JPH0150138B2 - - Google Patents

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JPH0150138B2
JPH0150138B2 JP56090239A JP9023981A JPH0150138B2 JP H0150138 B2 JPH0150138 B2 JP H0150138B2 JP 56090239 A JP56090239 A JP 56090239A JP 9023981 A JP9023981 A JP 9023981A JP H0150138 B2 JPH0150138 B2 JP H0150138B2
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Japan
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circuit
output
current
transistor
pulse
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JP56090239A
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Shigeo Nishitoba
Koichi Fukaya
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NEC Corp
Original Assignee
Nippon Electric Co Ltd
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Publication date
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Priority to US06/388,302 priority patent/US4469082A/en
Priority to DE8282105166T priority patent/DE3279537D1/de
Priority to EP82105166A priority patent/EP0067435B1/en
Publication of JPS57204629A publication Critical patent/JPS57204629A/ja
Publication of JPH0150138B2 publication Critical patent/JPH0150138B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/01—Shaping pulses
    • H03K5/04—Shaping pulses by increasing duration; by decreasing duration
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P3/00—Other installations
    • F02P3/02—Other installations having inductive energy storage, e.g. arrangements of induction coils
    • F02P3/04—Layout of circuits
    • F02P3/045—Layout of circuits for control of the dwell or anti dwell time
    • F02P3/0453—Opening or closing the primary coil circuit with semiconductor devices

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Pulse Circuits (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はパルス幅制御回路、特に帰還ループに
より出力パルス幅を制御するパルス幅制御回路に
関する。
パルス幅を制御する回路を使用する代表的な一
例として、内燃機関点火装置である。第１図のブ
ロツク図はこの種の点火装置の従来技術の一例で
