遅延ランプは共に、電圧ゼロ交 さにおいて始まり、次の電圧ゼロ交さにおいて終わる。前記電圧ゼロ交さ検出装 置からの出力は、四つのコンデンサ２６．３５．３６及び４０によって差別され る。前記始動ランプは、ダイオード３０及び抵抗器２９を介してコンデンサ３２ を充電することによって発生する。

前記電圧ゼロ交さ検出装置の出力が低状態から高状態へと移ると、ダイオード３ ４及び抵抗器３３を介した電流は一時的にトランジスタ２８を電導状態にして、 これによりコンデンサ３２を充電する。電圧フォロアとして示されたオペアンプ ４８は、コンデンサ３２の電位をモニタし、これを前記電力レベル制御回路へと 送る。

同様に、トランジスタ３９及び４２は、それぞれ抵抗器３８及びダイオード３７ 、抵抗器４３及びダイオード４１を通る電流によって一時的に電導状態になる。

前記遅延ランプ発生装置と始動ランプ発生装置との主たる相違点は、コンデンサ ４４がダイオード４５及び抵抗器４６によって充電される方法にある。前記電源 の正出力によって直接充電されるコンデンサ３２とは違って、コンデンサ４４は 、前記位相角度検出装置からの出力が高い間だけ充電される。ダイオード４５は 、前記位相角度検出装置からの出力が低い状態に戻ると、コンデンサ４４が放電 することを防ぐ、これにより、電圧ゼロ交さにおいて始まり、負荷電流がゼロを 越えるまで増加する遅延ランプが発生する０次に、この遅延ランプ電圧は、次の 電圧ゼロ交さまでレベルが下がり、この時、コンデンサ４４が放電され、前記ラ ンプはゼロにリセットされる。これも又電圧フォロアとして示されたオペアンプ ４７は、コンデンサ４４の電位をモニタし、これを前記電力レベル制御回路１５ ７に送る。

電力レベル制御回路 この電力レベル制御回路の目的は、第６図に示す様に、適切な位相角度で始まり 次の電圧ゼロ交さにおいて終わるところの各半サイクル毎にトリガパルスを供給 することにある。これらトリガパルスは、実際には電圧コンパレータ６３によっ て発生される。これらトリガパルスは、非反転入力における電位が前記反転入力 における電位よりも高くなった時に開始される。抵抗分割器６０．６１は、前記 始動ランプ発生装置及び遅延ランプ発生装置からのランプ信号のピーク電圧に正 確に等しい電位を供給するものである。オペアンプ５１及び６２は、加算、減算 信号処理装置として構成されている。抵抗器４９．５０．５２．５３．５４．５ ５．５６．５７．５８ｎ及び５９は全て、オペアンプ５１及び６２を共通の利得 を有する簡単な加算／減算装置として構成するために同じ値をもっている。

前記レベル制御信号は、オペアンプ６２によって前記始動ランプビーク電圧から 減算される。その出力は次に電圧コンパレータ６３の反転入力に接続される。前 記遅延ランプ発生装置の信号はオペアンプ５１によって前記始動ランプ発生装置 の信号から減算され、その出力は電圧コンパレータ６３の非反転入力に接続され ている。前記遅延ランプ発生装置信号は又、オペアンプ６２によって前記始動ラ ンプ発生装置信号から減算される。これによって、前記始動ランプ発生装置と遅 延ランプ発生装置との間の相違が、前記始動ランプビーク電圧から前記レベル制 御信号と前記遅延ランプ電圧との合計を減算したものよりも大きい時にはいつで も、トリガパルスが発せられる状態が生じる。簡単に言えば、このことは、前記 遅延ランプ信号は、負？！？装置における電圧と電流との間の位相遅れに等しい 量によって最も初期の始動角度を遅延することを意味する。前記レベル制御信号 電圧を下げればこの始動角度が遅延され、一方、このレベル制御信号電圧を上げ れば始動角度が進行する。従って、前記始動角度は、レベル制御信号によって、 前記負荷電流ゼロ交さと次の電圧ゼロ交さとの間のいかなる値にも調節すること が可能である。

