JPH01502299A - 電力分配系における高インピーダンス事故分析装置 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 二にお番る３インピーダンス　析　置 攻翫欠１ 本発明は高インピーダンス事故やその他の送電系及び配電網における異常を系の 負荷及び条件の、誤動ではない正常な変化と区別して検出する分析システムに関 するものである。

１漿栽韮 送電系及び配電系の動作においては、今日得られる実際的監視系によっては容易 に検出され得ない、異常で、おそらく危険な条件が起こることがあり得る。がよ うな条件の１つは、舗装又は乾燥した地面上に横たわる通電している高圧導線の それである。これは、普通は人の手の届かない所に電線を支えている電柱の切損 などにより起こる。かような条件は車や悪天候によって電柱が折られたり、倒さ れたりして起こり得る０時には２本の通電導線を継いでいる接続具が壊れること もあり、導線端が乾燥した地面や舗装の上に落下する。

しばしばこのような場合に、電線がら地面へ流れる漏電の量は帰地通路の高イン ピーダンスにより全く限られた量である。切損電線等を検出する在来の手段には 、電流監視器、回路遮断器、ヒユーズ等々の公知の短絡検出機器タイプがある。

このような在来手段は、高インピーダンス事故から来る小漏電を検出するのには 十分に感度がよくないものである。

このような場合、高インピーダンス漏電は通常の負荷電流の数パーセントにすぎ ず、従って保護継電器や遮断器又はヒユーズなどのような通常配電系に使用され る保護機器によっては感知されにくいものである。最も感知困難な電線事故条件 は、電線が切れて乾燥したアスファルト舗装の上に横たわり、実質的にほとんど 漏電していないという状況である。

電力分配系における高インピーダンス事故は多くの場合、不安定なアークか実質 的長さのアークか、いずれかの結果であり、又は高抵抗の乾燥地面帰地事故回路 の結果であることが知られている。これらのいずれでも、漏電を制限する高イン ピーダンスは、各半サイクル期間の配電系の電圧変動中に一般に非線形になるで あろう、これが歪んだ系電流波を生じ、これを分析すると、調波周波数並びに電 力分配系の基本周波数成分を含んでいることが示され得る。

これらの調波周波数を電力分配系について単に測定することが提案されている。

このような方法は、しかし、そのような障害条件の存在を積極的に同定するのに は一般に十分でない、その１つの理由は、典型的な商用送電配電網では調波の源 泉が絶えず変化していて、従ってその系に通常存在する調波もまた変化している からである。

系内に通常生じる調波の源泉には、系に接続された多くの変圧器や電動機、バラ スト型の電灯、アーク炉、整流器、サイリスタ制御負荷、テレビ受像機及びその 他の通電されたＪＦ−線形装置がある。調波シンクには系に接続されたすべての 成分１例えばそれ自身が調波源である成る成分さえもが含まれる。

源泉とシンク又は配電系に通常生じる調波の吸収体との両方における変動が、高 インピーダンス事故又はその他の異常の生起に応答して起き得る調波をマスキン グしてしまうことがある。

これらの調波源の多くに共通する特徴は、それらが非線形インダクタンスである こと、又はその性質上、上記電気アーク炉の場合のように誘導電流を要求するこ とである。

典型的変圧器の励起電流（第１ａ図に示したような）は、電圧がゼロ近くになる とこれら歪み電流の成るものがピークになる傾向を示している。第１ｂ図に示し た方形波に似た、歪んだ、頂部の平らな電流波形が単相サイリスタ制御モータ負 荷によって描かれる。

本発明の目的は、電力系の負荷及び条件の正常な変化からくる系の特性の、正常 で、事故ではない変化に応答してスプリアス表示を発することのない、系につい ての高インピーダンス事故の発生を検出するための電力系条件分析システムを提 供することである。

ｍ列虱示− 従来の不利益及び欠点は、交流電力を基本周波数で配電する配電網における異常 を検出するためのシステム及び方法の使用により克服又は実質的に除去される。

この方法は、配電網に生じている電圧の基本周波数を表わす信号を発生すること 、及び該配電網に生じている電流の調波を表わす他の信号を発生することを含む 、基本電圧と調波信号との間の位相関係が比較される。高インピーダンス事故の 発生を示す信号が、比較された位相関係における予め定められた変化に応答して 発生する。

より具体的な実施態様によれば、基本電圧と調波電流信号との間の位相関係は２ つの並列な平均化回路により監視される。１つの平均化回路は、比較的長時間に わたり平均化を行なうもので、基本電圧と調波電流信号との間の周囲系の位相関 係に大体対応した信号を発生する。他方の平均化回路は著しく短い時間につき平 均化を行なうもので、基本電圧と調波電流信号との間の位相関係の現在値に大体 対応する信号を発生する。

これらの長期及び短期平均化位相差信号間の差は、この実施態様で高インピーダ ンス事故の生起を示すために検出されるところのものである。長期平均化信号は 、周囲系条件を設定するのに十分長い一方で、正常系の時々刻々の負荷及び条件 変更を追尾するのに十分短い時間間隔につき平均化を行なうように、好適には約 １０秒から１０分に設定される。短期平均化信号は、好適実施態様では、その系 の中で起こる正常な過渡変動に対するスプリアス応答を避けるのに十分長くする ため、約１７１０から１１５秒の期間で平均化される。

より具体的な態様によれば、電流調波信号の振幅も位相角信号に関して上記した ように監視され、平均される。成る変化が、長期平均電流調波振幅信号に対し、 短期平均電流調波振幅信号に生じると、その入力は、同じく使用される好適実施 例において、上述した位相角変化信号と組み合わさっていて、その系における高 インピーダンス事故の生起を示す。

他の実施態様においては、好適に同じ調波である電圧調波信号と電流調波信号と の双方が監視され、そしてそれぞれの位相角が比較される。この比較は、上述し た基本電圧信号に対する調波電流の比較の方法と類似している。追加的に、調波 電圧信号の振幅も、上述のように電流調波振幅信号が処理されるのと同様に、感 知され、平均化され、変化を検出され得る。

より具体的な態様においては、調波電圧変化信号を調波電流変化信号に比率づけ することにより別の出力が得られる。

この具体的な態様において、こうして得られたこれら種々の出力は論理ゲートを 通じて特定の方法で結合されて、電力分配系に高インピーダンス事故及び異常が 生起したことの正確で積極的な表示を与え、他方正常な、事故ではない調波源、 シンクにおける変化、過渡変動、その他の系条件の生起に応じて起きるであろう スプリアスな表示を無視する。

本発明の具体的実施態様によれば、配電網の種々の部分における信号間の位相関 係は、極座標解析によってではなく、直交座標での解析により決定される。かよ うな実施例において、ダイオードブリッジなどのような手段が用いられ１位相角 そのものの関数というよりは位相角差の三角関数の関数である信号を表わす積を 算出する。

旦皿夏［星Ｒ匪 第１ａ図、第１ｂ図、及び第２図は、高インピーダンス事故を含めた種々の電力 分配系動作条件の下で起こる成る歪められた電流波形を示す。

第３図は電力分配系の事故検出のための高インピーダンス事故分析器の一実施例 を示すブロック図である。

第４図は電力分配系の高インピーダンス事故を検出する分析システムの他の実施 例を示すブロック図である。

第５図及び第６図は、所望の結果を得るためにアナログ手段とデジタル手段の両 者の組合せを利用する現実性を詳細に示す他の実施例のそれぞれ略伝ブロック図 である。

第７図は電力分配系を多相化するために第３図から第６図に示したような事故分 析システムの適用を例示するブロック図である。

第８図は第５図及び第６図の実施例のための異なるアナログ測定手段を例示する ブロック図である。

第９図は本発明により測定された現実の事故により作成されたグラフであって、 ｉ　／、及びｖ′３は事前事故第３ｉｊＱｌ波、■、及びＶ、は低電流事故中の 調波、ｒｐｏ及びＶＰＨは工、及び■、における計算されたフェーザ変化で、Ｖ ’ＲＥＦとＩ　’　ＦＡＵＬＴを除き、すべての価は基準化する。