あり、第２図は、第１図のブロツク図の各部の電
圧、電流波形である。以下、第１図及び第２図を
参照にして従来技術を説明する。
１は、デイストリビユータに内蔵されたホール
センサーから内燃機関の回転数に対応した周期の
パルス出力（第２図イ）を供給する信号発生回路
であり、そのパルス出力は積分回路２によつて波
形変換されて鋸歯状波となる（第２図ロ）。この
出力は直流電圧に近い波形の比較器４の出力波形
（第２図ロ）と共に比較器３の入力となり、比較
器３の出力には第２図ハの様なパルス出力が得ら
れる。即ち、比較回路３の出力は、積分回路２の
出力が比較回路４の出力より高いローレベル、逆
に低い時ハイレベルとなる。一方、信号発生回路
１より得られたパルス出力と比較回路３から得ら
れたパルス出力とは論理積回路５によつて論理積
がとられる（第２図ニ）。この結果、論理積回路
５の出力パルスは、その立上りが比較回路３の出
力パルスと、又、立下りは入力ホールセンサー波
形の立下り波形とそれぞれ同じタイミングとな
る。この出力でもつて駆動回路６を介して出力回
路７を駆動する。ここで、説明を容易にするた
め、第２図ホは出力回路７を駆動する駆動回路６
の駆動電流とする。出力回路７の出力負荷８は、
イグニツシヨンコイルと呼ばれるイングクタンス
負荷であり、従つてこの出力負荷８及び出力回路
７を流れる出力電流I0は、出力回路７が導通状態
になると、出力負荷８のイングクタンスL1と抵
抗R1で決まる時定数L1／R1で徐々に上昇する
（第２図ヘ）。
一方、その電流値は電流検出回路９で検知さ
れ、その結果、出力電流値が規定の値Irefに達す
ると（第２図ト）、電流制限回路１０が動作して
駆動回路６の駆動電流を減少（第２図ホ）させ、
それで出力回路７を流れる出力電流I0が規定値以
上増加しない様にしている（第２図ヘ）。出力回
路７の遮断により得られる出力負荷８の二次側エ
ネルギー（第２図リ）が、点火プラグへの点火エ
ネルギーとなる。
又、電流検出回路９で出力電流が規定値になつ
ている事が検知されると（以後、この状態を電流
制限状態と呼ぶ）、電流検出回路９はロウレベル
の出力を比較回路４へ供給する。出力回路７が遮
断状態のとき、即ち、電流検出回路９が検出動作
を停止しているときは、論理積回路５からハイレ
ベル信号が比較回路４へ供給される。従つて、比
較回路４の一方の入力は、電流制限状態の時のみ
ローレベルとなるパルス（第２図チ）を受ける。
比較回路４の他方の入力には基準電圧源に電圧１
１が入力され、それらが比較される。前述の説明
で、比較回路４の出力波形は直流電圧に近い波形
と述べたが、実際は、電流検出回路９からの出力
波形がハイレベルの時充電、ローレベルの時放電
を行う充放電波形であり、この比較回路４の出力
電圧レベルを内燃機関の各回転数に対応する様に
調整する。即ち、回転数が遅くホールセンサーよ
り得られるパルス波形の周期が長い場合は、出力
電流I0が規定値に達するにはわずかなデユーテイ
ーでよいため、比較回路４の出力電圧レベルを下
げて出力電流I0のパルス幅を小さくする。逆に、
回転数が早くホールセンサーのパルス信号の周期
が短い場合、負荷８のイグニシヨンコイル一次側
の時定数が信号周期と近い値となるため、比較回
路４の出力レベルを上げて、出力電流I0のパルス
幅を大きくする。この様に、負帰還をかけて入力
信号周期に応じて出力回路７の出力電流I0が規定
の値となり、かつ、電流制限時間が最小となる様
出力電流I0のパルス幅を調整している。ここで、
以上のように、ある周期を基準にして次の周期も
入力パルス幅が変化しない事を前提に制御を行う
方式を予測制御方式と呼ぶことにする。
ところで、内燃機関は低温になると、エンジン
オイルの粘性が悪くなるために回転のなめらかさ
が失なわれる。このため、第１図の様なホールセ
ンサーにより回転を検出して入力とする方式で
は、低回転時（エンジン回転数500〜800r.p.m）
に第３図ロに示した様に、ホールセンサーからの
出力波形のデユーテイーが一定となり得ない。例
えば、１周期毎にデユーテイーが増減した波形と
なる事がある。第３図イはデユーテイーがほぼ一
定な正常波形である。この様な状態で第１図に示
した回路を使用すると、第４図イの区間Ｉに示し
た様に、入力波形のデユーテイーが正規のデユー
テイに対し減少してローレベルの割合が増加した
場合、積分回路２の出力波形は充電時間が増え、
