JPH01503032A - 同一の固体モジュールを使用する低サイドローブフエイズドアレイアンテナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 同−の固体モジュールを使用する 本発明は、送信および／または受信増幅器を含む能動ＲＦモジュールを使用する フェイズドアレイアンテナ、特にこのようなアンテナにおいて低サイドローブを 達成するための技術に関する。

供給回路網を使用し能動送信およびまたは受信マイクロ波モジュールを含むフェ ーズドアレイアンテナが構成され、文献に記載されている。

このようなシステムのサイドローブを制御する技術も存在する。低い送信サイド ローブ（漸減アパーチャ照射）を達成するために過去に使用された１つの技術は 、異なるパワー出力を備えたモジュールを使用する′ものである。これは、ビー ムに隣接した低サイドローブを生成するステップアパーチャ分布をもたらす。こ の技術の欠点は： １、アパーチャ分布におけるステップは、ビームから離れた領域における高サイ ドローブになる。

２、異なるパワー出力を有するモジュールは製造費を高める。

３６モジユールの異なるパワー出力は、出力ステージにおいて固体装置の数を変 化することによって得られる。これは異なる損失および位相エラーを冑し、シス テムをさらに複雑にする異なるコンバイナを必要とする。

４、周波数帯域にわたって（モジュール間において）位相および振幅トラックに 導く異なる駆動チェーンが必要であるため、サイドローブを増大する傾向がある 。

漸減振幅を得るために、モジュールの供給電圧を変えることによって出力パワー が変化する。しかしながらｄｃ対ｒｆ効率は減少し、特に使用されることが多い クラスＣ増幅器における位相トラッキングが困難になる。クラスＡ増幅器を使用 して入力を単に変えることによって出力は変化させることができる。しかしなが ら、典型的に１０ｄＢ出力パワー変動が必要とされるため効率は低くなる。

同一のモジュールだけを必要とするその他の技術は、漸減照射用の異なる数の放 射素子を必ず含んでいる等しいパワーのセグメントに送信アパーチャを分解する ものである。これは１ｄＢ以上の損失を１方向に導く送信増幅器の下流に位相シ フタを必要とする。

本発明の１つの目的は、同一の固体モジュールを使用して上記の欠点を持たない 低サイドローブビームを放射する電子走査フェイズドアレイアンテナを提供する ことである。

本発明のその他の目的は、低サイドローブレベルを有する放射パターンを形成す るために同一のモジュールを使用し、送信増幅器と放射素子との間の損失位相シ フタを必要としないフェイズドアレイアンテナを提供することである。

発明の要約 上記およびその他の目的および特徴は、２Ｎ個の放射素子に結合された均一の共 同供給回路網を使用するフェイズドアレイにおいて本発明によって提供される。

第１の実施例において、共同供給回路網はアレイ入力信号をＮ個の等しいパワー および位相の供給出力に分割する。Ｎ個のビームステアリング位相シフタは供給 出力の対応したものに結合される。

Ｎ個の主放射素子の第１の組は、線形の主放射アパーチャを形成するように間隔 を設けられている。Ｎ／２個の補助放射素子の第２および第３の組は、第１およ び第２の補助素子放射アパーチャを形成するために主アパーチャの各端部に対し てそれぞれの間隔を付けられて設置されている。

第２の実施例において、補助素子は主アパーチャの１つの端部にだけ設けられて いる。

両方の実施例における主素子および補助素子アパーチャは、線形複合アレイアパ ーチャを形成する。均一な位相傾斜が主素子アパーチャの各素子と補助素子アパ ーチャの各素子との間に生成されるように主放射素子および対応した補助放射素 子の１つに各位相シフトされた供給出力を結合する手段が設けられている。両状 態位相修正装置は、主アパーチャと補助アパーチャの隣接した各素子間における 位相を連続させるために補助素子に供給される各信号の位相を修正するために使 用される。結合手段、ビームステアリング位相シフタおよび両状態位相修正装置 はＮ個のモジュールを形成することが好ましい。ビームステアリング位相シフタ および両状態位相シフタを適切に制御することによって、アレイによって発生さ れるビームは１組のディスクリートな角度を通じて走査されてもよい。

別の実施例において、さらにアレイは損失ハイパワー両状態位相修正装置を除去 して２つの受信チャンネルを設けるためにサーキュレータ／デニブレクサ、低雑 音増幅器および付加的な結合素子を含む。別の実施例において、各主素子を駆動 する信号が２つの補助素子に結合される２次元アレイシステムが設けられ、さら に別の実施例では各主素子を駆動する信号が３つの補助素子に結合される２次元 アレイが設けられる。各実施例において、実質的に同一のモジュールが実施例の 範囲において相互に交換可能であるように使用される。

図面の簡単な説明 本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、以下の実施例の詳細な説明お よび添付図面からさらに明かになるであろう。

第１図は、均一な共同供給回路網に接続された位相シフタのアレイによって供給 された２Ｎ個の素子の拡大アレイを設ける゛ために、Ｎ個の付加的に素子と組合 せられたＮ個の基本素子を含む送信アレイを示す回路図である。

第２図は第１図の拡大アレイに対するアパーチャ分布の一位相例を示すグラフで あり、アパーチャに対し直線的な位相発展を得るために本発明によって主アパー チャと補助アパーチャとの間の位相修正を示す。

第３図は、第１図の拡大アレイに対する漸減された振幅分布の一振幅例のグラフ であり、主素子および対応した結合素子からの各振幅を示す。

第４図は、位相シフタがＮ個の素子パトラ−（Ｂｕｔｌｅｒ）または多重ビーム マトリクスとして同一のディスクリート位相傾斜を生成するときに、第１図の基 本アレイから形成されるビームを表わす簡単なアレイビームパターンである。

第５図は、第１図の拡大アレイと共に形成されたディスクリートパトラ−位相シ フトを使用するディスクリートビームを表わす簡単なアレイビームパターンであ る。

第６図は、第１図の拡大アレイおける各１対の素子の所望の位相および振幅を得 るためのマジックＴ電力分割器の使用を示す。

第７Ａ図は、本発明の特徴の１つを使用した送信モジュールの簡単に示された一 例である。

第７Ｂ図は、第７Ａ図に示された送信モジュールを使用したアレイシステムのブ ロック図である。

第８Ａ図は、第８Ｂ図に示された２７．５ｄ　Ｂサイドローブを生じる第１図の 拡大アレイに対する漸減された振幅分布の一例を示す表であり、試行錯誤によっ て得られたものである。