第１０図は第５図及び第６図の実施例の動作を説明するフローチャートである。

第１１図及び第１２図は本発明のさらに別の実施例を詳細に示すブロック図であ る。

第１３図は本発明の動作の原理を説明するグラフである。

第１４図及び第１５図は第１１図及び第１２図にブロック形で示した回路の一部 の略伝図である。

を　するだめの　の 高インピーダンス事故の検出と、それを周囲系の条件から識別することに関した 問題を解決するための具体的な事故分析システムを記述する準備として、高イン ピーダンス事故の生起の理論と結果を成る程度述べることが望ましい。

第２図は符号６で歪んだ電流を示しているが、これは電圧最大８のすぐ後でピー ク７になった高インピーダンス事故の結果である。他の状況では、事故は電流が ゼロになると瞬間的に消え、ついで次の半サイクルに入ると再び数電気度に起き るかもしれない。これら及びその他の歪んだ波形の分析は、正常な系の条件で生 じた調波と高インピーダンス事故又はその他の異常により生じた調波との間の主 な差が、その系に生じている調波電流の、電力分配系に生じている電圧の基本周 波数成分に対する位相関係にあることを示している。

これら調波の大きさは、歪みの性質と、電力網における非線形インピーダンスに 対する比の両方に依存して同じく変動するであろう、ということは、高インピー ダンス事故の調波電流“信号”は電力系上の接続された非線形装置のそれとは違 うということになる。

本発明で“調波”という語は、その周波数が系の周波数に同期してロックされた 信号を意味する広い意味で使用されている。これには典型的な調波及び副詞波、 並びに“分数調波”すなわち副詞波の全整数倍数を含む。

実際的な電力分配網において、周囲調波値は事故でない正常な状況により常に変 化しており、そして正常な日又は週の長さに渡って高インピーダンス事故又はそ の他の異常により起こる変動よりはるかに大きな程度で変動し得る。調波周囲値 は、調波の源泉と調波のシンクが共に絶えず変化しているから、上記のように変 動する。同じく、ネットワーク形状における変化が周囲調波流の再分配を起こす であろう０例えば。

ＡＣ網における状態の変化が尻る時はいつでも過渡変動がある筈で、その成る成 分は高インピーダンス事故検出に使用される調波周波数になり得る。系内のコン デンサのオン・オフ切替え操作の間に追加的調波を生じることもあり得る。

従って、上に指摘したように、単純な調波振幅測定では信頼性ある高インピーダ ンス事故検出システムを実現できない。

同様に、単に調波の位相を検出するだけでは、高インピーダンス事故検出に一般 的に応用するには十分な識別性をもたないであろう。

しかし、調波環境を比較的長期にわたり監視し、調波のより短期に得られた価を 監視された環境に対し比較することにより、高インピーダンス事故の積極的な同 定を得ることができる。成るネットワークでは、調波の環境の大きさを調波の大 きさの現在値の変化と比較することにより、有用な高インピーダンス事故検出結 果を得ることができる。そして他の状況では大きさと位相の両方の環境変化の比 較で適当な検出手段をもたらし得る。

しかし、調波変化を通常の事態から誤判断することのない、より一般的な解決の ためには、フエーザ値、すなわち一体として扱われる調波の位相′と振幅、にお ける変化を監視することが望ましい、！５１波電流フェーザは、電圧の基本周波 数に適切に関連づければ、調波電流の方向性を固有的にもたらす。

同様に、調波電流フェーサの変化は、調波電圧フェーサにおける変化に関連づけ れば、異常が配電網における観測点の上流における出来事か下流における出来事 かを同定するのに使用できる。

この上流−下流決定は調波電圧及び電流の変化に基づいているから、それは事故 又は異常の個所と性質にのみ依存し、且つ測定された周波数での全ネットワーク インピーダンス及び調波の分布因子に依存する。

この後者の測定は、そのような測定がもたらす便宜さを除いて、その系の周波数 の真の調波でなされる必要はない。こうして、異常により生じた周波数を使用す ることができ、そして調波はこのフェーザ電圧対フェーザ電流の比が有意である ためにその系の基本周波数の整数倍である必要はない。

多相配電網が使用されている時１よ、１つの位相の調波を第２のものと比較して も環境監視機能は有効に果たされ得ないということは重要である。一般に調波は 多相系の種々の相で比較可能なように見えるかもしれないが、それらは実は大部 分単相現象の和であって、信頼性ある環境基準を維持する単一方法を設定するの に十分等しいものであるためには依拠できない。

これらの事実は下記刊行物で確認されている。　ＥＰＲＩレポートＮｏ、ＥＬ２ ４３０、プロジェクト１２８５−２．１９８２年６月、′第３調波を使った高イ ンピーダンス事故検出”、このｖｉページにプロジェクトマネージャーが述べて いる“・・・このプロジェクトの作業は継続するとは期待できない・・・”ＥＰ ＲＩ刊行物に記載されたプロジェクトの本質は、１つの位相の調波電流を他のも のと比較することである（同刊行物の図４．１と４．７に示される如く）、この 比較は成るタイプの電力系での電流の大きさと他のタイプの電流位相角とのもの であるが、真のフェーサ比較は決して認識されていないし、系電圧又は系電圧の 調波に対する電流比較もかつて議論されていない、その上、勿論、単相電流には 比較のための第２位相はない。

それにも拘らず、三相設備が望まれている場所での機器の複雑さを最小限にする ため、なお三相の高インピーダンス事故検出器に対する必要性がある。

三相環境での高インピーダンス事故検出は、後述のように電力系三相値と調波分 析器との間で、米国特許第３，６９９，４４１号に記載されているようなタイプ の電圧電流対称シーケンス分離ネットワークを重ねることにより達成され得る。

これらネットワークからの正のシーケンス電圧と負のシーケンス電流及び電圧信 号がそれぞれ直接的に以下により詳細に説明する単相系に使用される。

こうして、後に第３．４及び５図に関して述べる単相分析装置は三相系の高イン ピーダンス事故検出を容易にするため適応されることができ、その有用性を大い に強化する。また。

多相系での高インピーダンス事故を同定するため、ゼロシーケンス量を上記した 分析装置と共に信号として使うことができる。しかし、この解決策は全三相の調 波の和から所望の単相情報を測定しなければならない、追加信号ろ波の必要は上 記シーケンス分離ネットワークにつき要求されない、なぜならゼロシーケンス量 は大部分ネットワークから除外されるからである。

第３図は、電力分配系ネットワーク１０に接続された分析システムを例示するブ ロック図で、電力系ネットワーク中の指定された回路での高インピーダンス事故 又はその他の異常の生起に応答して表示を生じるためのものである。

高圧機器変圧器１２が電力系ネットワーク１０の１位相に接続される。第３図の 検出システムは高インピーダンス事故又はその他の異常のいずれかの検出に応用 できるものである。

変圧器１２の二次側出力（リード１４）は−次側が接続されている位相からの瞬 時的電圧信号を帯びている。この出力電圧は１２０ｖと仮定する。

リード１４に現われる瞬間的ＡＣ電圧信号は、公知の設計の電圧調整ユニット１ ６に送られる。該ユニットの機能は、後述する下流の回路による動作と処理とに 相客れるレベルに電圧信号を基準化するものである。この下流回路の同定とその 要件を与えられた、基準化機能の程度の選択は当業者の知る範囲である。

基準化された電圧信号はり−ド１８に現われ、フィルタ回路２０に送られる。フ ィルタ回路２０は、リード１８に現われるＡＣ電圧信号の、基本周波数を除く、 実質的にすべての周波数を除去する。第３図の実施例において、基本周波数は６ ０Ｈｚとする。しかし、もし他の基本周波数を用いるなら、フィルタ回路２０は 実質的にその基本周波数のみを通すように設計されることはいうまでもない。

電圧調整ユニット１６は、この実施例ではリードＩ８における出力電圧を５ｖ付 近以内にするよう設計される。

高圧機器変圧器１２が接続されている同じ位相に高電圧電流変圧器２２も接続さ れる。この二次側はリード２４に、測定された位相における電流の瞬間値に相当 する信号を生じる。リード２４における信号は電流調整ユニット２６へ送られ、 それの機能は名目５Ａの電流を以下に記載する下流側回路による取扱い及び処理 を容易にするのに適した低電圧電流に変換することである。第３図の実施例で電 流はユニット２６により５ｖ付近にある電圧信号により表わされる値に変換され る。