逆に放電時間が短くなる。このため、積分回路２
の出力の放電区間（第４図ロ区間）は、常に、
比較回路４の出力波形より放電電圧がハイレベル
にある状態が生じ、この結果、論理積回路５の出
力にはパルスが発生せずに出力回路７には出力電
流が流れない状態が生じる（この様に、本来出力
電流パルスが発生しなければならぬ状態に対し、
電流パルスが発生しない状態を今後ミツシングパ
ルスを起こしたという）。この様な現象は、予測
制御方式に個有のものである。上記ミツシングパ
ルスを起こすと内燃機関の性能が著しく劣化して
非常に好ましくない事態となる。
そこで、このようなミツシングパルス防止策と
しては、第４図イの区間Ｉで発生する正規デユー
テイより小さいデユーテイーでも充分出力電流パ
ルスが得られる様、比較回路４の出力電圧レベル
を、第４図ロの破線で示したように、上げなけれ
ばならない。しかし、この方法だと、第４図ニ破
線で示す様にミツシングパルスは発生しないが、
同図ニの圧間に見られる様に、出力電流I0の電
流制限時間が非常に大きくなるため、この回路全
体の消費電力も非常に大きな値となる。さらに、
出力回路７を除いた部分を半導体集積回路で製造
し、その半導体集積回路チツプと出力回路７の出
力トランジスタチツプ及びコンデンサ、抵抗等の
受動部品を厚膜混成集積回路の一基板上に搭載し
た構成とした場合、半導体集積回路の接合温度は
出力トランジスタの消費電力による発熱の影響を
強く受けやすくなる。従つて、特に高温におい
て、常に最大接合温度以下に半導体集積回路チツ
プの接合温度を維持する事は、内燃機関点火装置
の様な荷酷な環境条件を考慮すると、出力トラン
ジスタチツプと厚膜混成集積回路の基板との間の
熱抵抗等の熱設計に非常な困難が伴う。ところ
が、第３図ロの様に入力信号パルスのデユーテイ
ーが１周期毎に交互に増減した状態になるのは、
オイルの粘性が悪くなる低温の場合のみで、高温
では回転がスムーズとなるので第３図イに示した
様に正常パルスが発生して同図ロの様な異常パル
スは発生しない。極言すれば、高温では上述した
ミツシングパルスの対策のために、出力電流I0の
デユーテイを大きくする必要はない。しかるに、
第１図従来技術では低温で生じるミツシングパル
スの対策上、全使用温度範囲で出力電流I0のデユ
ーテイーを大きくしているのである。このこと
は、上述した様に混成厚膜集積回路の熱設計を非
常に困難にするという欠点があつた。
従つて、本発明は上記欠点を補うべく成された
もので、その目的は高温での消費電力を減少さ
せ、かつ熱設計を容易にしたパルス幅制御回路を
提供することにある。
すなわち本発明は、予測制御方式のパルス幅制
御回路において、半導体集積回路の接合温度を検
出する温度検出回路と、規定の値以上の温度検出
出力により出力パルス電流のデユーテイーを減少
せしめる回路手段とを有する事を特徴とするパル
ス幅制御回路であり、以下図面により本発明を詳
細に説明する。
第５図は本発明のパルス幅制御回路のブロツク
図であり、第１図に示した従来技術に、更に温度
検出回路１２及び制御回路１３を付け加えてい
る。温度検出回路１２によつて半導体集積回路の
接合温度を検出し、その温度が規定の値に達した
ことを検知すると、制御回路１３が動作して比較
回路４の出力電圧レベルが下げる。そのため、上
述した説明により出力パルス電流I0のデユーテイ
ーが減少するものである。
第６図は第５図で示したブロツク図の具体的回
路構成を示す一実施例である。以下、第６図を参
照して本発明をより詳細に説明する。
第６図において、１はデイストリビユータに内
蔵されたホールセンサーによつて回転数に同期し
た周期のパルス出力を生じる信号発生回路であ
り、２１は信号発生回路１の出力トランジスタで
ある。２は積分回路であり、トランジスタ２４，
２５，２６，２７および２８、定電流源２９およ
び３０ならびにコンデンサ３１で構成されてい
る。トランジスタ２４，２６および２７，２８は
各々カレントミラー回路を構成し、又、定電流源
２９は（I1＋I2）なる電流を、そして定電流源３
０はI1なる電流を流す。３４は定電圧電源ライン
の一端である。積分回路２は、ホールセンサーよ
り得られるパルス出力を鋸歯状波に波形変換す
る。３は比較回路で、積分回路２の出力電圧と後
述する比較回路４の出力波形を比較する。トラン
ジスタ３７，３８，４２，４３および４４ならび