第９図は、２Ｎ個の素子の拡大アレイを近接した配列で形成するためにＮ個の付 加素子と組合せられたＮ個の基本素子を含む別の線形供給源の実施例を表わす回 路図である。

第１０Ａ図は単一パルス動作用の送信／受信モジュールの簡単な一例である。

第１０Ｂ図は第１０Ａ図に示された送信／受信モジュールを使用するアレイシス テムのブロック図である。

第１１図は、本発明による固体送信／受信モジュールパッケージの斜視図である 。

第１２Ａ図乃至第１２Ｃ図は本発明により使用される基本送信回路の３つの実施 例をそれぞれ示す。

第１３図は、本発明にしたがって使用される２次元アレイの基本アレイと補助ア レイとの間の接続の概略を示す。

第１４図は、第１３図の２次元アレイを形成する相互接続されたアパーチャを簡 単に示す。

第１５図は、第１３図および第１４図の２次元アレイ用の本発明を使用する送信 モジュールを簡単に示す。

第１６図は、平面アレイにおける１個の主素子および３個の補助素子を有する簡 単な実施例を示す。

第１７図は、第１６図のアレイにおいて使用可能な送信モジュールの簡単な実施 例示す。

発明の詳細な説明 本発明の基本的な動作原理は、第１図に示されたような送信アレイ５０をまず検 討することによってより良く理解されることができる。振幅および位相が等しい 出力５６乃至５９を具備した均一共同供給回路５５は、Ｎ個の位相シフタのアレ イ６０乃至６３およびＮ個の放射素子７２乃至７５に供給する。個数Ｎは以下の 好ましい実施例の論議において偶数とされる。

ここでは“送信′という用語が種々の箇所で使用されているが、当業者はこの反 対のことが受信モードにおける同一または少なくとも類似の動作を示すことを理 解するであろう。

それ故“送信”という用語は説明し易くするためにだけそれらの例において使用 され、事実上受信動作を含んでもよい。

同様に“放射”という用語も“受信′を含んでもよい。

位相シフタ６０は素子７２　（Ｒ１）および７６　（ＲＮ＋１　）に供給するカ ップラ８０を有し、位相シフタ６１は素子７３　（Ｒ２）および７７　（ＲＮ＋ ２　）に供給するカップラ８１を有し、位相シフタ６２は素子７４および７０に 供給するカップラ８２を有し、また位相シフタ６３は素子７５および７１に供給 するカップラ８３を有する。

位相修正装置８５乃至８８は素子７０をカップラ８２に、素子７１をカップラ８ ３に、素子７６をカップラ８０におよび素子７７をカップラ８１にそれぞれ結合 する。各修正装置は６対の素子間において位相シフトαを形成するように機能す る。

アレイ制御装置４０は制御信号を各位相シフタ６０乃至６３および８５乃至８８ に供給し、これらの素子によって導入される各位相シフトを制御する。

放射素子７２乃至７５を含むアレイは主素子アパーチャを、素子７０および７１ を含むアレイは第１の補助アレイアパーチャを、また素子７６および７７を含む アレイは第２の補助アレイアパーチャを形成しているものとして示される。ビー ムステアリング位相シフタ６０乃至６３が放射素子間の位相傾斜度ψに関与して いるならば、３つのアパーチャ全てに同じ傾斜が存在する。

しかしながら主アレイアパーチャと補助アレイアパーチャ間の境界の位相は連続 していない。この位相の不連続が第２図に示されており、実線がアレイアパーチ ャの位相分布をアパーチャを横切る距離の関数として示す。位相修正装置８５乃 至８８は、位相の不連続をなくするために補助素子７０．７１．７６．７７にお いて位相を調節するために設けられている。位相修正装置８５乃至８８の位相シ フトαの大きさは、素子７１　（ＲＯ）と７２（Ｒ１）間および素子７５　（Ｒ Ｎ　）と７６　（ＲＮ＋１　）間の位相連続性を生成させるように選択される。

その結果、主アパーチャと第１および第２の補助アパーチャとを含む全体のアレ イアパーチャを横切る連続した線形位相となる。第１および第２の補助アパーチ ャの修正された位相は第２図において点線で示されている。さらに全体のアパー チャによって生成されたビームは、ビームステアリング位相傾斜ψおよび修正し た位相シフトαを変化させることによって空間中で走査されてもよい。

カップラ８０乃至８３の結合値は、素子ｎおよびｎ＋Ｎにおいて（カップラから 生じた）振幅ＡｎおよびＡ　ｎ＋Ｎ間のエネルギ維持関係を満足する漸減アパー チャ照射を生成するように選択されてもよい。

Ａｎ２＋Ａｎ＋Ｎ２一定数。

−（Ｎ＋１）／２＜ｎ＜　（Ｎ＋１）／２第３図には、カップラ８０乃至８３の 適切な結合値の選択と、第１図のアレイのアパーチャ上の距離の関数として漸減 されたアパーチャ分布例の振幅が示されている。この分布例は、ビームを外れた アレイパターンにおける低サイドローブを達成するために漸減されたものである 。例として素子Ｒ１の位置が第３図に示されており、それは素子Ｒｉに結合され た第２の補助アレイ中の対応した素子Ｒ１＋Ｎと同じ位置である。

放射素子の所望の分布および位置が与えられると、各放射素子における所望の振 幅が容易に得られる。必要な結合係数は、各素子の所望の対応した振幅から計算 されてもよい。例えば第３図において素子Ｒ１における分布振幅がＣＯＳβとし て変動じ、一方素子Ｒｉ＋Ｎにおける振幅はｓｉｎβとして変動し、βはカップ ラパワー結合係数（ｅｏｓ２β＋５ｉｎ２β−１）を表わす。

一般的な場合において、素子間の位相の進みおよび位相修正度αはいずれの所望 するビーム角度でもアレイビームを走査するように選択される。拡大アパーチャ 間の連続した線形位相に必要な位相シフトαの対応した値は以下の方法で計算さ れてもよい。均一な振幅および一定の位相の進みψに対する各放射素子における 出力電圧は； 滑らかな位相の進みのためには； １またはＮと等しいｎを有する式１と式２ｂとを式２ａに代入すると式３の関係 が成立つ； 、ｊ　ＩＮ中−〇’　−１（３） 任意のψに対して式１を満足させるために、位相修正装置８５乃至８８は０°乃 至３６０°の範囲にわたって変化される。現在の技術において、このような位相 シフタが利用できるが、いくつかの適用に対して望ましくない著しい損失を与え る可能性がある。

