JPH0159797B2 - - Google Patents
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- JPH0159797B2 JPH0159797B2 JP55127581A JP12758180A JPH0159797B2 JP H0159797 B2 JPH0159797 B2 JP H0159797B2 JP 55127581 A JP55127581 A JP 55127581A JP 12758180 A JP12758180 A JP 12758180A JP H0159797 B2 JPH0159797 B2 JP H0159797B2
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- Japan
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- circuit
- color
- transistor
- transistors
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/68—Circuits for processing colour signals for controlling the amplitude of colour signals, e.g. automatic chroma control circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はカラーテレビジヨン受像機等において
使用するカラー利得可変回路に関するものであ
る。
使用するカラー利得可変回路に関するものであ
る。
一般にカラーテレビジヨン受像機において合成
カラー信号（搬送色信号＋カラーバースト信号）
を増幅するカラー増幅系では手動ボリウムによつ
てカラーのゲインを調整できるようにすると共
に、ACC（Automatic Color Control）信号によ
つてカラーのゲインを自動調整できるようにする
のが普通である。しかしながら、従来の斯種回路
では、手動利得可変回路と自動利得調整回路は別
個になつていたので、カラー増幅系の部品点数が
多く不経済であると共にICとして形成した場合
には専有面積の増大を余儀なくされていた。
カラー信号（搬送色信号＋カラーバースト信号）
を増幅するカラー増幅系では手動ボリウムによつ
てカラーのゲインを調整できるようにすると共
に、ACC（Automatic Color Control）信号によ
つてカラーのゲインを自動調整できるようにする
のが普通である。しかしながら、従来の斯種回路
では、手動利得可変回路と自動利得調整回路は別
個になつていたので、カラー増幅系の部品点数が
多く不経済であると共にICとして形成した場合
には専有面積の増大を余儀なくされていた。
本発明は斯る点に鑑み、手動利得可変回路と自
動利得可変回路を一体化した新規且つ有効なカラ
ー利得可変回路を提案するものである。
動利得可変回路を一体化した新規且つ有効なカラ
ー利得可変回路を提案するものである。
以下図面に示した実施例に従つて詳述する。
本発明では、先ず第１図の如く電源電圧（＋
Vcc）の電源ライン１９とアース点との間に、ボ
リウム（VR）によつてバイアス調整される手動
利得可変回路２が下段にACC制御信号によつて
バイアスが自動調整される自動利得可変回路３が
上段になるよう、それらの回路２，３を定電流源
２０に対してカスコード接続すると共に、上記手
動利得可変回路２の構成を後述の如く工夫したこ
とを特徴としている。なお、手動利得可変回路２
を下段に、自動利得可変回路３を上段に配するよ
うにした理由は、２，３及び定電流源手段２０の
各バイアスの裕度を期するためであり、もし前記
２，３を逆にして第２図のように構成した場合に
はボリウム（VR）の中心点が通常１／２Vccである ことから、自動利得可変回路３及び定電流源手段
２０のバイアスはいずれも１／２Vccよりも低く設 定しなければならず、ACC動作にも無理が生じ
るからである。ちなみに電源電圧＋Vccは＋12V
であるから、ボリウム（VR）の中点は＋6Vとな
り、かなり低い。尚、ICの場合電源電圧を小さ
くすればする程トランジスタの電流増幅器βは上
昇するので電源電圧は小さい値に選定する傾向に
ある。
Vcc）の電源ライン１９とアース点との間に、ボ
リウム（VR）によつてバイアス調整される手動
利得可変回路２が下段にACC制御信号によつて
バイアスが自動調整される自動利得可変回路３が