に定電流源３９からなる。トランジスタ３７およ
び３８は差動増幅器を、定電流源３９は差動増幅
器の定電流源である。トランジスタ４２，４３お
よび４４は差動増幅器の負荷であり、トランジス
タ４２および４３はカレンミラー回路を構成して
いる。５は論理積回路であり、ホールセンサーを
有する信号発生回路１からパルス波形と比較回路
３より得られる出力パルス波形の論理積をとる。
この回路は抵抗４９，５０および６０ならびにト
ランジスタ４７および４８から構成される。６は
駆動回路であり、論理積回路５の出力パルスを入
力とし、後述する出力回路７を駆動するものであ
り、トランジスタ５１および５２ならびに抵抗５
３および５４から構成される。７は出力回路であ
り、通常はダーリントン構造のトランジスタ５５
から構成される。８は出力負荷であり、イグニツ
シヨンコイルが接続される。９は電流検出回路
で、出力回路７を流れる出力電流I0の電流値と出
力電流I0が電流制限状態になつたこととを検出す
るもので、電流制限検出用のトランジスタ５６，
抵抗５７，５８および５９ならびにダイオード６
１および６２、そして出力電流検出用抵抗６３と
から構成される。１０は電流制限回路であつて、
電流検出回路９が出力回路７を流れる出力電流I0
が規定の値に達した事を検知すると、出力電流I0
を規定値に維持させる回路である。そして、定電
流源９９および６４、基準電圧６７ならびにカレ
ントミラーを構成するトランジスタ６５および６
６から構成される。４は比較回路で、電流検出回
路９の出力パルスを入力し、その出力電圧を比較
回路３の入力として出力回路７の出力電流のデユ
ーテイーを回転数に応じて調整する。比較回路４
は、トランジスタ６８〜７５、抵抗７６〜８０お
よびコンデンサ８１で構成され、トランジスタ６
９，７０，７１，７２および７４，７５はカレン
トミラー回路を、又、トランジスタ７２および７
３は差動増幅器を構成している。カレントミラー
回路を構成するトランジスタ７０のコレクタ又は
ベース（コレクタおよびベースは短絡されてい
る）電圧は比較回路４の基準電圧を示す。１２は
温度検出回路であつて、全体の回路を構成する半
導体集積回路の接合温度がある規定の値になつた
かどうか検出する回路である。そして、抵抗８
２，８３，８４，８６および８８、ツエナーダイ
オード８５ならびにトランジスタ８７から構成さ
れる。１３は制御回路であり、温度検出回路１２
で接合温度が規定の温度に達した事を検知される
と、比較回路４の出力電圧レベルを下げて出力電
流I0のデユーテイーを小さくする。これは、トラ
ンジスタ８９，９０，９１および９２ならびに抵
抗９３および９４から構成され、トランジスタ８
９および９０は差動増幅器を、トランジスタ９１
および９２はカレンミラー回路をそれぞれ構成し
ている。尚、９５は電源供給端子の一端、９６は
同他端であつて接地端子を示す。
第７図は、第６図の回路の代表的な各部の電
圧、電流波形である。以下、第７図を参照しなが
ら第６図の回路を説明する。
信号発生回路１の出力トランジスタ２１のコレ
クタは、第７図イの様な内燃機関の回転数の周期
に比例したパルス波形を発生する。積分回路２は
ホールセンサーを有する信号発生回路から得られ
るパルス波形を入力とし、トランジスタ２１のコ
レクタがローレベルの場合、カレントミラー回路
を構成するトランジスタ２４および２６は遮断す
る。従つて、コンデンサ３１は定電流源３０より
定電流I1で充電される。一方、トランジスタ２１
のコレクタがハイ・レベルの場合、カレントミラ
一回路を構成するトランジスタ２４および２６が
導通してトランジスタ２６のコレクタには定電流
（I1＋I2）が流れるため、コンデンサ３１は定電
流I2で放電される。この結果、コンデンサ３１の
充放電波形は第７図ハの実線で示すものとなる。
コンデンサ３１の充放電波形は比較回路３の入
力となつてトランジスタ３７のベースに印加され
る。比較回路３のもう一方の入力は比較回路４の
後述する出力から得られるが、比較回路３はコン
デンサ３１の充放電波形と比較回路４の出力波形
とを比較する。コンデンサ３１の充放電波形、即
ち、トランジスタ３７のベース電圧が、比較回路
４の出力波形、即ち、トランジスタ３８のベース
電圧より高い場合には、差動増幅器を構成するト
ランジスタ３７は遮断、トランジスタ３８は導通
する。このため、カレントミラーを構成するトラ