位相修正装置８５乃至８８は位相の進みψ、すなわちパトラ−マトリクスの特性 の位相シフトの特定の値の組に対して簡単化されるか、もしくは除去されること ができる。

第１図の均一共同供給回路５５およびビームステアリング位相シフタ６０乃至６ ３は、Ｎポート（Ｎ個の入力およびＮ個の出力）パトラ−マトリクスの一部分と 等価なものと同じ機能をしているように見える。共同供給回路５５および位相シ フタ６゜乃至６３は、任意所定の時間においてでもビームを１つだけを供給する が、異なるビームはシフタ６０乃至６３の位相シフトψを変えることによって発 生されることができる。一般的なパトラ−マトリクスは、各々が素子の利得のＮ 倍の利得を持つＮ個の等間隔ビームを同時に生成することができる。パトラ−マ トリクスは技術的に良く知られており、例えばＪ、Ｐ。

ジェルトンおよびに、Ｓ、ケラ−による文献（“Ｍｕｌｔｌ）ｌｅＢｅａｍｓ　 ｆｒｏｍ　Ｌｉｎｅａｒ　Ａｒｒａｙｓ　”　、Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ版アンテナおよ び伝播、　Ｖｏｌ、ＡＰ−９，’１５４頁、　１９８１年３月）に記載されてい る。

式１はパトラ−マトリクスの特徴である位相シフト対する位相関係を示し、 これらの特徴の位相シフトにより、Ｎポートパトラ−マトリクスによって供給さ れるＮ個の等間隔の放射素子のアレイは第４図に示されたビーム、すなわち４ｄ Ｂ交差の５ｌｎｘ／Ｘのパターンを生成する。第１図に示されるような拡大アパ ーチャを形成するために２Ｎ個の素子を供給するカップラ８０乃至８３を使用す ることによって、また式４に特定された位相シフトの組をもたらす位相シフタ６ ０乃至６３により、第１図の結果的な全体のアレイアパーチャはパトラ−マトリ クスの２倍の大きさになり、また第５図において実線のビームで示されるように 同じ方向に向けられたビームは約半分の幅（等価なエネルギ分割全てに対して正 確に半分）になる。ビームのクロスオーバーは、（等価なパワー分割カップラの ための０おいて）非常に低い。Ｊ、Ｐ、ジェルトンによる文献（“Ｒｅｄｕｃｅ ｄ　５１ｄｅｌｏｂｅｓ　ｆｏｒ　Ｂｕｔｌｅｒ　Ｍａｔｒｉｘ　ＦｅｄＬ　１ ｎｅａｒ　Ａｒｒａｙｓ　’　、Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ版アンテナおよび伝播、　Ｖｏ ｌ。

ＡＰ−１７，６４５頁、　１９８９年９月）参照。

走査領域にわたって完全なカバレージを得るために、ビーム不テアリング位相シ フタを使用して（第５図において点線で示された）不足ビームを補充する必要が ある；ψ−（２πハ）（ａ＋−ｉｉ　＋１／２　）　、　ｒｔｈ−３，、−Ｎ　 （５）式４または式５によって与えられる発展位相が式３に代入され、２πの多 数倍が消去された場合、Ｎが偶数ならばα−πまたは０になり、Ｎが奇数ならば α−０またはπである。

Ｎが偶数または奇数のいずれかの場合、式５を満足するために２つの位相状態α −０またはπを持つことが必要である。

したがって、主素子Ｒｎおよび対応した素子Ｒｎ＋ＮまたはＲｎ−Ｎが一方のビ ームの組（α−０）に対して同位相で励起され、もしくは他方のビームの組（α −π）の逆位相で励起される。そのように選択されたψおよびαにより、位相は 素子ＲＯとＲ１との間においても同様に連続する。したがって、式４および式５ によって特定されたパトラ−位相シフトの特別なケースに対する位相修正装置８ ５乃至８８は２つの可能な状態０またはπを有する２状態位相修正装置に簡単化 される。

カップラ８０乃至８３は漸減された振幅分布を生じるように選択されてもよく、 ビームステアリング位相シフタ６０乃至６３によってもたらされた発展位相シフ トは以下の式によって与えられるディスクリート角度ｅにビームを配置するよう に選択されてよい。

ｋｄｓｉｎｅ−ψ　（６） ここにおいてｄは放射素子の間隔であり、ｋは２π／λであり、λは波長である 。ｅは垂線からアレイまでの角度であり、ψは式４または式５によって与えられ 、αは０またはπのいずれかである。

２状態位相修正装置８５乃至８８による損失は、現在の技術において典型的に１ ｄＢである。これらの装置は、所望の振幅および位相αを共に生成する位相を使 用することによって除去されることができる。マジックＴカップラ装置のサイド アームが、位相＋φｌおよび一φｌを有する２つの等しい振幅の信号１／　（２ ）”’によって励起され、合計アーム出力はＣＯＳφｌであり、差動アーム出力 はｓｉｎφｌであり、ここにおいてφｌは正しいパワー分割を生じるように選択 される。

これは第１図のビームステアリング位相シフタ６０乃至６３の１つおよび２状態 位相修正装置８５乃至８８の対応した１つと等価な回路を示す第６図に示されて いる。

第６図の回路はマジックＴの４ポートカツプラを使用し、このカップラは当業者 に良く知られており、サミュエル・シルバーによる文献（”Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ 　Ａｎｔｅｎｎａ　Ｔｈｏｒｙ　ａｎｄＤｅｓｉｇｎ　’　、　１９６５．１９ ４９．　ドーパ−出版、５７２頁）に記載されている。第６図のマジック１回路 において、両信号が実数であるような一定のπ／２の遅延が加えられている。φ ｌが−φｌによって置換されるならば、合計信号はＣＯＳφｌにおいて同じまま であるが、差動アーム信号が符号を変える。その結果、前記のカップラ８０乃至 ８３の関数は位相φ１の大きさを選択することによって決定され、２状態位相シ フタ８５乃至８８の関数はφ１の符号によって定められる。この回路の別の実施 態様は、マジックＴをクアドラチュアハイブリッド機能と置換し、±φｌを生成 する位相シフタ間に一定のπ／２の位相差をプログラムする。