上段になるよう、それらの回路２，３を定電流源
２０に対してカスコード接続すると共に、上記手
動利得可変回路２の構成を後述の如く工夫したこ
とを特徴としている。なお、手動利得可変回路２
を下段に、自動利得可変回路３を上段に配するよ
うにした理由は、２，３及び定電流源手段２０の
各バイアスの裕度を期するためであり、もし前記
２，３を逆にして第２図のように構成した場合に
はボリウム（VR）の中心点が通常１／２Vccである ことから、自動利得可変回路３及び定電流源手段
２０のバイアスはいずれも１／２Vccよりも低く設 定しなければならず、ACC動作にも無理が生じ
るからである。ちなみに電源電圧＋Vccは＋12V
であるから、ボリウム（VR）の中点は＋6Vとな
り、かなり低い。尚、ICの場合電源電圧を小さ
くすればする程トランジスタの電流増幅器βは上
昇するので電源電圧は小さい値に選定する傾向に
ある。
第４図は具体的な実施回路を関係回路と共に示
しているが、この回路を説明する前にこの回路が
カラー信号処理回路において、どのような位置に
あるかを示す第３図のブロツクについて説明す
る。
しているが、この回路を説明する前にこの回路が
カラー信号処理回路において、どのような位置に
あるかを示す第３図のブロツクについて説明す
る。
第３図において、１はバンドパス回路を通して
与えられる合成カラー信号を増幅する第１カラー
増幅器であつて、上述した手動利得可変回路２と
自動利得可変回路３の一体化構成を有している。
４は第２カラー増幅器。１７はＢ−Ｙ復調器７と
Ｒ−Ｙ復調器５の出力を入力してACC信号を生
成するACC検出回路であつて、その出力はロー
パスフイルタ１８を通して自動利得可変回路３に
与えられる。このACC検出回路１７はバースト
ゲートパルスP1の期間のみ検出動作を行ない、
それ以外の期間は作動しないので、結局Ｂ−Ｙ復
調器７とＲ−Ｙ復調器５の各出力のうちカラーバ
ースト信号期間の出力のみが利用されるに過ぎな
い。このことは、バーストゲートパルスP1によ
つて駆動されるカラーキラー回路１５についても
同じである。尚、ACC検出のための入力信号と
してはＲ−Ｙ復調器５の出力の代りにＧ−Ｙ復調
器６の出力であつてもよい。カラーキラー回路１
５の出力は前記手動利得可変回路２と後述するス
イーパ回路１４に与えられるが、手動利得可変回
路２に与えられるカラーキラー出力は２をストツ
プさせるべき状態のときであつてもキラー無効手
段１６によりカラーバースト信号期間だけはスト
ツプさせないように配慮されている。キラー無効
手段１６はカラーバースト信号期間を含むパルス
幅のパルスP2によつて作動する。８は色副搬送
波を発生する電圧制御型発振器であつて、その出
力は色相調整回路９及び移相器１０を経てＲ−Ｙ
復調器５とＢ−Ｙ復調器７に与えられると共に位
相比較器１２に与えられる。位相比較器１２は第
２カラー増幅器４のバーストゲート１１で抽出さ
れたカラーバースト信号と前記色副搬送波の位相
比較を行ない、その出力で電圧制御発振器８の周
波数と位相を制御する。１３は制御電圧からノイ
ズや高周波成分を除去するローパスフイルタであ
る。スイーパ回路１４は前記位相比較器１２の出
力振幅が小さい場合に3.579545MHzの安定電位に
ロツクしない不都合を解消するべく階段状のスイ
ープ電圧を前記位相比較器１２の出力に重畳すべ
く供給するものである。カラーキラー回路１５は
白黒放送受信時に手動利得可変回路２をストツプ
させて、後続回路にカラー信号を供給させないよ
うに作用するが、カラー放送受信時であつても色
同期が乱れている場合等の状態のときには、手動
利得可変回路２をストツプ〔ただしキラー無効手
段１６によりカラーバースト信号期間は作動〕さ
せて色ノイズが画面に現われないようにすると共
にスイーパ回路１４は動作させる。
与えられる合成カラー信号を増幅する第１カラー
増幅器であつて、上述した手動利得可変回路２と
自動利得可変回路３の一体化構成を有している。
４は第２カラー増幅器。１７はＢ−Ｙ復調器７と
Ｒ−Ｙ復調器５の出力を入力してACC信号を生
成するACC検出回路であつて、その出力はロー
パスフイルタ１８を通して自動利得可変回路３に
与えられる。このACC検出回路１７はバースト
ゲートパルスP1の期間のみ検出動作を行ない、
それ以外の期間は作動しないので、結局Ｂ−Ｙ復
調器７とＲ−Ｙ復調器５の各出力のうちカラーバ
ースト信号期間の出力のみが利用されるに過ぎな
い。このことは、バーストゲートパルスP1によ
つて駆動されるカラーキラー回路１５についても
同じである。尚、ACC検出のための入力信号と