この電流レベル制御回路１５７のもう一つの機能は、ソフトな始動を行なうこと である。前記補助オン／オフ入力装置が始動すると、電源電圧から始まってゆっ くりとゼロまで下がる信号が前記レベル制御回路に接続されている。この信号は 、オペアンプ６２によって前記始動ランプビーク電圧に加えられる。その結果、 最初に次の電圧ゼロ交さまで遅延され、最後に適切な始動角度で発生されるまで ゆっくりと進行するトリガパルスが供給される。

トリガパルス発生装置 この回路こそ、本発明の適応性の大きな部分を構成するものである。これによっ て、本発明を、一つのトライアック又は一対のＳＣＲ、ＭＯＳＦＥＴ、又はダー リントンペアトランジスタとともに使用することが可能になる。又、これにより 、実際の負荷電流ゼロ交さまでトリガパルスを維持することにより、危険な電圧 スパイクを除去することが出来るのである。このトリガパルス発生装置のロジッ クダイアダラムが第７図に示されている。明白にするために、この第７図には前 記位相検出装置１５２も含まれている。ｔＲ記電圧ゼロ交さ検出装置からの出力 は、抵抗器６４．６６、そしてトランジスタ６５によって反転される。

ＡＮＤゲート６７とともにこの反転装置（インバータ）が前記位相検出装置を構 成している。

前記ＡＮＤゲート？２及び７３は、前記線電圧の正−半サイクル中に発生するト リガパルスと、前記線電圧の負−半サイクル中に発生するトリガパルスとを区別 するのに使用される。同様に、ＡＮＤゲート６８と６９とは、前記線電圧の正− 半サイクル中に発生する位相角度検出パルスと、負−半サイクル中に発生するそ れらとを区別するのに使用される。前記ＯＲゲート７０及び７１は、前記電力レ ベル制御回路からのトリガパルスを、前記位相角度検出装置からの適切なパルス に加算するのに使用される。これによって、前記正−半すイクル中に始まり、次 の負−半サイクル中に終わるトリガパルスと、負−半サイクル中に始まり、次の 正−半サイクル中に終わるトリガパルスとが発生する。前記加算ＯＲゲート２０ 及び７１は、又、前記トリガパルスを適切なトリガ回路に送る機能も有している 。

トリガ回路 第８図に示されたトリガ回路は、前記ゲートトランジスタ７５が電導状態にある 限り、連続的な直流トリガ信号を半導体スイッチ装置に供給する。前記トリガパ ルス発生装置からの正のトリガパルスは、抵抗器７４を介してトランジスタ７５ を電導状態にスイッチする。ダイオード１６９は、トランジスタ７５の操作点と 、このダイオードの順方向しきい電圧に等しい量だけシフトさせるのに使用され る。抵抗器７６は、抵抗器８３の時定数及び変圧器８４の一次子のインダクタン スによるよりも更に素速くトランジスタ７５を電導状態にすることが可能なバイ アスを流を供給する。

トランジスタ７７．７８、コンデンサ７９．８２及び抵抗器８０゜８１は、変圧 器８４の一次子を駆動するのに使用する高周波非安定マルチバイブレータを構成 する。トランジスタ８３は、トランジスタ７７及び７８を流れる最大電流を安全 値に限定する。変圧器８４の二次巻線によって発生する電圧は、ダイオードブリ ッジ８５によって整流され、前記半導体スイッチ装置に接続される前にコンデン サ８６によりフィルタリングされる。変圧器８４は、電子素子をスイッチ装置及 び線電圧から絶縁するのに必要な高圧分離を行なう。