送信モードのための本発明の基本モジュール設定ブロック１００が第７Ａ図に示 されている。モジュール１００は、特有のパトラ−位相シフトφ−ｎπ（２ｍ− ２ｎ）　／Ｎ、またはφ−ｎπ（２ｍ＋１−２ｉｉ）　／Ｎの一方を設けるビー ムステアリング位相シフタ１０２を含む。位相シフタ１０４および１０６は、第 ５図に関して詳述されたようなパワー分割および位相修正機能を行なうために± φｌおよび壬φ１の位相シフトをそれぞれ与える。

位相シフタ１０４および１０Ｂの出力は、同じ固体高電力送信増幅器１０８およ び１１０に入力として与えられる。これら増幅器の出力はマジックＴカップラ１ １２のサイドアームにそれぞれ接続されている。マジックＴの合計アームの出力 、すなわち入力ポート１２４におけるユニット入力信号用の信号ＣＯＳφ１ｅ″ は放射素子Ｒｎに結合される。マジックＴの差動アームの出力は、信号±ｓｉｎ φ１　ｅＪ＃を供給するために一π／２だけ位相をシフトされ、放射素子Ｒ、ｔ ｈ、に結合される。

第７Ａ図の位相シフタ１０２によって与えられるビームステアリング機能は、位 相シフタ１０４および１０６の機能と組合せられることができる。したがって一 方がφ±φｌを、他方がφ乎φｌを生成する２つの位相シフタ１０２だけが必要 とされる。

第７Ａ図のモジュール実施例の使用方法は、いくつかの例を検討することによっ て理解されるであろう。（第７Ｂ図に示された）アレイ制御装置４αは、ビーム を所望の２Ｎ個のディスクリートビームに導くように式４または式５にしたがっ て各モジュールのビームステアリング位相シフタ１０２の位相φを制御する。位 相シフタ１０４および１０Ｂの位相シフトφ１の大きさはゼロに設定される。値 φ１は主アパーチャ放射素子と対応した補助アパーチャ放射素子との間の相対的 なパワー分割を制御することによってアパーチャ分布を選択する。

ゼロに設定されたφｌによって補助アパーチャ素子に供給されるパワーはなく（ ｓｉｎＯ−０）、また送信信号パワーは主素子アパーチャを含むＮ個の放射素子 の間で等しく分割される。

第２の実施例は、位相シフトφ１−π／４ラジアン、すなわち４５＠に対するケ ースである。このケースにおいて、各モジニールの送信信号のパワーは主素子と 対応した補助素子との間で等しく分割される。したがって均一のアパーチャ分布 は２Ｎ個の放射素子の拡大アレイ全体に対して与えられる。

この分布が、第１の例（φｌ−０）によって生成されるものの１．５倍のビーム 幅に対する利得を最大にする。

位相値φｌは上記の漸減照射を形成するように選択されて結果的な全体の放射パ ターンのサイドローブレベルを最少にする。これは当業者によって理解されるで あろう。

さらに第７Ａ図の実施例の重要な利点は、増幅器と放射素子との間に損失装置が ないために高電力増幅器１０８および１１０によって供給される信号パワー全て が実質的に放射素子に与えられることである。

第７Ｂ図は、それぞれが第７Ａ図に示されるようなモジュールを含むＮ個の送信 モジュールＭ１乃至ＭＮを使用するライン源送信アレイを示す。第７Ｂ図のアレ イは、送信モジュールＭ！乃至ＭＮが別々のビームステアリング位相シフタ６０ 乃至６３、カップラ８０乃至８３および２状態位相修正装置８５乃至８８を置換 したことを除き、第１図のものと同様である。したがって、均一共同供給回路網 ５５は単一の入力信号を等しい振幅と位相を有するＮ個の回路出力信号に分割す る。モジュールＭ１乃至ＭＮはそれぞれ対応したものと同一である。

たとえ理想的な素子を用いても、第７Ａ図に示された形状どおりのモジュールに よって生成されることができるサイドローブレベルには限界がある。これはアパ ーチャ分布上のマジックＴカップラ１１２による制限のために生じる。この制限 は、長さＤのアパーチャにわたる連続する対称的な分布として以下の形で示され てもよい。

Ａ２（ｘ）　＋Ａ２（Ｄ／２−Ｘ）−２Ａ２（Ｄ／４）　、（７）ここでＸはア パーチャに沿った距離を表わす。例えば余弦分布； Ａ　（ｘ）　−ｃｏｓ（πｘ／Ｄ）　（８）これは制限を満たし、２３ｄＢのサ イドローブを生成する。第２のアパーチャ分布が第８Ａ図に示されており、第８ Ｂ図に示されるような２７．５ｄＢのサイドローブを生成する。これらの結果は 試行錯誤の技術を使用して得られた。当業者は、低サイドローブを実現するため にさらに厳密な試行錯誤の技術を使用してもよい。しかしながら、最後にはサイ ドローブがさらに低下されると必ず過剰にビームが拡大し利得が低下する状態に 至る。

このケースにおいて、僅かな損失の利用が以下のようにさらに高い利得を有する 低いサイドローブを生成し得る。

（式７の制限を満たさないティラー（Ｔａｙｌｏｒ　）分布のような）所望の分 布Ｂ　（ｘ）に対して、最高の効率を有するＢ（Ｘ）を生成するために減衰によ って修正されてよく、式７を満たす最適な分布Ａ　（ｘ）がある。この分布は以 下のような関数γ（ｘ）の項式で与えられる： Ａ（ｘ）　−５ｉｎｙ（ｘ）　、Ｏ≦Ｘ≦Ｄ／４　；　（９ａ）−ｃｏｓｒ　（ Ｄ／２−ｘ）　、　Ｄハ≦Ｘ≦Ｄ／２　；・・・（９ｂ） ｔａｎ　７（Ｘ）　−Ｂ（Ｘ）／Ｂ（Ｄ／２−Ｘ）　、０≦Ｘ≦Ｄ／４結果の効 率は： Ｄ／２ 効率−（４Ｋ”／Ｄ）　／　Ｂ”（１）（（１０）ここにおいてＬ／　Ｋ　２は 、０≦Ｘ≦Ｄ／２の範囲において８２（Ｘ）＋８２（Ｄ／２−Ｘ）の最少値であ る。例えばＢ（Ｘ）−ｃｏｓπＸ／Ｄならば、γ−π／２−πＸ／Ｄ　、　Ａ　 （Ｘ）　−Ｂ　（Ｘ）およ分布の計算は効率損失が−０，４８ｄＢであり、はと んどの実際ケースにおいて安価であることを示す。