してはＲ−Ｙ復調器５の出力の代りにＧ−Ｙ復調
器６の出力であつてもよい。カラーキラー回路１
５の出力は前記手動利得可変回路２と後述するス
イーパ回路１４に与えられるが、手動利得可変回
路２に与えられるカラーキラー出力は２をストツ
プさせるべき状態のときであつてもキラー無効手
段１６によりカラーバースト信号期間だけはスト
ツプさせないように配慮されている。キラー無効
手段１６はカラーバースト信号期間を含むパルス
幅のパルスP2によつて作動する。８は色副搬送
波を発生する電圧制御型発振器であつて、その出
力は色相調整回路９及び移相器１０を経てＲ−Ｙ
復調器５とＢ−Ｙ復調器７に与えられると共に位
相比較器１２に与えられる。位相比較器１２は第
２カラー増幅器４のバーストゲート１１で抽出さ
れたカラーバースト信号と前記色副搬送波の位相
比較を行ない、その出力で電圧制御発振器８の周
波数と位相を制御する。１３は制御電圧からノイ
ズや高周波成分を除去するローパスフイルタであ
る。スイーパ回路１４は前記位相比較器１２の出
力振幅が小さい場合に3.579545MHzの安定電位に
ロツクしない不都合を解消するべく階段状のスイ
ープ電圧を前記位相比較器１２の出力に重畳すべ
く供給するものである。カラーキラー回路１５は
白黒放送受信時に手動利得可変回路２をストツプ
させて、後続回路にカラー信号を供給させないよ
うに作用するが、カラー放送受信時であつても色
同期が乱れている場合等の状態のときには、手動
利得可変回路２をストツプ〔ただしキラー無効手
段１６によりカラーバースト信号期間は作動〕さ
せて色ノイズが画面に現われないようにすると共
にスイーパ回路１４は動作させる。
カラー放送の正常受信時には手動利得可変回路
２は働らかせ、スイーパ回路１４の動作はストツ
プさせるようにカラーキラー回路１５は作用す
る。
２は働らかせ、スイーパ回路１４の動作はストツ
プさせるようにカラーキラー回路１５は作用す
る。
次に第４図において、手動利得可変回路２はト
ランジスタT51，T52，T53，T54、抵抗R63，R64，
R65，R66，R68，R70、ボリウム（VR）による部
分で形成され、自動利得可変回路３はトランジス
タT46，T56，T57，T58，T59、抵抗R69による部
分で形成されており、定電流源手段２０はトラン
ジスタT55と抵抗R67によつて構成されている。
尚、トランジスタT48，T49，T50、ダイオード
D8，D9、抵抗R54，R55，R56、R57，R58，R59，
R60，R61は定電圧回路を形成している。T65は第
２カラー増幅器４を構成するトランジスタであつ
て、その出力はエミツタフオロワトランジスタ
T66を介して(k)点に出力される。
ランジスタT51，T52，T53，T54、抵抗R63，R64，
R65，R66，R68，R70、ボリウム（VR）による部
分で形成され、自動利得可変回路３はトランジス
タT46，T56，T57，T58，T59、抵抗R69による部
分で形成されており、定電流源手段２０はトラン
ジスタT55と抵抗R67によつて構成されている。
尚、トランジスタT48，T49，T50、ダイオード
D8，D9、抵抗R54，R55，R56、R57，R58，R59，
R60，R61は定電圧回路を形成している。T65は第
２カラー増幅器４を構成するトランジスタであつ
て、その出力はエミツタフオロワトランジスタ
T66を介して(k)点に出力される。
バンドパス回路２１を通して与えられた合成カ
ラー信号は抵抗R62を介して第１差動対を形成す
る一方のトランジスタT51のベースに供給され
る。ここでT51のベースに入力される合成カラー
信号をei、該信号eiによつて流れる信号電流をｉ
とすると、信号電流は第２差動対を形成するトラ
ンジスタT52，T53のエミツタに接続された抵抗
R64，R65〔これらの抵抗はいずれも2.2KΩ〕では
減衰されてトランジスタT52，T53には殆んど加
わらないので第５図に示すようにトランジスタ
T51のエミツタから第１差動対の他方のトランジ
スタT54のエミツタ・コレクタを通して第５図に
示す如く流れ(a)点に生じる。ここでトランジスタ
の電流増幅率をβ、エミツタ微分抵抗reをre＝
kT／qI（ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷、
Ｔは絶対温度）とし、第１差動対トランジスタ
T51，T54のエミツタに流れる直流電流をI1とする
と、信号電流ｉは ｉ＝R63ei／R62＋R63／２kT／qI1＋R66／β＋１＋
１／β＋１・R62R63／R63＋R63 となる。自動利得可変回路３の差動対２２の一方