本発明は、二つの半導体スイッチ装置の使用を可能にするために二つのトリガ回 路を内蔵している。

補助オン／オフ入力 この補助オン／オフ入力回路の略図が第９図に示されている。この回路は、いく つかの重要な機能を果たすように構成されている。即ち、これによってシステム を種々の装置によって離れた所からオン及びオフすることが可能である。これは 前記オン機能のための調節可能な遅延機能を内蔵している。そして、これは前記 ソフト始動機能のための下降電圧ランプを供給する。第９図に示す様に、この補 助オン／オフ入力回路は、コネクタ８７を介して種々の信号によって始動させる ことが出来る。前記交流線電圧が入力信号として使用されている場合には、この 電圧はコネクタ８７のビン（Ｄ）に加えられる。前記交流電流はコンデンサ８９ によって制限され、抵抗器９１を介して電圧が発生する。この電圧はダイオード ９０によって整流され、コンデンサ９２によってフィルタリングされる。

このコンデンサにはブリード抵抗器９４が接続されて発生した直流電圧を制限す る。抵抗器９３及びツェナーダイオード９５が、電子素子を損傷する可能性のあ る事故的流出を制限するために設けられている。

可変抵抗器９７及びコンデンサ９８は、前記始動遅延のための時定数を構成する 。ダイオード９８は、前記入力信号がなくなった時におけるコンデンサ９８の急 速な放電を確実にする。前記入力信号が最初に与えられると、コンデンサ９８は 抵抗器９７を介してゆっくりと充電する。コンデンサ９８に充分な電圧が発生す ると、トランジスタ９９は電導状態になり、コンデンサ１０１を放電する。可変 抵抗器１０２を介して発生した電圧は、前記抵抗分割器１００゜１０２によって 決定される電位にまで急激に上昇する。この電位は、抵抗分割器１０３．１０５ によって電圧コンパレータ１０４の非反転入力において発生した電圧を越える。

この点において、前記コンパレータ１０４の出力は高から低へどスイッチし、抵 抗器１１３を介してトランジスタ１１４をオンにする。同時に、トランジスタ１ ０８がダイオード１０Ｂを介してオフになる。この点において、コンデンサ１１ １は、可変抵抗器１１６及びトランジスタ１１４を介して充電を開始する。トラ ンジスタ１１８は完全に電導状態になり、最大電力供給電圧がそのコレクタを介 して前記電力レベル制御回路に接続される。コンデンサ１１１が充電するのに伴 い、トランジスタ１１８はゆっくりとオフになり、これによって前記電力レベル 制御回路への電圧を下げる。コンデンサ１１１が充分に充電すると、トランジス タ１１８は抵抗器１１７によって完全にＯＦＦになり、前記電力レベル制御回路 への電圧はゼロにまで下がる。

前記入力がなくなると、コンデンサ９２の電荷は抵抗器９４を介して急速に拡散 される。

コンデンサ９８の電荷は、又、抵抗器９４、抵抗器９３及びダイオード９６を介 しても拡散される。これによって、勿論、トランジスタ９９は非電導状懸にスイ ッチされる。この時、コンデンサ１０１は、抵抗器１００及び可変抵抗器１０２ とを介して充電を開始する。可変抵抗器１０２の電位は、コンパレータ１０４の 前記非−反転入力における電位よりも低くなるまでゆっくりと減少する。この点 において、コンパレータ１０４の出力は高状態に復帰し、トランジスタ１１４を オフにし、トランジスタ１０Ｂをオンにする。

電圧コンパレータ１０４の出力が高である時にはいつも、抵抗器１０７及び１１ ２は、それぞれトランジスタ１０８を電導状態に、そしてトランジスタ１１４を オフ状態に維持する。ダイオード１０９及び１１０は、トランジスタ１０８の操 作点を、これらのしきい電圧の合計に等しい量だけシフトする。このことにより 、トランジスタ１０８のコレクタは、前記トリガ回路を効果的に開閉することが 出来、従って所望のイネーブル／ディスイネーブル機能を提供するのである。