別のライン源の実施例が第９図に示されている。この実施例において、第１図の 回路の半分が除去されている。この実施例はＮ個の主素子およびＮ個の補助素子 を含む。この実施例において、Ｎは偶数である必要はない。例えばＲ１およびＲ Ｎ＋１等の素子対は、符号９０で示されるようなカップラを通じて互いに接続さ れ、α位相シフトが第１図に対する上述された方法と同じ対応した方法で補助素 子と共に使用される。

第９図の実施例は、第１図のような素子への偶数要求により制限されない。第１ 図において、補助素子によって主素子を包囲するためには、偶数すなわち４で分 割できる数の主素子が使用されることが必要である。これは、Ｎ２の補助アパー チャ中の素子数とは異なる第１の補助アパーチャの素子数により不均衡が生じる からである。第９図の実施例にはこのような制限がなく、どの数の素子でも使用 されてよい。

第１の実施例の動作に関する論議は、アレイアパーチャを横切るアパーチャ分布 の位相が第２図に示された２つの不連続とは異なる１つの不連続だけを有するこ とを除けば、第９図の実施例に適用できる。しかしながら、その不連続は第１の 実施例の主アレイと第２の補助アレイとの間の修正に対応した手段によって修正 される。

送信および受信動作に適した本発明の平面アレイの実施例が第１０Ａ図、第１０ Ｂ図および第１１図に示されている。単一パルス受信モードに適用させるために 、サーキュレータ／デュプレクサおよび低雑音増幅器がアレイの各放射素子の付 近に挿入される。十分な利得によってこれらの増幅器は、損失パワー分割および 減衰がペナルティなしで下流で使用されることができるような信号・雑音比を設 定する。送信／受信（Ｔ／Ｒ）モジュール１３０が一例として第１０Ａ図に示さ れている。Ｔ／Ｒモジュール１３０は、（第７Ａ図に示された）送信モジュール セクション１００を含む。送信共同供給回路５５からの送信信号は、各Ｔ／Ｒモ ジュールの送信入力ポート１２４へ入力として供給される。モジュールセクショ ン１００は減衰装置１１８．１１８およびサーキュレータ１２０．１２２のそれ ぞれを介して放射素子ＲｎおよびＲａｔＮに結合されている。

モジニール１３０の受信セクション１５０はサーキュレータ／デュプレクサ１２ ０．１２２および低雑音増幅器１５８．１６２を介して放射素子ＲｎおよびＲｌ Ｎに結合されている。セクション１５０はポート１７２．１５４におふ１て受信 合計および差動信号を出力する。増幅器１５８および１Ｂ２からの出力は、受信 セクション１５０のマジックＴカップラ１７８．１８０の合計アームおよび差動 アームにそれぞれ結合されている。これらの各カップラの差動アームおよび合計 アームは、整合された負荷１９０．１９２において終端されている。マジックＴ カップラ１７ｇの一方のサイドアームは減衰装置１７４を通じてマジックＴカッ プラ１９４の合計ポートに結合され、マジックＴカップラ１７８の他方のサイド アームは減衰装置１８２を通じてマジックＴカップラ１９６の合計アームに結合 されている。同様に、マジックＴカップラ１８０の一方のサイドアームは減衰装 置１７６を通じてマジックＴカップラ１９４の差動アームに結合され、マジック Ｔカップラ１８０の他方のサイドアームは減衰装置１８４を通じてマジックＴカ ップラ１９６の差動アームに結合されている。

マジックＴカップラ１９４のサイドアームの出力は±φ３（位相シフタ１６８） および壬φ３　（位相シフタ１７０）によってそれぞれ位相シフトされ、組合せ られる。その結果、信号はポー）１５４で受信差動信号を出力するためにビーム ステアリング位相シフトφ（位相シフタ１６６）によって位相シフトされる。

マジックＴ　Ｉ９Ｂのサイドアームの出力は±φ２　（位相シフタ１８６）およ び壬φ２　（位相シフタ１８８）によってそれぞれ位相シフトされ、組合せられ る。その結果、信号は合計ポート１７２で受信合計信号を供給するためにビーム ステアリング位相シフタ１７２によってφ度だけ位相シフトされる。第１０Ａ図 における点線１６９および１９９によって包囲されている回路網は増幅器１０８ ，１１０を除去した送信回路１００と機能的に類似している。

パワー分割し、位相修正する位相シフト装置１０４，１０６．１６８゜１７０． １８８および１８８は、所望のビームを形成するためにこれらの位相シフタの２ つの状態の適切な方を選択するようにそれぞれアレイ制御装置（示されていない ）によって制御されている。

送信とは無関係に、受信合計および受信差動チャンネルパターンは（もし超低サ イドローブのために全てにとって必要ならば）位相シフト±φ１．±φ２および ±φ３と、減衰装置１１８．１１８，１８２，１８４．１７４および１７８の減 衰レベルを選択することによって得られる。アレイ中の全てのモジュールは、こ れらの減衰装置を除いて同一であることが好ましい。位相シフト±φ１．±φ２ および±φ３はコンピュータソフトウェア制御によって定められ、異なるパター ンを生成するために動作期間中は可変的であり、それはクラッタまたは妨害除去 のために望ましい。したがって各位相シフトφｌ、φ２、φ３は送信、受信合計 および受信差動パターンのそれぞれに対して所望のアパーチャ振幅分布を得るた めに独立的に選択されてもよい。

第１０Ｂ図は、送信、受信合計および受信差動チャンネルを供給する第１０Ａ図 に示された送信／受信モジニール１３０を使用したアレイシステムの概略図であ る。この実施例において、２Ｎ個の放射素子が送信／受信モジュールＴＲＩ乃至 ＴＲＮによって送信共同供給回路網５５に結合されている。第１０Ａ図に示され ているように、各放射素子は関連された特有のデュプレクサ、減衰装置および低 雑音増幅器の組（１２２，１１８，１６２または１２０．ｌ１６．１５ｇ　）を 有する。

送信／受信モジュールＴＲＩ乃至ＴＲＮの各出力１７２．１５４は、受信合計チ ャンネルおよび受信差動チャンネル信号をそれぞれ供給するために各均一共同供 給回路網１３２および１３４に結合されている。回路網５５．１３２および１３ ４は同一である。