電流調整ユニット２６は好適に適当な電流分路又は変圧器から成る。電流調整ユ ニット２６としても電圧調整ユニット１６としても変圧器が好適である。

電流調整ユニット２６はリード２８に、変圧器２２の一次側が接続されている測 定された位相の瞬間的電流値に相当する基準化ＡＣ信号を生じる。この信号は１ ８０Ｈｚフィルタ回路へ送られ、該回路は基本周波数の第３調波（この例で１８ ０Ｈｚの成分）以外の実質的にすべての周波数成分を除去する。

ろ波された“クリーンな“基本周波数電圧信号はリード３２によってゼロ交差検 出器３４へ送られる。電圧交差検出器３４は、この基本成分電圧信号のゼロ交差 ごとに１つの信号を生じる。

ろ波された“クリーンな”第３９波電流信号はり−ド３６により他のゼロ交差検 出器３８へ送られる。この検出器３８は第３調波電流表示信号のゼロ交差ごとに １つの信号を生じる。

好適にフィルタ回路２０．３０は１通過させようとする信号に近い近似周波数の 信号の効果を最小にするため狭帯域通過フィルタから成る。しかし基本系周波数 からの周波数逸脱の位相シフト効果を最小にするために、フィルタ２０．３０は 通過帯域における位相シフトを最小にするよう設計されるべきで、また実質的に 同−設計のものとすべきで、さらに所望通過帯域の正確に３対１比に同調される べきである。

リード４０．４２に現われる６０）１ｚ及び１８０１（ｚゼロ交差信号はそれぞ れ位相角検出ユニット４４において比較される。このユニット４４は、信号間の ３対１周波数比の故に各電圧ゼロ交差ごとに３つの電流ゼロ交差があることに起 因するあらゆる不明確さを除去するための公知の回路を含んでいる。この不明確 除去手段は好適に第５図で符号２４４から２４９まで、２６８から２７３で示す 成分と同じ回路から成り、そこではＲＳフリップ・フロップが６０Ｈｚ基準波の 正に向かうゼロ交差によりセットされ、調波信号の同様な正に向かうゼロ交差の 最初のゼロ交差によりリセットされる。続く調波ゼロ交差はこうしてフリップ・ フロップが基準周波数の次のゼロ交差によりセットされるまで無視される。

リード３６に現われる電流調波信号は追加的に振幅検出器４６へ送られる。この 信号は実質的にサイン波であるから、　ＲＭＳ又は平均型の振幅検出器が好適で ある。しかし、この信号は低レベルである可能性から見ると、精密型整流器が勧 められる。そのような整流器は適宜接続され、フィードバック＠路にダイオード を有するＯＰアンプから成り、従って交互半サイクルのキャンセルにより交互半 サイクル上に出力信号を生じないことになる。ダイオードは高インピーダンス帰 還回路で機能しているから、その非線形エラーは無視し得るものとなる。”ＩＣ ０Ｐ７”プ・’）ッ’）ブック”Ｖ、Ｇ、ジャン、　１９８−２００ページ参照 ６ 位相角検出ユニット４４の出力は、このユニットへリード４０．４２から送られ た電圧基本信号と電流調波信号との間の位相角差を表わすＤＣ電圧である。この 出力は、比較的長期平均化回路４８と比較的短期平均化回路５０とに入力として 送られる。

回路４８はリード５２に、長期平均でとられた基本周波数電圧信号と調波電流信 号との位相差の周囲値に相当するＤＣ値である出力を生じる。好適に、長期平均 化回路４８には約１０秒から１０分の間の平均化時間を調整する手段を設ける。

しかし、成る場合には固定平均化時間でも十分であると認められる。

同様に、短期平均化回路５０は１回路４８で平均化されるよりは短い期間で基本 周波数電圧信号と調波電流信号との位相差の平均を表わすＤＣ出力をリード５４ に生じる。好適に、短期平均化回路５０には約０．１秒から５．０秒の間の調整 可能な平均化期間を与える。

リード５２における長期平均値とリード５４における短期平均値との間の差は、 第３Ｉｌ波電流信号対基本周波数電圧信号の位相角の変化に対応すもので、これ は公知の手段により測定され得る。第３図に示す好適手段は差分入力増幅器５６ である。

振幅検出器４６の出力は、調波電流信号の振幅に対応するもので、上記にユニッ ト４４の出力に関して述べたのと同様な方法で処理される。すなわち振幅検出器 ４６の出力は、長期平均化回路５８と短期平均化回路６０とのそれぞれの入力に 並列に供給される。これら回路５８．６０の出力はついで差分増幅回路６２で比 較される。

振幅平均化回路５８．６０には、上記平均化回路４８．５ｏに付したのと同様な 平均化時間調節手段が付設される。好適に、２つの長期平均化回路４８．５８は 同じ期間について平均化を行なうよう予めセットされる。同じく、短期平均化回 路５ｏ、６ｏに付設した平均化時間調整手段を同じ短いレベルにセットすること が好適である。

好適に、長期及び短期平均化時間の比は、位相測定についてのものと大体同じで ある。

差分増幅回路５６．６２は、それぞれの入力間の差のＤＣ関数である出力を各々 生じる。これら信号はそれぞれ出カリードロ４と６５に現われる。これら出力信 号は、高インピーダンス事故又は異常が生じたことに起因する周囲平均化からの 変化を表わしている。これら出力信号はついで窓型レベル検出器６８及び７０で 処理される。各レベル検出器は、窓検出回路により規定される窓の内側に入力が ある時は出力を生じる。各窓検出回路の窓の上限及び下限のセットは固定しても よいが、好適には別々の調整手段７２．７４を検出器６８．７０にそれぞれ設け るのがよい。

窓検出器回路６８．７０の出力はそれぞれ出カフ６．７８に与えられ、また同じ くアンドゲート８０への入力としても与えられる。

アンドゲート８０は、（１）第３調波電流信号の周囲値からの位相変化（高イン ピーダンス事故又はその他の異常による）が基本周波数電圧信号に対する所定の 関係にある時、及び（２）調波電流信号の振幅が周囲値から予定量変化した時、 に８２に生じる。

追加的に、未ろ波及びろ波電圧及び電流信号についてのそれぞれＡＣ量を表わす ＤＣ出力信号が第３図に示すようにトランスジューサ８４．８６．８７及び８８ の出力に現われる。

第４図は第３図の装置の変形を示すもので、高インピーダンス事故検出の冗長度 が付加されている。この冗長度は、電力系内に事故又はその他の異常が存在して いる個所からの方向（上流か下流か）を他の手段により確認する。この変形例に おいては、調波電圧の変化対調波電流の変化の比が同じく決定される。この比は 、測定点から見て測定される調波周波数における系内シンク・インピーダンスの 関数となろう、この調波シンク・インピーダンスは通常観測点から実質的に異な る上流及び下流であろうから、この振幅測定は異常への方向の決定に対し独立の 手段を与えるであろう、変化が含まれている四分区間はさらに高インピーダンス 異常が測定点から上流であるか下流であるかを同定するであろう。

第４図において、成分１１２，１１６，１２２，１２６及び１３０は第３図での 対応成分１２，１６，２２．２６及び３０と実質的に同じである。しかし、フィ ルタ１２０（第４図）はフィルタ２０とはやへ異なって同調される。第４図でフ ィルタ１２０は、フィルタ１３０と同じ電力系１１０の基本周波数の調波に同調 された通過帯域フィルタである。第３図ではフィルタ２０が基本周波数に、フィ ルタ３０が第３調波に同調されていた。

第３図のフィルタにおけると同様、第４図のフィルタ１２０゜１３０は同じ基本 設計ものであるから、正常な系周波数変化に基づく位相シフトは系の校正を乱す ことがない。

フィルタ１２０の出力に生じる電圧調波信号は、振幅検出回路１９１．長期及び 短期平均化回路１９２．１９３、差分増幅器１９４、及び振幅変化検出回路１９ ５に印加される。これら成分は第３図で述べた電流信号通路に設けた成分４６． ５８．６０．６２及び７０と同様に機能する。