異なった入力信号が、前記回路内の異なった点に単純に接続されている０例えば 、２４ボルトの交流入力信号がコネクタ８７のビンＣを介して、コンデンサ８９ と抵抗器９１との接続部に直接つながれている。５ボルトの直流入力は、コネク タ８７のビンＢを介して、ダイオード８８を通り、抵抗器９３とツェナーダイオ ード９５との接続部につながれている。コネクタ８７は、又、リレ一式装置によ る操作を可能にするためにビンＡに前記交流電圧を供給する。

リモート電力レベル！ＩＪ御インターフェース回路この回路の機能は、種々のレ ベル制御入力信号を前記レベル制御回路に接続することである。これは実際には 、ハンダブリッジの接続状態を変えることによっであるモードから別のモードへ 離散的にスイッチされうる可変転送機能信号処理装置である。第１０図はハンダ ブリッジの外観、及びいくつかの異なった種類の入力とともにこの回路を略示し ている３、前記はんだブリッジの外観の図面は、前記略図の下方の箱内に含まれ ている。それぞれのはんだブリッジは、例えば、ＳＢＩ　、　ＳＢ２　、ＳＢ３ 　、等というように示されている。それぞれのはんだブリッジのそれぞれのパッ ドには番号が付けられている。前記略図の左側の箱内に示されている接続関係は 、それぞれのはんだブリッジにおいてどのパッドが接続されなければならないの かを示している０例えば、５Ｂ３−１　、２．３　。

４は、はんだブリッジ３のパッド１．２，３、及び４が互いに接続されなければ ならないことを示し、一方、５Ｒ−１，２、／３．４は、はんだブリッジ１のパ ッド１及び２が互いに接続されなければならないことと、パッド３及び４も又、 互いに接続されなければならないこととを示している。／″は、同じはんだブリ ッジ上において二つの分離した接続状態が形成されなければならないことを示し ている。

四つの独立したモードの操作が第１０図に示されている。第１のモードにおいて は、（０−１０ボルト入力）、信号はコネクタ１２８のビン２及び４の間に与え られ、オペアンプ１２９は非−反転増幅装置として形成されている。

同じ値を持った抵抗器１２１及び１２４は、前記入力信号を減衰して２の因数に する。抵抗器１２６及び１２３はフィードバック網を形成し、前記増幅装置の利 得を提供する。

第２のモードにおいては、（Ｏ−５ボルト）、前記信号はコネクタ１２８の同じ ビンに与えられ、オペアンプ１２９は、同様に、非−反転増幅装置として形成さ れている。

しかしながらこの場合においては、抵抗器１２１は前記増幅装置に直接接続され 、前記入力信号は減衰されない。

同じ抵抗器網が前記フィードバックと前記増幅装置の利得を形成し、５ボルトの 入力信号が第１モードにおける１０ボルトの入力信号と同じ出力信号を発生させ る。

第３のモードにおいては、前記入力信号は４から２０ｍａの電流ループから構成 されている。この場合、この信号は前記ダイアダラムに示されていいる様に、コ ネクタ１２８のビン２及び３の間に接続されている。前記電流は抵抗器１２７を 通過し、ビン２と３との間において電圧差を生じさせる。オペアンプ１２９は、 単一利得を有する加算−減算装置として構成されている。抵抗器１２１．１２２ ．１２４及び１２５は全て同じ値を有している。このモードにおいて、前記増幅 装置は、ビン２における電圧からビン３における電圧を減算し、この差を前記電 力レベル制御回路へ送る。抵抗器１２７の値は、最大限の制御が出来るように注 意深く選択されている。