第１０Ｂ図のモジュールＴＲＩ乃至ＴＲＮは、第１１図の斜視図で概略的に示さ れた物理的構造を有する同一のモジュールとして構成されてよい。モジュールは 送信信号人力Ｔ、２つの受信信号ＲＣＩ、ＲＣ２および放射素子ＲｎとＲ１Ｎ用 のＲＦ接続部、パワーおよび制御信号ラインを含む。さらに減衰装置１１６，１ １８，１８２．１８４．１７４および１７Ｂは、プラグ・イン素子形状で設けら れている。さらに低雑音増幅器１５８．１６２およびサーキュレータ１２０．１ ２２は各モジュール中に含まれてもよい。したがって各モジュールは減衰装置の 値以外は同一である。

均一な送信照射の特定のケースにおいてはこの技術の使用態様を素子のアプロー チ当りの通常の同一モジュールと比較することができる。この特別なケースに対 して、両アレイは１３ｄＢのサイドローブを有する同一パターンを生成し、同数 の送信モジュール、サーキュレータ／デュプレクサおよび低雑音増幅器を有する 。本発明を使用するアレイは、より受動的な回路および低パワー位相シフタを有 する。しかしながら本発明を使用するアレイは漸減されたアパーチャ分布を生成 し、もし本発明を使用しなければ同一モジュールだけによって達成できない低サ イドローブを与える。

マジックＴカップラを使用しない送信回路１００の別の実施例は、９０＠ハイブ リツドカツプラを使用して構成されてもよい。第１２Ａ図は、サーキュレータ１ ２０　’　、　１２２　’　および減衰装置１１Ｂ　’　、　１１ｇ　’を付加 された第１０Ａ図の基本送信回路１００を示す。第１２Ｂ図は第１２Ａ図の回路 図の第１の別の実施例１００′であり、マジックＴカップラ１１２　’の代わり に９０″（クアドラチュアハイブリッドカップラ１１１′および１１３′を使用 して第１２Ａ図の一定位相シフタ１１４′の必要性をなくする。さらにクアドラ チュアハイブリッドは、マジックＴカップラよりもストリップラインまたはマイ クロストリップ送信ラインで構成する方が容易である。

クアドラチュアハイブリッドカップラは当業者に良く知られており、２対のポー トを含む。第１の対の一方のポートがユニット信号（すなわち値が１の信号）に よって駆動される場合、第２の対の対応した通過ポートにおけるパワーは１／（ ２）　’　””になり、第２の対の結合ポートにおけるパワーは−ｊ　／（２） 　”となり、第１の対の他方のポートにおけるパワーはゼロになる。したがって 、モジュール１００′にユニット入力が結合されていると仮定すると、放射素子 Ｒｎに結合された１つの出力は振幅Ｔｌ　ｃｏｓφを有し、対応した補助素子Ｒ ｎ＋ＮまたはＲｎ−Ｎに結合された出力は振幅Ｔ２　ｃｏｓφを有し、Ｔｌおよ びＴ２は減衰装置１１６′および１１８″に対する対応した減衰値であり、φは 位相シフタ１０４′および１０６′によって生成された位相シフトの大きさであ る。

第１２ｃ図は、実際的なハードウェア特性のために好ましい実施例である送信モ ジニールの第３の実施例１００　”である。

この実施例において、サーキュレータ１２０　”および１２２　”および減衰装 置１１６　”および１１８　”がハイブリッドカップラ１１１　”　と１１３　 ”　との間に位置され、第１２Ｂ図のモジュール構造と対照的である。この配置 には複数の実際的な利点がある。１つの利点は、サーキュレータ１２０　”およ び１２２　”は同じパワーレベルを保持しているが、第１２Ａ図のサーキュレー タ１２０′および１２２′の一方または第１２Ｂ図のサーキュレータ１２０　” および１２２　”の一方が高度に漸減されたアパーチャ分布でパワーの大部分を 保持することである。したがって、サーキュレータのパワー比率は約５０９６の 率で減少される。第２の利点は、モジュール内の減衰装置１１６　”　および１ １８　”が位相トラッキングを減らす同一の減衰値を有することである。最終的 に第１２Ｃ図の回路に対して、残ったトラッキング修正がソフトウェアで行なう ことが容易になる。

第１２Ｃ図の実施例における減衰装置Ｔ３は；減衰値Ｔ３２−Ｔｌ　２ｃｏｓ２ φ＋Ｔ２２ｓｉｎ”φを有する。位相シフタ１０４　”　および１０Ｂ　”　の 位相シフトの大きさは； ψ−ｔａｎ　’　［（Ｔ２ｓｉｎφ）　／　（Ｔｌ　ｃｏｓφ）］である。

本発明の第３の実施例が第１３図乃至第１５図に示されている。

この実施例は２次元アレイであり、ここで第１図乃至第１１図に記載された上記 の技術は２次元へ拡大される。第１３図においてＮＸＬ個の放射素子の基本平面 アレイは４つの象限に分割される。基本アレイ中の各放射素子はＡ　（ｎ、ｍ） で２つの別の素子に結合される。左下の象限における基本素子Ａ（ｎ、ｍ）に対 して、例えば補助素子の一方はＡ（ｎ十Ｎ。

ｍ）における補助アレイ中に位置され、他方の素子はＡ　（ｎ。

ｍ＋Ｌ）に位置される。３個の素子が３方向パワーデバイダによって結合され、 βｌはＡ　（ｎ、ｍ）における主素子とＡ　（ｎ＋Ｎ、ｍ）における補助素子と の間のパワー分割係数を表わし、β２は主素子とＡ　（ｎ、ｍ＋Ｌ）における補 助素子との間のパワー分割係数を表わす。ユニットパワー人力に対して、Ａ　（ ｎ、ｍ）における基本素子は出力パワー（ｃｏｓ２βｌ＋　ＣＯ５２β２）／２ を有してもよく、２個の補助素子はそれぞれはパワー５ｉｎ２βｌ／２および５ ｉｎ２β２／２を有し、各基本素子に適した３方向デバイダにおけるエネルギ変 換を満足させる。各象限は多数の放射素子を含んでもよい。

各基本素子の分割係数β１およびβ２の選択によってアレイに振幅漸減を与える ことができる。各基本素子は２個の補助素子を有し、それ故アパーチャの付加領 域は基本領域の領域の２倍である。（特有のパトラ−位相シフトの上記に論じら れた特定のケースに対して）あるディスクリート位相シフタの要求と、ペンシル ビームによって容積全体のカバレイジを得るために必要なＯまたはπの付加的位 相シフトとは、ビームステアリング位相の分離性のために直線形レイに対して同 一である。