第４図の装置における調波電流信号の処理は、振幅検出器１４６、長期及び短期 平均化回路１５８．１６０．差分増幅器１６２及び変化検出器１７０によって第 ３図の電流調波信号の処理と同様になされる。第４図における位相検出機能は、 フィルタ１２０からの基準電圧信号が調波周波数であるのに対し、第３図ではフ ィルタ２０からの基準電圧信号が基本周波数であることを除いて、第３図と同一 に行なわれる。電圧信号のゼロ交差は１３４で決定され、電流信号については１ ３８でなされる。

検出器１９５からの調波電圧信号変化、及び検出器１７０からの調波電流変化は デバイダ回路１９６で比をとられ、電圧及び電流変化信号間の比に相当するＤＣ 信号を生じる。調波電圧及び調波電流信号はそれぞれのゼロ交差検出器１３４， １３８を経て送られ、これら検出器の機能は第３図の検出器３４．３８と同様で ある。＠属調波及び電流調波信号の位相はついで位相角検出器１４４（第３図の ４４と同様）で比較される。検出器１４４からの位相差信号出力は長期及び短期 平均化回路１４８，１５０を通じて並列に差分増幅検出器１５６へ送られる。回 路１４８，１５４．１５６の機能は第３図の回路４８．５０．５６と同様である ０位相差信号における変化は位相差検出器１６８への入力であり、この検出器は 第３図の検出器６８と同様に機能する０位相変化信号は検出器１６８からの出力 １７６に現われる。

リード１７６における位相変化出力は並列にそれぞれアンドゲート１９７．１８ ０に送られる。調波電流に相当する振幅変化信号は端子１７８からアンドゲート １８０の他の入力へ送られる。リード１７８に現われる調波電流変化信号は比デ バイダ１９６への第２人力としても送られ、回路１９６が電流調波変化信号と対 比されるべき電圧調波位相変化信号との間に比率づけ機能を行なえるようにする 。

以上の説明から、（１）電圧調波変化信号と電流調波変化信号の間の比、及び（ ２）電圧調波信号と電流調波信号の間の位相差が共に所定限度内である時は、ア ンドゲート１９７からリード１９８に出力が現われることがわかるであろう。

第３図の実施例の場合と同様、電圧調波変化信号と電流調波変化信号の間の位相 差が成る所定範囲内にあって、電流調波信号の振幅変化が同じく所定範囲内にあ る時にのみ、アンドゲート１８０からリード１８２上に出力が現われる。

リード１８２．１９８における出力の種々の状態の意義は第３図の信号８２と同 等なものであって、入力信号の位相における変化と振幅における変化とが定めら れた限度内にある時出力を生じる。信号１９８は、電圧及び電流調波信号の変化 の比が所定範囲内であり、且つ位相角の変化が定められた限度内にある時のみの 出力である。

上述説明は機能的用語で述べてあり、アナログ成分又はデジタルマイクロプロセ ッサ成分、又はこれらの組合せに基づく回路に等しく適用可能なものである。

第３，４図に例示した実施例に関連して述べた機能は、第５図及び第６図に述べ たアナログ及びデジタル技術の実施例の組合せを使用することにより、より応用 性、融通性をもって実行することができる。第５図の実施例には３入力端子信号 を発生する手段が含まれる。

第５図の実施例は、電力系についてのＩ＋！測下にある回路における対地電圧を 表わす電圧信号を２３３に生じる。この実施例はまたｗＩ測測路路おける電流を 表わす電流信号を２３２に生じる。同じく、この実施例は基準信号２３１を生じ 、これは同じ電力系内で安定した電圧又は電流信号を表わすように選択され得る 。

２３１に生じるこの基準信号は屡々２３３に現われる電圧信号と同じになる。こ の基準信号は、任意基準の柔軟性をもたらすことに加え、検出システムの実施例 の適切な機能をチェックする手段をもたらす。

３人力信号があるので、仮に入力信号の２つが同じ信号であるとしても、３つの 信号から導かれたものとして３つの出力の間で３つの比較がなされ得る。これら ３つの比較が合理的でない時、すなわちフェーサに基づき合計がゼロにならない 時はいつでも、信号処理システムにエラーがあることになる。

第３図及び第４図の実施例と同様に、第５図の実施例においても、入力信号の各 々を後述する下流の電子回路で取扱い処理するのに適当なレベルに変換するため の手段が２３４，２３５゜２３６に設けられる。この信号調整のため変圧器が使 用される場合、共通モード・ノイズを最小にするため好適に静電遮蔽が含まれ、 線２３１，２３２，２３３の進入信号の高周波数ノイズを減少するため小さい分 路コンデンサが含まれ得る。

電流信号回路が電流信号２３２を電圧信号に変更又は調整する手段、すなわち分 路抵抗及び演算増幅器（例えば２９６における）を含む場合は、第５図実施例の 電子回路の設計は単純化される。

２３７　、２３８　、２３９における帯域通過フィルタが３信号の各々から望ま しくない情報及び（又は）ノイズを除去するようにろ波するため設けられる。基 準信号フィルタ２３７は系の基本周波数より著しく上及び下の周波数を実質的に すべて除去する。

このフィルタ２３７の帯域幅は、好適に１位相シフトの不当な変化なしに系の基 本周波数の名目的変動を受容するのに十分広いものである。電流及び電圧フィル タ２３８，２３９はそれぞれ帯域通過フィルタであって、所望の調波を通す一方 、高い周波数調波及びノイズ成分を除去する。フィルタ回路２３８，２３９も、 系の基本周波数を消去するよう同調された帯域消去（）ッチ）フィルタ機能を遂 行する手段を含んでいる。これらフィルタ回路２３７，２３８，２３９は受動、 能動又はデジタル型であり得る。

二乗回路２４０が設けられ、２３１に生じる基準信号を二乗するから、この信号 のゼロ交差は精密に設定される。

回路２４１は二乗回路２４０からの出力を受けて１８　ｋＨｚ　”　トラック” 発振器をフェーズロックする。公知の集積回路２４２，２４３によって、発振さ れた１８Ｈｚ信号は１０で２回、３で１回割算されて６０Ｈｚ線周波数信号を生 じ、れこは公知回路形状で基準入力信号に対し位相比較され、フェーズロックさ れる。

こうして１８Ｈｚ発振器が電力分配系ネットワークの線周波数変動を追尾し、発 振器と系周波数のゼロ交差との間に精密な位相関係を維持するための手段が設け られる。

回路２４１はまた周波数分割において、リード２４４に１８０Ｈｚ方形波信号（ 第３周波が分析される場合）のための手段をもたらし、この信号もまた系周波数 にフェーズロックされる。

この１８０Ｈｚ信号（リード２４４）は、バッファ及び極性変更器２４６．２４ ７，２４８を備えるコンデンサ２４５で微分される。この演算の結果生じる短い パルス（１マイクロ秒のオーダー）が接続点２４９に現われる。これらパルスの フロント部は常に基準信号基本成分のゼロ交差にフェーズロックされる。

リード２３２に生じ、フィルタ回路２３８でろ波された後の電流信号は演算増幅 器２９７で緩衝増幅され、ついでプログラム可能デジタル帯域通過フィルタ２５ ０でろ波される。フィルタ２５０の好適な実例はナショナル−ＭＦＩＯＣＮであ る。このデジタルフィルタは、発振器２４１で発生され、公知の方法で１８０Ｈ ｚｉ域通過フィルタ特性を生じるようストラッピングされた１８０ｋＨｚクロッ ク周波数により駆動される。フィルタ２５０の出力は演算増幅器２５１で緩衝増 幅され、接続点２５２に入力電流信号の１８０Ｈｚ第３成分のサイン波を生じる 。

このサイン波はり−ド２３２に現われる入力信号のこの成分と正確な時間位相に あり、正確な大きさに基準化（スケーリング）される、この電流信号の第３調波 はついで二乗回路２３５で二乗され、正確なゼロ交差決定を保証され、ついでバ ッファと極性変更器２５５，２５６，２５７付きコンデンサ２５４で微分される 。

この処理の結果、接続点２５８に現われるパルスは、そのフロント部がリード２ ３２における入力電流信号の第３調波のゼロ交差と常に一致している。

リード２３３に現われる入力電圧信号は、リード２３２からの電流信号と正確に 同じように処理される。フィルタ２３９の出力信号はさらにデジタルフィルタ２ ５９でろ波され、演算増幅器２６０で緩衝増幅され、接続点２６１に現われる１ ８０Ｈｚのサイン波を生じ、二乗回路２６２で二乗される。この信号は続いてコ ンデンサ２６３で微分され、２６４　、２６５及び２６６で示す回路で緩衝増幅 され、極性変更される。