第４のモードにおいては、前記制御信号は外部ポテンショメータから供給される 。このポテンショメータの基準電圧は、前記抵抗分割器１１９と１２０とによっ て形成され、コネクタ１２ｇのビン１に供給される。前記ポテンショメータの時 計方向の端子はビンｌに接続され、ワイパーがビン２に接続され、そして反時計 方向の端子はビン４に接続されている。このモードにおいて、オペアンプ１２９ は単純な電圧フォロアとして構成され、その入力は抵抗器２１を介して前記増幅 装置に接続されている。前記リモートレベル入力信号が前記交流線の中立から電 気的に絶縁されなければならない場合において、オペアンプ１２９の出力と前記 電力レベル制御回路の入力との間に、アナログ式光分離装置を設けることが出来 る。この様な場合、オペアンプ１２９への電力に独立した電源を供給する必要が ある。

第１図の回路の部分において、まだこれまでに説明していないのは、電力供給部 、実際のスイッチ装置及び前記電圧ゼロ交さ検出回路だけである。これらは、説 明を完全なものにするために簡単に説明するが、これらは本発明に密接に関連す るものではない。

前述の様に、前記スイッチ装置１６１及び、Ｉ６３は、例えば、ダーリントンベ アアセンブリによって構成することができ、これらは様々な寸法及び定格で入手 可能である。

前記電圧ゼロ交さ検出装置は、前記ゼロ交さ検出装置として機能するオペアンプ を便宜的に使用する。前記交流電圧は、適当な抵抗器を介して、二つのクロス接 続されたダイオードに接続され、これらダイオードはアースされている。この構 成により、そのピーク振幅が前記ダイオードの前記順方向しきい電圧に制限され ているところの方形波が発生する。これは又、前記線電圧にたいして同期されて いる。適当な電圧分割器が、前記オペアンプのスイッチ点を接地点（ｇｒｏｕｎ ｄ）よりも１．５ボルト上にシフトし、前記出力をクリップしてクリーンな方形 波を供給するツェナーダイオードとともに、プルアップ抵抗器として一つの抵抗 器が設けられている。

これまで本発明は一つの具体的な実施例として説明してきたが、本発明の原理及 び範囲から外れることなく様々な変形及び再構成が可能であることは当業者によ って理解されるであろう、付随のクレームは本発明の原理及び範囲に属するこの ような変形を全て含むものである。