この技術は、もとの基本アレイの３倍の領域を有する全体のアパーチャを生成す る基本領域中の残りの３つの象限に拡大される。直接的に接続された領域は第１ ４図に示されており、ここでＡｎは基本アレイのｎ番目の象限における素子を表 わし、ＢｎおよびＣｎは補助領域である。

２次元年面アレイ用の送信ビルディングブロック２００が第１５図に示され、２ つのマジックＴカップラ２１４，２３２．１個のコンバイナ７２１ｇおよび４個 の同レベル電力増幅器モジュール２１０，２１２，２２８．２３０を必要とする 。これらの素子は、２つの実質的に同一のモジュール２０１および２２１に設け られる。これらのモジュールにおいて、増幅器モジュール２１０，２１２．２２ ８および２３０も実質的に同一である。また位相シフタ２０Ｂ、２０８゜２２４ および２２６も実質的に同一である。それらの位相シフト値は第１０Ｂ図および 第１１図に示されているように制御されてよい。

位相±βｌの２つの高電力増幅器モジュール２２８　、２３０および相対パワー １／４はそれぞれｅＯｓβｌ　／（２）ｘ′”および±５ｉｎ７９１（２）”２ のような出力を生成するためにマジックＴ２３２において結合され、後者の出力 はポート２３４において補助素子に接続されている。

２つの高電力増幅器モジュール２１０．２１２は±β２の移相され、ｃｏｓβ２ 　／（２）””および±ｓｉｎβ２（２）１．’２のような出力を生成するため にマジックＴ　２１４において組合せられ、後者の出力はポート２１Ｂで別の補 助素子に接続されている。

各マジックＴ　ｓ　２１４．２３２の２つの合計出力（ｃｏｓβ１　／（２）’ ′”および士ｃｏｓβ２／２）は、ポート２２０で出力パワー（ｃｏｓ２βｌ　 ＋ｃｏｓ２β２）／２を供給するためにコンバイナＴ２１８において結合される 。

βＩおよびβ２の値は漸減振幅分布をもたらすように選択される。ビームステア リングは位を目シフタ２０４の位相シフトの設定によって達成される。抵抗負荷 は付加的漸減およびサイドローブの減少のために使用されてもよい。動作の受信 モード機能は、各素子でデュプレクサを挿入し、１次元（線形）アレイ用の上記 のような送信回路と類似した回路を構成することによって得られる。独立した合 計および差動パターンが線形アレイのケースのようにして得られることができる 。

各主素子と共に３個の補助素子を使用し、４個の素子のグループを形成する別の 平面アレイの実施例が第１６図に示されている。これは、漸減された分離可能な アパーチャ分布を有する完全な方形アパーチャを可能にする。主アレイにおける 素子Ａ　ｎ、ｍは、第１３図のような同一の２つの素子（Ａｎ＋Ｎ、ｌＩｌおよ びＡｎ、ａ＋Ｌ）に接続されるか、付加的な補助素子（Ａ　ｎ＋Ｎ、ｍ＋Ｌ　） も使用される。アレイ全体は移動および／または回転されたものを除き、第１６ 図に示されたパターンで設けられた素子の４つ組を含む。アレイの全体領域は主 アレイの４倍の大きさである。

この実施例から得られる放射パターンは、主要平面（ビームがブロードサイドの ときの垂直および水平平面）にだけ主サイドローブを有することである。したが って線形アレイ用の２７．５ｄＢサイドローブもこの平面アレイによって生成さ れることができる。

４個の素子の簡単な相互接続が第１７図のモジュールの概略図に示されている。

入力は端子３０１に供給されている。４個の素子３００，３０２，３０４．３０ ６は３ｄＢのハイブリッド結合部３０８゜３１０．３１２，３１４に接続されて おり、それら結合部はそれぞれ増幅器３１６および位相シフタ３１８に接続され ている。第１７図に示された位相シフタ設定装置は、単位入力を仮定し増幅器利 得を無視して素子３００，３０２，３０４．３０６において示された４つの出力 を生成する。実質的に損失はなく、振幅漸減は位相シフタのみを変化することに よって修正されることができる。

１の大きさを有する入力は、前述の平面アレイの実施例のように各４つ組の寄与 を含むビームが小さいディスクリートステップで空間中において操作されること ができるように位相シフトされてもよい。またπ位相シフタ要求は、両手面にお けるビームステアリングに必要とされるようにφ１およびφ２位相の符号を変え ることによって満たされる。デュプレクサは独立した受信ビームに対して素子レ ベルで、または第１２ｃ図の線形アレイモジュールにおいて示されるように増幅 器３１Ｂと出力バイブリッド３０８，３１０，３１２．３１４との間において付 加されてもよい。

同一の固体モジニールを使用する低サイドローブ（漸減アパーチャ照明）を有す る固体電気走査フェイズドアレイが明かにされている。本発明の利点は以下を含 む：（１）ただ１つのモジニールタイプしか考慮される必要がないので工学的設 計が容易である。

（２）アレイ全体がただ１つのモジュールタイプから成るため製造費用が安価で ある。

（３）モジュールが全て同一であり、位相／振幅公差を達成するために同様に構 成されることだけが必要なのでモジュール間の改善された位相および振幅トラッ キング、および改善された放射パターン実行性を実現できる。

（４）全ての送信セクションが同一であり、最適特性（効率、帯域幅、利得、出 力パワー、低雑音）に調節されてもよく、一方では送信および受信モードの両方 において漸減アパチャ照射および連続的な低サイドローブを達成する能力を維持 しているため、送信動作の効率が高い。

（５）パターン特性の迅速な（レーダにおけるパルス間の）選択能力を有する； すなわちシステムの動作モード、ジャミングおよびクラッタ−環境に応じてビー ム幅、サイドローブレベルを迅速に変化する。

（６）受信に関する振幅および位相タイプのゼロ適応能力。

上記の実施例は、本発明の原理を表わすことができる特定の実施例を示している だけであることが理解されるべきである。当業者は、本発明の技術的範囲から逸 脱することなくこれらの原理にしたがってその他の装置を形成し得る。