この結果は、接続点２６７にパルスが現われ、このパルスのフロント部は２３３ に最初に現われた入力電圧信号の第３調波のゼロ交差と常に一致している。

接続点２４９，２５８，２６７にそ九ぞれ到達する３つのパルス列間の時間差は 公知のフリップフロップ回路で以下のように測定される。詳しく云うと、接続点 ２４９に現われる基準信号パルス列がＲＳフリップフロップ２６８をセットする 。接続点２５８に現われる電流パルス列はフリップフロップ２６８をリセットす る。こうしてフリップフロップ２６８からの出力（パルス２６９の形の）は、電 流入力信号のゼロ交差が基準信号のゼロ交差を遅らせる時間に比例した期間を有 する。

リード２６９に現われたパルス列は次に演算増幅器２７０で積分又は平均化され 、演算増幅器２７１で緩衝増幅される。この結果の信号はアナログＤＣ！圧信号 を構成し、その価はり−ド２３２に現われた電流信号の調波とリード２３１に現 われた基準信号の基本周波数との間の位相差を表わしている。この結果は電位差 計２７２で基準化されて、さらに電子処理するのに適した出力信号をリード２７ ３に生じる。

同様にして、接続点２６７に現われる入力電圧信号からのパルス列がＲＳフリッ プフロップ２７４でリード２４９に現われる基準信号と比較されて、リード２７ ５にパルス列を生じ、このパルスの期間は最初リード２３３に現われた出力電圧 信号における調波と基準信号の間の位相差に比例している。このパルス列はつい で演算槽Ｉｆｉ器２７６で積分され、演算増幅器２７７で緩衝増幅され、電位差 計２７８で基準化されて、リード２３３の入力電圧信号とり−ド２３１の基準信 号との調波の間の位相差を表わすアナログ信号をリード２７９に生じる。

電圧及び電流信号パルスは同様に接続点２５８における電流信号パルスと比較さ れて、ＲＳフリップフロップ２８０をセットする。リード２６７に現われる電圧 信号はフリップフロップ２８０をリセットする。フリップフロップ２８０の出力 は演算増幅器２８２で積分され、演算増幅器２８３で緩衝増幅され、ついで電位 差計２８４で基準化（スケーリング）される、この処理によりリード２８５に現 われたアナログ信号は、リード２３２，２３３にそれぞれ現われた入力電流、電 圧信号の調波間の位相差を表わす。

この信号（２８５）はリード２フ３の信号マイナス接続点２７９の信号に等しい 筈である（誤動検出システムが正しい校正になっている時）。

位相関係（と好適実施例のデジタル区間で後述する他の量）を表わしているこれ ら３つの出力信号２７３，２７９，２８５は、キーボード３０２を備えたマイク ロプロセッサ３０１（第６図に一般的な形で表わしている）へ供給される。この マイクロプロセッサで３つの信号の各々はまず公知の方法でデジタル化され符号 化されて、マイクロプロセッサのデジタル出力信号２７３Ｅ。

２７９Ｅ、２８５Ｅを与える。マイクロプロセッサの特定のセットの仕方はここ に述べる機能要件が与えられれば、当業者のレベルに属するものであるが、マイ クロプロセッサ３０１における完全な機能的構成を第１０図に当業者の便宜のた め示しである。

これは追加的に２つの平均値信号を３つの信号２７３Ｅ、　２７９Ｅ。

２８５Ｅの各々について決定されるものとしてマイクロプロセッサに含む、各平 均は好適に指数的に導かれる。すなわち前の平均を与えられた百分比で除し、新 しい価を１００％マイナスこの百分比に等しい価で加える。この百分比を種々の 量にプログラムすることにより、有効平均化時間を広い限界にわたり変化させる ことができる。もし百分比の数字が小さければ、平均化時間は長くなるであろう 、小さい百分比数字は位相角周囲表示信号の平均値を設定するため使用される。

この結果の平均信号は出力信号２７３Ｌ、２７９Ｌ、２８５Ｌとして与えられる 。

もし百分比の数字が大きければ、平均化時間は短くなる。

大きい百分比数字は位相角周囲表示信号２７３Ｓ　、　２７９Ｓ　、　２８５Ｓ の電流値を設定するため使用される。各信号の長時間平均周囲を短時間平均から 減算すると信号Ｄ２７３Ｅ、Ｄ２７９Ｅ、Ｄ２８５Ｅを生じ、これは入力信号２ ７３，２７９，２８５それぞれの何らかの原因による位相位置の変化を表わして いる。信号２７３５，２７９Ｓ、２８５Ｓ、Ｄ２７３Ｅ。

Ｄ２７９Ｅ及びＤ２８５Ｅもまた出力信号として与えられる。

上述した平均化技術は下記刊行物に詳細に記載されている。

“電力系調波”アリラガ、ブラッドレー及びバッガー著、ジョン・ワイリー刊、 １４６−１４９及び１５８ページ。

好適な実施例においてマイクロプロセッサ３０１は６５０２　ＣＰＵである。キ ーボードも在来のものである。

４つの他の信号が第５図に示すように処理され、ついでマイクロプロセッサへ入 力される（第６図）、入力電流信号（２８６）はトランスジューサ２８７（第５ 図参照）でＤＣ信号に変換されて、入力電流信号２３２の大きさを表わす出力信 号を２８８に生じる。同様に、入力電圧信号（２８９）はトランスジューサ２９ ０で信号（２９１）に変換され、入力電圧信号２３３の大きさを表わす、電流入 力信号（２３２）が炉渡されて所望の調波を生じた後（接続点２５２における如 く）、それはトランスジューサ２９２でＤＣ信号に変換されてＤＣ出力信号をリ ード２９３に生じ、これは入力電流信号２３２における選択された調波の大きさ を表わしている。同じようにして、ろ波された電圧信号調波（リード２６１に現 われた）はトランスジューサ２９４でＤＣ信号に変換され、これは入力電圧信号 ２３３における調波の大きさを表わしているＤＣ信号をリード２９５に生じる。

リード２８８，２９１，２９３，２９５における４つの信号は、上述の大きさを 表わしているもので、マイクロプロセッサ３０１への入力である。リード２８８ ，２９１の信号は、電力系入力電流及び電圧信号の大きさを表わしており、これ はデジタル化し、正しい大きさに基準化し、公知の適当な方法で符号化すること により処理される。これら操作の結果はリード２８８Ｅ、２９１Ｅに出力信号と して生成される。これらの出力並びにその他の出力信号はディスクなどの適当な メモリに所望のように記録してもよいし、またディスプレーモニタ及びその他望 ましい外部又は周辺機器へ伝送してもよい、リード２９３，２９５（第５図）に おける信号により表わされる、電流及び電圧調波は、上述した信号２７３，２７ ５，２８５を表わす位相角に適用されたのと同様に処理される。すなわちまずデ ジタル化され、ついで符号化されて出力信号をリード２９３Ｅ、　２９５Ｅに生 じる。

追加的に、リード２９３Ｌ、２９５Ｌに信号として出力された長期平均値と、短 期平均値２９３Ｓ、２９５Ｓはリード２９３　、２９５における信号の各々につ いて発生される。長期平均は短期平均から引算されて各信号の大きさの変化を生 じ、ついでリードＤ２９３Ｅ。

Ｄ２９５Ｅにそれぞれ出力される。これらの平均化期間は所望のいかなる価にも 設定され得る。しかし、すべての長期平均化期間を同じにすることが好ましく、 同様にすべての短期平均を系内で同じにすることが好ましい、与えられた信号の 大きさの変化はその固有の価の変化に基づいていること、それに対し位相角の変 化は基準信号の基本周波数成分に関し、そしてＶ、対重、の場合は工□に対し、 規定されることに注意されたい。

各信号の大きさ及び位相の変化はその変化のフェーザ値を規定する。

これらフエーザ値は、コサイン法を適用なるなどにより三角関数の式により決定 される。すなわちａ”＝　ｂ”＋　ｃ”　−２ｂ　ｃ”ｃｏｓＡここでａｂｃは 三角形の辺であり、ＡＢＣは対向する角である。