ンジスタ４２，４３は遮断し、従つて、トランジ
スタ４４は導通してそのコレクタはローレベルと
なる。逆に、トランジスタ３７のベース電圧がト
ランジスタ３８のベース電圧より低い場合には、
カレントミラーを構成するトランジスタ４２，４
３が導通する。従つて、トランジスタ４４は遮断
してそのコレクタ波形はハイレベルとなる。この
結果、トランジスタ３８のベース入力電圧を第７
図ハで一点破線で示したものとすると、トランジ
スタ４４のコレクタ出力は第７図ニのようにな
る。
この出力は論理積回路５の一方の入力となる。
他方の入力は、第７図イで示したトランジスタ２
１のコレクタ出力波形である。従つて、論理積回
路５は、トランジスタ４４のコレクタ波形とトラ
ンジスタ２１のコレクタ波形の論理積をとり、結
局、論理積回路５の出力（トランジスタ４８のコ
レクタ）は第７図ヘの様になる。
トランジスタ４８のコレクタ波形は駆動回路６
の入力、即ちトランジスタ５１のベースへ印加さ
れる。論理積回路５の出力がローレベルの時、ト
ランジスタ５１，５２は遮断、従つて、出力回路
７には出力電流I0が流れない。一方、論理積回路
５の出力がハイレベルになると、トランジスタ５
１，５２は導通し、出力回路７を構成するダーリ
ントントランジスタ５５のベースには、電源供給
端子９５の電圧、トランジスタ５５のベース・エ
ミツタ間電圧、トランジスタ５２のコレクタ・エ
ミツタ間飽和電圧及び抵抗５３で決る電流IDが印
加される。尚、電流検出抵抗６３は微小のため無
視出来る。駆動回路６によつて出力回路７が駆動
されると、ダーリントントランジスタ５５を流れ
る出力電流I0は、イグニツシヨンコイル８の一次
側で決る時定数で徐々に増加する。その電流値は
電流検出回路９の電流検出抵抗６３で検出され、
かつ、電圧に変換されて電流制限回路１０へ入力
される。出力回路７の出力電流I0が次第に増加し
て電流検出用抵抗６３の電圧、即ち、トランジス
タ６５のエミツタ電圧がトランジスタ６６のエミ
ツタ電圧即ち、基準電圧６７と同レベルになる
と、定電流源９９の定電流のトランジスタ６５へ
流入する電流量が減少し、逆に、トランジスタ６
６へ流入する電流量の方が増加する。従つて、ト
ランジスタ６６が充分駆動されるため、定電流源
６４の定電流のうち、駆動回路６のトランジスタ
５１のベースへ流入する電流量が減少し、逆に、
トランジスタ６６へ流入する電流量が増加する。
このため、駆動回路６のトランジスタ５２を流れ
る電流IDは減少し、この結果、出力電流I0は電流
検出用抵抗６３と基準電圧６７とで設定される規
定値になる様電流制限がかけられる。かかる状態
を示したもの第７図トおよびチである。
電流検出回路９において、出力電流I0が零の場
合には、論理積回路５の出力（トランジスタ４８
のコレクタ）はローレベルであるため、抵抗５０
を通してダイオード６１，６２は導通され、従つ
てトランジスタ７３のベースはハイレベルにな
る。又、出力回路７が導通して出力電流I0に電流
制限がかかる迄は、トランジスタ５１が充分駆動
されるため抵抗５７，５８およびトランジスタ５
６を介してダイオード６１，６２が導通する。電
流制限がかかると、トランジスタ５１のコレクタ
電流が減少するため、トランジスタ５６は遮断し
てダイオード６１，６２も遮断する。即ち、電流
検出回路９の出力は、出力電流I0が電流制限状態
の時のみローレベルとなる様なパルス波形となる
（第７図リ）。
比較回路４は、第７図リで示されるパルス波形
を入力とする。トランジスタ７３のベースがハイ
レベルの時はトランジスタ７２は遮断するため、
カレントミラー回路を構成するトランジスタから
の電流はコンデンサ８１に充電される。トランジ
スタ７３がローレベル（電流制限状態）の時は、
トランジスタ７３が遮断してトランジスタ７２が
導通するため、コンデンサ８１は放電される。コ
ンデンサ８１の充放電波形はトランジスタ６８を
介して比較回路３の入力（トランジスタ３８のベ
ース）へ印加され、上述の説明の通り、出力電流
I0のデユーテイーを調整する（第７図ハ）。さら
に低温時における上述したミツシングパルスが発
生しないように、比較回路４の出力である充放電
波形が、充電電流、充放電時定数等が調整されて
全体的にもち上げられている。
ここで、半導体集積回路の接合温度が規定の設
定温度以下では、温度センサーとしてのトランジ
スタ８７が遮断する様に、その動作点を設定する