国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．少なくとも一つの半導体スイッチ手段の電導角皮を変化させることによって 負荷装置へ送られる交流電力の量を制御するための回路であって、これは次のも のを有する、 交流電圧ゼロ交さを検出する手段、 負荷電流ゼロ交さを検出する手段、 前記負荷装置における電圧と電流との間の位相遅れを検出する手段、 始動ランプ電圧を発生する手段、 遅延ランプ電圧を発生する手段、 前記始動ランプ電圧と遅延ランプ電圧とを結合して前記少なくとも一つの半導体 スイッチ手段の始動電導角度を形成するための第１組のトリガパルスを発生する 手段、 前記結合手段及び前記位相遅れ検出手段に対して反応し、前記少なくとも一つの 半導体スイッチ手段の前記始動電導角度において始まり、前記電圧ゼロ交さを超 えて前記負荷電流ゼロ交さまで継続する第２組のトリガパルスを発生する手段、 そして 前記第２組のトリガパルスの二進値間を区別し、前記少なくとも一つの半導体手 段に区別トリガパルスを供給する手段。 ２．前記少なくとも一つの半導体スイッチ手段がトライアック装置であることを 特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の電力制御回路。 ３．前記少なくとも一つの半導体スイッチ手段が、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラト ランジスタ、ＳＣＲサイリスタ及びダーリントントランジスタのいずれかの装置 の一対によって構成されているところの特許請求の範囲第１項に記載の電力制御 回路。 ４．更に補助オン／オフ入力回路を有するところの特許請求の範囲第１項に記載 の電力制御回路であって、これは次のものを有する、 交流線電圧、２４ボルト交流電圧、及び５ボルト直流電圧の電源のいずれかから 前記回路をオン状態にする手段、 前記制御回路にソフト始動を提供する手段、前記補助入力回路が始動した後の特 定の時間、前記制御回路の作動を調節可能に遅延させるための手段、そして 前記補助入力回路が停止した後の特定の時間、前記制御回路の作動停止を調節可 能に遅延させるための手段。５．更に前記負荷装置への交流電力を制御するため のリモート電力レベル制御インターフェース回路を有するところの特許請求の範 囲第１項に記載の電力制御回路であって、これは次のものを有する、 ０ボルトと１０ボルトとの間の直流電圧制御信号を与えるための手段、 ０ボルトと１０ボルトとの間のアナログ制御信号を与えるための手段、 中間に不感帯を有さない状態でゼロ電力レベルから最大電力レベルまでの制御信 号を発生するポテンショメータ手段、そして ４−２０ｍａの電流ループとして制御信号を与えるための手段。 ６．更に、前記交流線電圧の正の半サイクルの間、前記両組のトリガパルスを前 記少なくとも一つの半導体スイッチ手段に送り、これによって前記負荷装置に制 御された振幅の直流電圧パルスだけを提供する手段を有するところの特許請求の 範囲第１項に記載の電力制御回路。 ７．前記電流ゼロ交さを検出する手段が、平行に配置されクロス接続された二組 のダイオードから構成されたダイオードブリッジを有し、前記コンパレータの出 力が前記位相検出手段に接続されているところの特許請求の範囲第１項に記載の 電力制御回路。 ８．前記両親のトリガパルスを発生するための手段が、前記線電圧の正一半サイ クル中に発生する第１組のトリガパルスと、前記線電圧の負一半サイクル中に発 生するトリガパルスとを区別する第１ゲート手段と、前記位相遅れ検出手段から の負と正のパルスを区別する第２ゲート手段と、前記第１及び第２ゲート手段か らの出力を結合して第２組のトリガパルスを供給する第３ゲート手段とを有して いるところの特許請求の範囲第１項に記載の電力制御回路。 ９．少なくとも一つの半導体スイッチ手段の電導角度を変化させることによって 負荷装置へ送られる交流電力の量を制御するための方法であって、これは次の工 程を有する、 電圧ゼロ交さと電流ゼロ交さとの間の位相角度遅延を測定する工程、 始動ランプ電圧を発生させる工程、 遅延ランプ電圧を発生させる工程、 前記始動ランプ電圧と遅延ランプ電圧とを結合して、前記少なくとも一つの半導 体スイッチ手段の始動電導角度を構成するための第１組のトリガパルスを発生さ せる工程、 前記第１組のトリガパルスに対して、前記少なくとも一つの半導体スイッチ手段 の前記始動電導角度で始まり、前記電圧ゼロ交さを越えて前記負荷電流ゼロ交さ まで継続するための第２組のトリガパルスを発生させる工程、そして 前記第２組のトリガパルスの二進値を区別して前記半導体手段のために区別トリ ガパルスを供給する工程。 １０．少なくとも一つの半導体スイッチ手段の電導角度を変化させることによっ て負荷装置へ送られる交流電力の量を制御するための方法であって、これは次の 工程を有する、 交流電圧ゼロ交さを検出する工程、 負荷電流ゼロ交さを検出する工程、 前記負荷装置における電圧と電流との間の位相遅れを測定する工程、 始動ランプ電圧を発生させる工程、 遅延ランプ電圧を発生させる工程、 前記始動ランプ電圧と遅延ランプ電圧とを結合して、前記少なくとも一つの半導 体スイッチ手段の始動電導角皮を構成するための第１組のトリガパルスを発生さ せる工程、 前記第１組のトリガパルスと前記位相遅れに対して、前記少なくとも一つの半導 体スイッチ手段の前記始動電導角度で始まり、前記電圧ゼロ交さを越えて前記負 荷電流ゼロ交さまで継続するための第２組のトリガパルスを発生させる工程、そ して 前記両組のトリガパルスの二進値を区別して前記半導体手段のために区別トリガ パルスを供給する工程。