第５図及び第６図について、これは調波電流信号として、Ｉ　ｔ＝　［（２９３ Ｌ）”　＋　（２９３５）２−　２　”（２９３Ｌ）”（２９３Ｓ）率ｃｏｓ（ Ｄ２７３Ｅ）ここでＩｆは調波電流の変化のフェーサの大きさである。

Ａ　＝ｓｉｎ−’［（２９３Ｌ／　Ｉ　ｆ）傘５ｉｎ（０２７３Ｅ）］ここでＡ は変化と長期平均とのフェーサ間の角度である。

Ｆ　＝　［（２７３Ｌ）　＋　１８０°−ＡｌここでＦは変化のフェーサの系電 圧基準に対する角度である。

電圧調波信号のフェーサ変化は同様にして決定される。

これら等式の、単純なレベル検出器に対比した有効性及びフェーサ変化を決定す る価値は第９図に示されている。この図は、演出した高インピーダンス事故の間 に第５．６図に記載した装置から導かれた現実のフィールドデータのグラフであ る。フェーサ変化の正常値は示さない、ＩＰＨは絶えず変化する周囲から得られ るものである。これら価は小さすぎ、ランダムであって図示できない。

マイクロプロセッサは、窓を構成して与えられた範囲のフェーザ値だけが出力回 路へ通されるようにする。大きさ窓は位相角窓とは別にセットされる。これら調 整可能な窓は周囲装置と条件を正確に指摘する警報点として働くことにより電力 系の調波探査用の器具として効用を高める。それはまた、第一義的に保護装置と して使用される時、系の出方信号の設定レベルを変更する手段ともなる。

リード２７３／２９３　Ｗにおける出力信号は、入力電流信号２３２の第３調波 の変化のフェーザ値が大きさと位相角の両方の窓内にある時“オン”信号である 。同様に、リード２７９／２９５Ｗの信号は、入力電圧信号の第３調波の変化の フェーザ値が大きさと位相角との窓内にある時“オン”である。

マイクロプロセッサ３０１は、予めプログラムされた内部ＲＯＭ又は付属キーボ ード３０２又はそれらの組合せから制御される柔軟性をもち得る。設定点、平均 化パラメータ、フェーザ窓、印刷指示及びすべての管理機能におけるすべての変 化は、最も便宜にキーボード３０２からマイクロプロセッサ３０１に入力される 。また外部条件に応答することによって、マイクロプロセッサへ指示を入力する インターフェース装置３０３のための手段も設けられる。これら外部条件として は例えば、発電機スケジュール又はスイッチングライン、変圧器、負荷、コンデ ンサ等における主要な変化、又はその他観測下にある調波フェーサ電流の電力分 配系ネットワークにおける分布要因を著しく変えるような測定可能な出来事があ り得る。これらの更新指示は３０３から手で又は自動的にシステムにセットされ 得る。それは生データの入力でも、又は中間機器により処理されたデータでもよ い、プロセッサのすべての価及び指示は指令によりいつでも読出すことができ、 出力ＩＸＸ（第６図）上に現われるであろう。

高インピーダンス事故又はその他の異常に起因する変化のフィーダ値の決定はま た第８図に示すようなアナログ手段によっても正確に決定され得る。これは第５ 図又はその他の基本的な調波分離システムと共に使用される。第８図において、 第３調波の位相角及び大きさの入力信号は第５図からの２７３及び２９５におけ る信号により表わされ、適当な価に縮小される。ついで各信号の長期及び短期平 均が符号３５２と３５４，３６０と３６２に示すように決定される。ついで各信 号は各ブロックの中に示すように処理され、第６図について上記に与えた３つの 式を解く。第８図の解は近似値である。というのは、サイン、タンジェント及び 角度が非常に小さい角については実質的に等しいからである。大多数の応用で３ ０“以上の角度だけが期待されないから、そしてすべての信号はこの同じ方法で 操作されるから、コンピュータのエラーは小であり、必要なら校正及び警報設定 の中に適応させることができる。第８図はアナログ解がデジタル解と同様に実現 性があることを例示する意図である。デジタルにせよアナログにせよ、これら数 学的取扱いにおける変更は、調波の変化のフィーダの決定に導くものである限り 、本発明の趣旨内にある。

本発明の事故分析システムの重要な用途は三相回路についてである。これは、第 ３．４．５及び６図に関して述べた単相事故分析器３個で達成することもできる し、また電力系と１つの調波事故分析器の間に第７図に示すように対称シーケン ス回路網を重ねることによって１つの装置で使用することもできる。

第７図においては、リード４１２，４１３，４１４及び４１５，４１６，４１７ の組が電力系の電流及び電圧変圧器からそれぞれ電流及び電圧シーケンスネット ワーク４１０，４１１へ接続している。シーケンスネットワーク４１０，４１１ は公知のタイプのもので、当業者により作成され得る。しかし、この技術に習熟 していない者には、米国特許第３，６９９，４４１号“多相信号監視システム” にかようなシーケンスネットワークの設計が述べられている。

単相事故分析器も、゛ゼロシーケンス”成分調波を測定することにより三相系上 の条件の測定に使用され得る。しかし、これは３個までの因子により周囲調波を 増加さ九、他方同時に他の２つの相の分路効果により事故表示を著しく減少させ る可能性があるという難点がある。

回路手段がリード４１８における負のシーケンス出力電流信号をネットワーク４ １０から調波分析器入力インターフェースユニット４３５へ接続する。同様に、 回路手段がリード４１９に現われる正のシーケンス出力電圧信号をネットワーク ４１１から調波分析器入力デバイス４３４に結合し、また回路がネットワーク４ １１からリード４２０上の負のシーケンス出力電圧信号を調波分析器入力デバイ ス４３６に与える。入力インターフェースは４３４，４３５及び４３６に信号を 発し、これらは第５図の入カニニット２３４，２３５及び２３６と同様であって 、入力シーケンスフィルタ４１０及び４１１の出力信号レベルに一致するように 調整される。

リード４１８，４２０それぞれに現われる信号は、負のシーケンス電流と負のシ ーケンス電圧を表わすもので１組み合わされた電力回路上に存在する第３調波の 合成物を含むであろうから、いずれか１つの位相条件に直接には関係しないであ ろう。

しかし、単相異常が導線切断のようなものとして起こると。

負のシーケンスフィルタ出力信号４１８，４２０における第３調波のこの変化は 、どの位相が問題であるかに関係なく、実質的に同じになるであろう、マイクロ プロセッサ３０１に述べたような異常条件を指示する信号を導くためのフィーダ 窓は、調波分析器が直接単相電力系の信号によ′ってではなく三相シーケンス分 離ネットワークによって付勢される時は、これらネットワークの内部位相シフト が十分に周波数補償式でないなら、若干違ってくる。

上述した実施例の各々が高インピーダンス事故を検出し得ることは第９図を研究 すれば明らかであろう、どの実施例を選んで使用するかは、周囲の非事故変化に 大いに依存する。

第５．６図の実施例が最も柔軟性に富み、確実で、どのようなタイプの系及び周 囲にも確実な出力をもたらすようセットされ得る。それはまた最小限のフィール ド観測の適用を要するのみである。第３：Ａ波の大きさ窓をフィーダの定格の０ ．１％。

位相角の窓を１００°（測定又は計算いずれかの角の回りに中心を定め）とした 典型的セットは、回路定格の最小１％までの事故電流に対する感度を生むであろ う。

第３図の実施例は、−次的な事故特性が常に第３調波の大きさ又は位相角のいず れかの十分な変化を生じて望ましくない操作に従わないセツティングを生じる場 合には使用されるであろう、同様な角度窓及びより高い大きさ窓（例えば成る場 合に第５．６図のものより１０倍までの）が適当であろう。

第４図の実施例は第３図に付加した冗長度をもち、従って大きさは第３図という より第５．６図のそれに近くセットされ得るであろう、比の測定は、分析器の位 置より上流及び下流の事故につき見かけのインピーダンスの分析により決定され る。

長期及び短期平均期間はすべての実施例について同じであろう、これらは、前述 したように、周囲については良好な平均値を設定するのに十分長く、且つ高イン ピーダンス事故が起きた時は迅速な同定をなし得るに十分短くセットされる。