ためのツエナーダイオード８５および抵抗８３，
８４の値を選ぶと、差動増幅器を構成するトラン
ジスタ８９のベースは規定温度以下でハイレベル
となつてトランジスタ８９は導通する。一方、ト
ランジスタ９１および９２はカレントミラー回路
を構成してトランジスタ８９，９０から構成され
る差動増幅器の電流源となつていて、かつ、信号
発生回路１の出力トランジスタ２１がローレベル
の時のみカレントミラー回路を構成するトランジ
スタ２７，２８を介して導通する。従つて、差動
増幅器を構成するトランジスタ８９が導通する
と、比較回路４のトランジスタ７４，７５で構成
されるカレントミラー回路を流れる電流は、トラ
ンジスタ７０および７１ならびに抵抗７６，７８
および７９で構成されるカレントミラー回路で決
る電流とトランジスタ８９を流れる電流との和に
なり、そしてコンデンサ８１を充電している。と
ころが、半導体集積回路の接合温度が規定の温度
以上になると、正の温度係数をもつツエナーダイ
オード８５の電位が増加し、一方、トランジスタ
８７のベース・エミツタ間電圧は負の温度係数を
もつため、トランジスタ８７は導通する。従つ
て、トランジスタ８７のコレクタはローレベルと
なるため、差動増幅器を構成するトランジスタ８
９は遮断する。この結果、比較回路４のトランジ
スタ７４，７５で構成されるカレントミラー回路
を流れる電流が減少する。このため、コンデンサ
８１の充電々流が減少してその電圧レベルが減少
し、それ故に比較回路３の入力トランジスタ３８
のベース電圧レベルも減少し、それで出力電流I0
のデユーテイも減少する。
本実施例では、出力電流I0のデユーテイを減少
させるべく接合温度を30〜40℃と設計した。これ
は、半導体抵抗の抵抗値、トランジスタ８７やツ
エナーダイオード８５の温度係数等のバラツキ、
ならびにオイルの粘性が回復する温度を考慮に入
れて設計したものである。そのため、5.6Vのツ
エナー電圧をもつツエナーダイオード８５を使用
し、そして抵抗８３，８４および８８の抵抗値を
それぞれ10KΩ、1.7Ωそして560Ωと選んだ。尚、
抵抗８８は出力電流I0のデユーテイを減少させる
動作の感度を調整するものである。
第７図ハに、規定温度以上の上昇によるトラン
ジスタ３８のベース電圧波形を点線で示した。こ
れによる出力電流I0のデユーテイの減少は同図
ヘ，トおよびチで示されている。
以上の如く第６図の実施例では、本発明による
回路を構成する半導体集積回路の接合温度がある
設定温度に達すると、温度検出回路１２及び制御
回路１３が動作して出力回路７を流れる出力電流
I0のデユーテイーが減少する様に帰還が働き、そ
れで規定の接合温度で急激に消費電力が減少す
る。従つて、特に本回路を混成厚膜集積回路で製
造する際、熱設計が非常に容易になるという利点
がある。第８図は、消費電力対温度の関係を示し
たもので、温度T0以上で本発明の効果が得られ
ていることがわかる。ここで、消費電力が低下す
る傾きは、上述した抵抗８８で調整することがで
きる。
第９図は、本発明による制御回路１３の他の実
施例である。第６図の実施例では、制御回路１３
を構成する差動増幅器（トランジスタ８９，９
０）の定電流源（トランジスタ９１，９２による
カレントミラー回路）を流れる電流は、ホールセ
ンサー１を構成する出力トランジスタ２１がロー
レベルの場合のみ導通する様にした。ところが第
９図では、トランジスタ９２のコレクタ（ベー
ス）を抵抗９７を介して電源供給ライン３４に接
続して常時、定電流源を導通させておくようにし
たもので、この例でも本発明の効果は大いに得ら
れる。
第１０図は、本発明による温度検出回路１２の
他の実施例である。第６図の実施例では、温度検
出回路１２に正の温度係数を持つツエナーダイオ
ード８５を用いた。これに対して第１０図では、
負の温度係数をもつ複数個のダイオード１００，
１０１を縦続接続して抵抗８２と８４との間に接
続し、抵抗８２は抵抗８３を介して接地したもの
である。かかる例でも、半導体集積回路の接合温
度が規定値になると、ダイオード１００，１０１
の順方向電圧の負の温度係数によりトランジスタ
１０６が遮断してそのコレクタはハイレベルとな
る。このため、制御回路１３を構成する差動増幅
器のトランジスタ８９が導通、そして９０が遮断
するため、前述の説明により本発明の効果が得ら
れる。
以上の説明においては、温度検出回路１２を、