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Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数の等間隔の放射素子と、等しいパワーおよび位相のＮ個の供給出力に 入力信号を分割する分割手段と、アレイのステアリングビームに位相シフトを与 える手段とを有するフェイズドアレイにおいて、 放射素子は直線的な主素子アパーチャを形成するために等間隔のＮ個の主放射素 子のグループを含み、また放射素子は前記主放射素子のグループの外側に線形に 整列されて設けられ、前記１個以上の補助アパーチャを形成するＮ個の補助放射 素子を含み、 位相シフトを行なう前記手段は、ビームを所望の方向に向けるために使用し、そ れぞれが対応した供給出力に結合され、位相シフトされた供給出力を供給するＮ 個のビームステアリング位相シフタを含み、 各位相シフトされた供給出力を主放射素子および対応した補助放射素子に結合し 、アパーチャを横切って均−な位相傾斜が生成されるように主アパーチャの素子 と１個以上の補助アパーチャの素子との間における直線的な位相連続性を達成す るために前記補助放射素子に供給された信号を位相シフトする結合手段を含むこ とを特徴とするアレイ。
2. （２）結合手段は、位相シフトが行われた後で前記供給出力を増幅する増幅手段 を含むことを特徴とする請求項１記載のアレイ。
3. （３）前記結合手段は、所望のアレイアパーチャ振幅分布を与えるために前記主 および補助素子信号のそれぞれにおいて相対パワーを調節するため制御信号に応 答することを特徴とする請求項１または２記載のアレイ。
4. （４）前記結合手段はＮ個の各位相シフト供給出力に１つづつ対応するＮ個の同 一モジュールを含み、各モジュールは前記主素子信号の１つおよび前記各補助素 子信号を供給することを特徴とする請求項３記載のアレイ。
5. （５）前記各モジュールは、前記各供給信号を同じ振幅の第１および第２の信号 素子に分割する手段と、選択された位相値の正または負によって前記第１の信号 素子を位相シフトする第１の手段と、 選択された位相値の負または正によって前記第２の信号素子を位相シフトする第 ２の手段と、 前記位相値、およびそれに関連した対応する正または負の符号を選択する前記制 御信号に応答する位相シフト用の前記第１および第２の手段と、 前記第１および第２の位相シフトされた素子を受信して前記主および補助モジュ ール出力を供給し、前記主出力信号の振幅が前記選択された位相値の余弦に比例 し、前記補助出力の振幅が前記位相値の正弦の正または負に比例し、前記選択さ れた位相値は所望のアレイアパーチャ振幅分布を与えるように選択される手段を 含むことを特徴とする請求項４記載のアレイ。
6. （６）前記Ｎ個の補助放射素子は、Ｎ／２個の放射素子が第１および第２の補助 素子アレイを形成するために前記主素子アパーチャの各端部に隣接して均一に間 隔を付けられた関係で配置されるように設置されていることを特徴とする請求項 １乃至５のいずれか１項記載のアレイ。
7. （７）前記Ｎ個の補助放射素子は、補助素子アレイを形成するために前記主素子 アパーチャの１つの端部に隣接して均一な間隔で設けられていることを特徴とす る請求項１記載のアレイ。
8. （８）アレイが２次元のアレイであり、分割手段が入力信号を等しいパワーおよ び位相のＮ×Ｌ個の供給出力に分割し、 前記位相シフトを与える手段は、所望の方向にビームを操作するときに使用する ためのものであり、各々が対応した供給出力に結合され、位相シフトされた供給 出力を供給するＮ×Ｌ個のビームステアリング位相シフタを含み、前記放射素子 は２次元主素子アパーチャを形成するＮ個の主素子×Ｌ個の方形マトリクスを構 成し、前記放射素子は補助素子のマトリクスを構成し、各補助素子は複数の放射 素子を含み、この補助素子は２個の補助素子が各主素子に関して配置されるよう に前記主素子のマトリクスの外側に隣接して設けられており、 第１、第２および第３の出力端子と、 主素子の放射素子に前記第１の出力端子を結合する手段と、前記主素子に関して 前記方形に配置された前記各補助素子における各放射素子に前記第２および第３ の出力端子を結合する手段とを具備し、 前記結合手段は第１、第２および第３の出力信号を供給するために前記各位相シ フトされた供給出力を処理し、前記第１、第２および第３の出力端子に前記第１ 、第２および第３の出力信号を接続し、所望のアレイアパーチャ振幅分布を達成 するために振幅を制御し、前記第２および第３の出力信号が選択可能に前記第１ の出力信号と同位相内または逆位相にするため、前記主素子と前記補助素子との 間に均一の位相傾斜を生じるように位相を制御し、 前記結合手段が、前記供給出力を複数の信号に分割する第２の分割手段と、 主アパーチャ素子とそれらの各補助アパーチャ素子との間の直線位相連続性を達 成するために複数の信号に対して０°または１８０°のいずれかの位相修正を行 なう位相修正手段と、位相修正された複数の信号を増幅する複数の実質的に同一 の増幅器とを含むことを特徴とする請求項１記載のフェイズドアレイ。
9. （９）アレイは２次元のアレイであり、分割手段が入力信号を等しいパワーおよ び位相のＮ×Ｌ個の供給出力に分割し、 前記位相シフトを与える手段は、所望の方向にビームを操作するときに使用する ためのものであり、各々が対応した供給出力に結合され、位相シフトされた供給 出力を供給するＮ×Ｌ個のビームステアリング位相シフタを含み、前記放射素子 は２次元主素子アパーチャを形成するＮ個の主素子×Ｌ個の方形マトリクスを構 成し、前記放射素子は補助素子のマトリクスを構成し、各補助素子は複数の放射 素子を含み、この補助素子は２個の補助素子が各主素子に関して配置されるよう に前記主素子のマトリクスの外側に隣接して設けられ、 第１、第２、第３および第４の出力端子と、主素子の放射素子に前記第１の出力 端子を結合する手段と、前記主素子に関して前記方形に配置された前記各補助素 子における各放射素子に前記第２、第３および第４の出力端子を結合する手段を 具備し、 前記結合手段は第１、第２、第３および第４の出力信号を供給するために前記各 位相シフトされた供給出力を処理し、前記第１、第２、第３および第４の出力端 子に前記第１、第２、第３および第４の出力信号を接続し、所望のアレイアパー チャ振幅分布を達成するために振幅を制御し、前記第２、第３および第４の出力 信号が選択可能に前記第１の出力信号と同位相内または逆位相にするため、前記 主素子と前記補助素子との間に均一の位相傾斜を生成するように位相を制御し、 前記結合手段が、前記供給出力を複数の信号に分割する第２の分割手段と、 主アパーチャ素子とそれらの各補助アパーチャ素子との間の直線位相連続性を達 成するために複数の信号に対して０°または１８０°のいずれかの位相修正を行 なう位相修正手段と、位相修正された複数の信号を増幅する複数の実質的に同一 の増幅器とを含むことを特徴とする請求項１記載のフェイズドアレイ。