認識すべき重要事項は、第５．６図のマイクロプロセッサが本発明の好適実施例 の１成分を構成するのは事実だが、マイクロプロセッサ又はコンピュータを使う ことは必須ではないということである。当業者はマイクロプロセッサ３０１に帰 せられる機能と信号処理についての詳細な説明から理解するであろうが、他の手 段１例えばハードな結線をしたリレー又はその他の論理回路及び調整手段（例え ば第８図に示した）を第３．４及び５図の実施例に関して使って、第５．６図に 関係して記載したようなこのシステムの動作について述べたのと同等な結果を得 ることができる。

上記実施例の成るものは、極座標でネットワーク中の種々の信号間の関係を評価 する回路を組み込む。この回路の成るものはネットワーク内の種々の信号のゼロ 交差減少の検出を含むとして認識されている。

他の実施例としてネットワーク中の種々の信号を直交座標に変換し、直交座標形 でそれら信号を処理することを含むものの記述をすることが望まれる。試験で示 されたのは、成る場合に信号処理は、信号の極座標でなく直交座標で表現された 時に単純化され得るということである。成る場合に、直交座標形で表現された信 号を用いる実施例は、上述したような成るゼロ交差検出回路の代わりに、積信号 を生成する回路を採用する。これを次に説明する。

前に説明した実施例は、種々の信号処理機能が受動又は能動アナログ又はデジタ ル技術でそれぞれ実行され得ることを示している。以下の記載は、この構成の柔 軟性の意義をさらに明らかにする実施例を開示する。具体的に、所望の位相関係 は、本発明の要旨又は意図を逸脱することなく、第５図のゼロ交差技術以外の手 段によって決定され得る。そのような他の位相決定手段は変講回路、倍数回路又 は位相比較回路から成る。場合によってこれら回路は、そのタイプにより例えば “リングダイオードブリッジ”とか、ダブルブリッジダイオードとか、四分角増 倍器とか、その他特定の応用又は構造を表わす同様な用語で呼ばれる。

これら回路の各々に共通の性能特性は、同一周波数の２つの信号が入力に加えら れた時、２つの入力信号間の位相角に比例するＤＣ出力信号が発生されることで ある。このＤＣは特定の回路及び信号レベルに応じて入力信号の一方又は両方の 大きさにも比例している。追加的に、この出力は、入力信号の大きさに比例した 大きさをもつ二重周波数のＡＣ項を含み得る。

出力信号における入力信号の大きさ成分は、この回路と、処理された信号におけ る所望のフェーサ変化に到達するのに要する後続の信号処理との間の機能呼び出 しに基づく選定された回路に依存して、抑制又は補償又は有効利用され得る。

すべての場合に、入力信号の幅広い動的な範囲が適切に認識されなければならな い。

第１１図はこのようなアナログ回路の１つの実施例を示す。

この例で１位相角決定回路は第５．６図のゼロ交差技術の代わりに、二重入力増 倍器５０２，５０５、例えばバー・ブラウンＭＰＹ−１００増倍／デバイダから 成る。

他のタイプの増倍又は変調装置も適当であり、後述から明らかなように保護リレ ーに普通に使用されているエレクトロメカニカル装置が含まれる。増倍器入力は 、トラッキング発振器２４１から、フィルタ成分５０１で適宜ろ波されて不要周 波数を除かれた信号５１２を与える１８０Ｈｚ信号（２４４）から成る。　１８ ０Ｈｚ信号２５２，２６１はそれぞれ所望の電流信号情報及び電圧信号情報を含 んでいる。増倍器出力信号５０７，５０９のＤＣ成分は所望の位相角情報と、二 重周波数ＡＣ成分（これはフィルタ５０３゜５０６で除かれる）を含んでいる。

このＤＣ成分はまたＡＣ信号の大きさに比例しており、この事実を処理しなけれ ばならない、これはフィルタ５０３，５０６でこの信号のＡＣ成分を整流し、増 倍器ＤＣ出力信号に分割することにより行われる。

結果は、２つの入力信号の位相差のコサインにのみ比例した信号となり、フィル タ出力側にそれぞれ電流及び電圧信号処理のため信号５０８，５１０として現わ れる。

信号５０８，５１０は２７０及び２７６で望ましくないノイズを除去して平滑化 され、続＜Ａ／Ｄ変換器から２７１及び２７７で切り離され、２７２及び２７８ で適宜縮小されて信号５２４及び５２５を生じ、これらが前記にデジタル区間（ 第６図）で説明したように処理される。これら信号は角度のコサインを表わして いて、角度自体ではないから（第５図実施例で導かれたように）、この情報を利 用するためデジタル処理はこの形に修正しなければならない。

この解のための三角関数式は： Ａ　’５ｕｎ（ｘ）傘Ｂ本５ｉｎ（ｙ）＝　［ｃ０８（Ｘ−ｙ）−ｃｏｓ（ｘ＋ ｙ）コ＊Ａ傘Ｂ／２ｘ＝ｙの時、そしてａが２つの信号間の位相角である時、簡 単に： Ａ”Ｂ”５ｉｎ（ｘ＋ａ）零５ｉｎ（ｙ）＝［ｃｏｇ（ａ）−ｃｏｇ２（ｘ＋ａ ／２）］傘Ａ＊Ｂ　／　２右辺第、１項、ｃｏｓ（ａ）は入力信号の大きさの半 分とそれらの間の位相角に比例するＤＣ項である。第２項は、同じく入力信号の 大きさの半分に比例する大きさのＡＣ信号をあられす。

かくしてフィルタ機能において、このＤＣ信号に隠された大きさ成分は除かれて 、所望の位相角のコサインを表わす出力信号５０８，５１０を与える。

この実施例は、第２及び第３四分区間の信号を識別しない。

なぜならこれら四分区間のいずれにおいても出力コサイン関数は負だから。同様 に第１と第４の四分区間についても区別がない、しかし、これは多くの用途では 深刻な制限ではなく、いずれかの入力信号に位相シフトを加えて、この不明確さ を臨界的でない領域ヘシフトすることによりさらに最小限とすることができる。

その上、この不明確さは２つの元の信号間に他の関係を観察することによって完 全に除去することができる。そのような方法の１つは基準信号又は情報信号のい ずれかから２つの信号を造成することである。造成信号はついで最初の信号と同 様に処理される。この新たに導出された信号が元の信号から９０°位相シフトさ れている（在来手段により）としたら、その結果の新しい出力信号は元の２つの 入力信号間の位相角のサインを表わす、そこで出力フェーサの特定四分角を識別 するためサイン／コサイン極性の表を作ればよい。

四分角表 サイン項の符号　十　＋−− コサイン項の符号　十−一＋ 出力フェーサの四分角　１　２　３　４この情報はデジタル区間で容易に処理さ れ得る。

サインとコサイン機能の使用は信号処理をさらに単純化することに導くことがで きる。第１２図はこのような単純化の１つを例示する。この例では、基準１８０ Ｈｚ信号５１２を９０°シフトして新しい信号５１１を生じさせるようにするこ とにより、５１３に位相シフトが生じている。この一定大きさの信号を位相シフ トすることは、変動する大きさの情報信号をシフトするよりは位相シフトの回路 での信号劣化の可能性を小さくするから、より望ましい、この新しい基準信号は 情報信号と共に増幅器５０２及び５０４で（そして電圧信号については５０５及 び５１５で）第１１図について述べたの′と同様に処理される。ただし、増倍器 出力のＤＣ成分をフィルタ５１４及び５２４で（電圧信号については５１６及び ５２６で）ＡＣ信号の大きさに縮小する必要はない。

結果はＯＣ出力信号５１７，５１８（電流信号につき）と、　５１９，５２０（ 電圧信号につき）である、これらは位相差によるＤＣ成分と、増倍器から結果す るＡＣ信号の大きさによるＤＣ成分とを含んでいる。この実施例で、基準信号を 一定大きさに維持することにより、各信号に含まれる情報の２つの部分を分離す る必要がない、この一定大きさは５２１，５２２，５２３及び５２４のスケーリ ング機能で処理され得る。