同一半導体集積基板上に設けた場合について説明
した。しかし、本発明を実施する装置の使用条件
や用途によつては、出力トランジスタと熱結合を
とり、出力トランジスタの熱的動作状態により所
定のパルス幅制御を行う事も可能である。さら
に、第６図における温度検出回路１２又は温度セ
ンサー（トランジス８７）のみを第６図の構成か
ら分離し、例えば周囲温度を検出して所定のパル
ス幅制御を行う事も可能である。
さらに、第１０図の如き差動増幅器を構成する
トランジスタ８９，９０のベース電圧入力関係を
逆にする構成をとる事により、第６図の説明とは
逆のパルス幅制御を行う事も可能であり、本願を
実施する装置の要求特性により任意に設定し得
る。さらに又、温度センサーとしては、トランジ
スタ以外のサーミスタ、バリスタ等の各種温度セ
ンサーの使用も可能である。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来技術によるパルス幅制御回路の一
例を示すブロツク図、第２図は第１図ブロツク図
の代表的な各部の電圧電流波形図、第３図はホー
ルセンサーから得られる信号波形図、第４図は第
１図の従来技術における問題点を説明した信号波
形図、第５図は本発明によるブロツク図、第６図
は第５図を具体的に示した回路構成の一実施例を
示す回範図、第７図は第６図の代表的各部の電圧
電波波形図、第８図は本発明の効果を示す消費電
力対接合温度の関係を示すグラフ、第９図、第１
０図および第１１図は本発明の他の実施例の一部
を示す回路図である。 １……ホールセンサーを有する信号発生回路、
２……積分回路、３，４……比較回路、５……論
理積回路、６……駆動回路、７……出力回路、８
……負荷（イグニツシヨンコイル）、９……電流
検出回路、１０……電流制限回路、１１，６７…
…基準電圧、１２……温度検出回路、１３……制
御回路、２１，２４，２５，２６，２７，２８，
３７，３８，４２，４３，４４，４６，４７，４
８，５１，５２，５５，５６，６５，６６，６
８，６９，７０，７１，７２，７３，７４，７
５，８７，８９，９０，９１，９２……トランジ
スタ、４９，５０，５３，５４，５７，５８，５
９，６０，６３，７６，７７，７８，７９，８
０，８２，８３，８４，８６，８８，９３，９
４，９７……抵抗、３１，８１……コンデンサ、
６１，６２，１００，１０１……ダイオード、８
５……ツエナーダイオード、２９，３０，６４，
９８，９９……定電流源、３４……定電流源の一
端、９５……電源供給ラインの一端、９１……電
源供給ラインの他端（接地ライン）。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 信号発生回路と、該信号発生回路より発生す
    る周期性のパルス信号を積分する積分回路と、該
    積分回路の出力を一方の入力とする第１の比較回
    路と、該第１の比較回路の出力信号と前記信号発
    生回路より発生するパルス信号との論理積をとる
    論理積回路と、該論理積回路の出力を入力とする
    駆動回路と、該駆動回路の出力により駆動される
    出力回路と、該出力回路の出力電流が規定値に達
    したことを検出する電流検出回路と、該電流検出
    回路で前記出力回路の出力電流が規定値に達した
    ことが検出された後該規定値に維持する電流制限
    回路と、前記電流検出回路の出力を入力とし、前
    記出力電流の電流制限状態と非電流制限状態とを
    検出し出力に発生するパルス信号を積分して概ね
    直流電圧とし前記第１の比較回路の他方の入力と
    する第２の比較回路とを有し、前記積分回路の出
    力信号と前記第２の比較回路の出力信号とを前記
    第１の比較回路によつて比較することにより前記
    出力回路の出力パルス幅を制御するパルス幅制御
    回路において、動作温度を検出する温度検出回路
    と、該温度検出回路の検出出力により前記第２の
    比較回路の積分手段の充電電流を変化させる制御
    回路とを有し、所定の動作温度の検出出力により
    上記帰還ループの帰還量を変化させて、出力パル
    ス幅を変化させることを特徴とするパルス幅制御
    回路。
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