第１３図は、在来の解析幾何学が、どのように電力系異常による入力信号の変化 の真のフェーザ値を直接に算出するかを示している。（第１３図でプライム（′ ）は周囲条件を表わし、印のない符号は異常中の条件を表わす、）所望のフェー サの大きさ、変化、ＰＨは、まずそれぞれのサイン及びコサイン項の変化を決定 し、ついでこれら項の平方の和の平方根をとることにより導かれる： ＰＨ（大きさ）＝　（［ｌ５ｉｎ（ａ）　−Ｉ’５ｉｎ（ａ’）］＋［ｒｃｏｓ （ａ）−ｃｏｓ（ａ’）］”）”このフェーザ変化の位相角ｄは次によりあたえ られる：ｄ　＝ｔａｎ−’［ｌ５ｉｎ（ａ）　−Ｉ’５ｉｎ（ａ’）　］　／　 ［Ｉｃｏｓ（ａ）　−Ｉ　’ｃｏｓ（ａ’）］ 各項は大きさとサイン又はコサイン項との積であることに注意されたい、こうし て所望のフェーザ解に到達するのにこれら２つの量を分離する必要がないのであ る。四分区間の不分明さは、第１１図について上述したように、又はその他の手 段により解決できる。電圧信号のフエーザ変化は同様にして処理され、その他の 実施例で述べたように利用され得る。

ダイオードはその非線形モードで、又は所望の位相角情報を与える回路内での切 替モードで使用され得る。

第１４図はこのような１つの回路を示し、これはまた動的範囲の問題を有効に処 理する。このリングダイオードブリッジにおいて、動的範囲問題の解決は、位相 検出器５５０を最小信号レベルでも飽和状態で動作させることである。その結果 は、信号対基準の位相角に比例し、且つ信号の大きさから独立の出力５５７とな る。

これは、ゼロ交差技術（第５図）の代わりのダイオード回路の一使用例である。

この実施例でろ波調波信号２５２はプッシュプル増幅器５５２及び５５３で増幅 され、リングダイオードブリッジ５５０に加えられる。トラッキング発振器から の１８０Ｈｚ信号５Ｉ２は、ろ波された後、一対の等しい抵抗５５８及び５５９ でダイオードに加えられる。ダイオードの出力５５６はＡＣ成分をフィルタ５５ １で除かれて、調波信号とトララング発振器との間の位相角に比例したＤＣ出力 信号５５７を生じる。ＤＣ出力信号は位相角のコサインの関数であり、角そのも のではないから、続くデジタル処理プログラムはこの形の情報を利用するため修 正されなければならない。

その他のダイオード位相検出器の適用可能な形は、第１５図に示すようなダイオ ードブリッジ５７３及び５７４から成る。基準信号５１２が入力信号５６４　、 ５６５の最大より大きい時、この回路は幅広い線形動的範囲を生じて、ＡＣ信号 の大きさ×位相角コサイン（基準信号に関し）に比例するＤＣ出力信号５６７（ ？／’波後）を生じる。第１３図の原理が適用される時、フェーザ値における所 望の変化に到達するために、このＤＣ信号における大きさと位相の情報を分ける ことは必要ない。

これら増倍技術のすべてにおいて、結果たるＤＣ成分は、入力信号の１つだけに あって、他にはないというようなその他の異常周波数により影響されることはな い、この事実は２通りに使用し得る。すなわち（１）もし情報信号がすべての調 波と異常周波数をろ波されているなら、トラッキング発振器からの基準信号はろ 波しないままでよい。（２）もしトラッキング発振器がクリーンなサイン波であ るようにろ波されるなら、情報信号ろ波は最小限とすることができ、信号処理機 能に対する過負荷を避けるに十分なだけのものでよい。

上述したダイオード位相感知回路は、１つ以上のＡＣ信号が所与の入力に加えら れる構成での保護リレー設計に屡々使用される。この結果は、種々のインプット 葉間の複雑な関係の関数である出力ということになり得る。間隔リレーの種々の 標準的特性がこのようにして開発され、このような在来の保護リレーの商をめ、 又は比較をするという意味の中で取り込むことは本発明の意図する所である。

アナログ機能におけるその他の単純化も可能である。ろ波機能を組合せてもよく 、トラッキング発振機能を他の方法で遂行してもよく、アンチ・エイリアス・フ ィルタでデジタルフィルタに対する要件を簡単にし、信号処理のすべてをデジタ ルベースで行うことを可能にすることができる。

上述実施例のいずれかで述べたそれぞれの機能の各々は、信号が適当に高電圧電 力系から切り離された以上は、所望のフェーサ変化情報を決定するためにアナロ グ手段により又はデジタル手段により行ってもよい。

本発明で述べた実施例の利用に関連し、これら実施例は事故の存在の警報又は表 示を与えるためだけに使用できるのではなく、事故を修復し又は影響された回路 網又はその一部から電気を切るための回路及び（又は）機構を作動させるために も使用できるものである。

上述した好適実施例の説明は本発明の例示であって、本発明はこれに尽きるもの ではなく、当業者は後記請求の範囲における本発明の趣旨の範囲内において特定 の詳細部を省略したり、付加したり、修正（電気−機械的等個物の使用を含む） したりすることが可能なものである。

９０ＬＡ；２１１”Ｙ　ＯＦ’　Ｘ　−ｉ−−−−−’ρｏｔ角Ｅ２＋７Ｙ　Ｏ μイー÷−− Ｑ！ＪＡＤ！２ＡＮＴ　）　２　３　４ＱＪＮＧ　ＤＩＯＤｅ　Ｂ２１Ｄ（ｓｅ −国際調査報告 ＠Ｉｎｔ　ｅｌ、’　識別記号　庁内整理番号８０２　Ｈ３１００Ａ　−８３２ ４−５Ｇ３／３８　Ａ　−８８３４−５Ｇ イス５７４７ 特表千１−５０２２９９　（１５’） リダ州３４２３１　サラソータ、アイサンダ・プレ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. １．電力系の高インピーダンス異常を系の乱れのその他の原因から識別して、か ような異常フユーザ表示を検出するための高インピーダンス事故分析システムで あって、ａ）系内の一点における実質的に瞬間的な電力系電圧を表わす第１の基 準信号を発生する回路と、ｂ）実質的に瞬間的な電力系電流を表わす第２の信号 を発生する回路と、 ｃ）電流信号測定点近くの点での実質的な電力系電圧を表わす第３の信号を発生 する回路と、 ｄ）前記第１の基準信号の基本成分に関し前記第２及び第３信号の調波成分のフ ユーザ値を、電力系周波数における名目的な変化に関係なく、且つ調波周波数の 変差による不明確さなしに、表わす信号を生成するため、前記第１、第２及び第 ３信号をル波し、処理する手段と、ｅ）前記調波信号の前記フユーザ値を平均し て各々の周囲値を表わす信号を生成する回路と、 ｆ）前記調波フユーザ信号の各々の周囲値における変化を決定するための回路と 、 ｇ）前記調波信号のそのような変化の、前記第１基準信号に関する大きさと位相 関係との双方での限界を設定する回路と、 ｈ）前記調波フユーザの前記変化が前記限界内である時を決定し、それにより高 インピーダンス事故のタイプの異常が観測中の回路にあることを指示する回路と から成る高インピーダンス事故分析器。
2. ２．ＡＣ電力を基本周波数で分配する回路網における異常を検出するシステムで あって、 ａ）前記回路網に生じている電圧の基本周波数成分を表わす信号を発生する回路 と、 ｂ）前記回路網に生じている電流の調波の位相を直交座標で表わす信号を発生す る回路と、 ｃ）前記調波を基本電圧信号に関し指示する前記信号を監視することと、 ｄ）前記調波電流位相の前記基本電圧信号に対する予め定めた量の変化の生起に 応答して表示を発生すること、から成る異常検出システム。
3. ３．ＡＣ電力を基本周波数で分配する回路鋼における異常を検出する方法であっ て、 ａ）前記回路網に生じている電圧の基本周波数成分を表わす信号を発生すること 、 ｂ）前記回路網に生じている電流の調波のフユーザを表わす信号を発生すること 、 ｃ）前記基本電圧信号に対し前記調波電流フユーザを表示する前記信号を監視す ること、及び ｄ）前記調波電流フユーザ信号の前記基本電圧信号に対する予め定められた量の 変化の生起に応答して表示を発生すること から成る異常検出方法。