のトランジスタT56のベースバイアスはトランジ
スタT46により他方のトランジスタT57のベース
バイアスよりも高く設定されているので、差動対
２２ではトランジスタT57がオフ、トランジスタ
T56がオンとなつており、前記信号電流ｉはトラ
ンジスタT56へ流れ(d)点での信号電流i′は、 i′＝（β／β＋１）2 R63ei／R62＋R63２kT／qI1＋R66／β＋１＋１／β＋
１・
R62R63／R62＋R63 となる。このi′による出力電圧をepとすると、 ep＝R69・i′＝（β／β＋１）2 R63R69ei／R62＋R63／２kT／qI1＋R66／β＋１＋１／
β＋１・R62R63／R62＋R63 となる。そこで利得eo／eiを求めると、 eo／ei＝（β／β＋１）2 R63R69ei／R62＋R63／２kT／qI1＋R66／β＋１＋１／
β＋１・R62R63／R62＋R63 となり、直流電流I1を変化させることによりre＝
kT／qI1を変化させて利得を可変できることが分る。
ラー信号は抵抗R62を介して第１差動対を形成す
る一方のトランジスタT51のベースに供給され
る。ここでT51のベースに入力される合成カラー
信号をei、該信号eiによつて流れる信号電流をｉ
とすると、信号電流は第２差動対を形成するトラ
ンジスタT52，T53のエミツタに接続された抵抗
R64，R65〔これらの抵抗はいずれも2.2KΩ〕では
減衰されてトランジスタT52，T53には殆んど加
わらないので第５図に示すようにトランジスタ
T51のエミツタから第１差動対の他方のトランジ
スタT54のエミツタ・コレクタを通して第５図に
示す如く流れ(a)点に生じる。ここでトランジスタ
の電流増幅率をβ、エミツタ微分抵抗reをre＝
kT／qI（ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷、
Ｔは絶対温度）とし、第１差動対トランジスタ
T51，T54のエミツタに流れる直流電流をI1とする
と、信号電流ｉは ｉ＝R63ei／R62＋R63／２kT／qI1＋R66／β＋１＋
１／β＋１・R62R63／R63＋R63 となる。自動利得可変回路３の差動対２２の一方
のトランジスタT56のベースバイアスはトランジ
スタT46により他方のトランジスタT57のベース
バイアスよりも高く設定されているので、差動対
２２ではトランジスタT57がオフ、トランジスタ
T56がオンとなつており、前記信号電流ｉはトラ
ンジスタT56へ流れ(d)点での信号電流i′は、 i′＝（β／β＋１）2 R63ei／R62＋R63２kT／qI1＋R66／β＋１＋１／β＋
１・
R62R63／R62＋R63 となる。このi′による出力電圧をepとすると、 ep＝R69・i′＝（β／β＋１）2 R63R69ei／R62＋R63／２kT／qI1＋R66／β＋１＋１／
β＋１・R62R63／R62＋R63 となる。そこで利得eo／eiを求めると、 eo／ei＝（β／β＋１）2 R63R69ei／R62＋R63／２kT／qI1＋R66／β＋１＋１／
β＋１・R62R63／R62＋R63 となり、直流電流I1を変化させることによりre＝
kT／qI1を変化させて利得を可変できることが分る。
この直流電流I1を変化させるのが差動対トランジ
スタT52，T53と抵抗R64，R65及び抵抗R68，R70、
ボリウム（VR）である。
スタT52，T53と抵抗R64，R65及び抵抗R68，R70、
ボリウム（VR）である。
ボリウム（VR）によつてトランジスタT52，
T53のベース電位を変化させてトランジスタT52，
T53のエミツタ電位とT51，T54のエミツタ電位の
電位差を変化させ、抵抗R64，R65に流れる直流
電流を変化させると、その変化分に応じてトラン
ジスタT51，T54を流れる直流電流I1が変化し、上
述の利得を可変することになる。
T53のベース電位を変化させてトランジスタT52，
T53のエミツタ電位とT51，T54のエミツタ電位の
電位差を変化させ、抵抗R64，R65に流れる直流
電流を変化させると、その変化分に応じてトラン
ジスタT51，T54を流れる直流電流I1が変化し、上
述の利得を可変することになる。
尚、このように第４図における手動利得可変回
路は同一の定電流源〔トランジスタT55、抵抗
R67〕に対し２組の差動対を接続し、そのうちの
第２の差動対T52，T53と定電流源間には抵抗
R64，R65を挿入すると共に、この第２差動対
T52，T53の出力端と、第１差動対T51，T54の出
力端とを共通に接続し、前記第２差動対T52，
T53のバイアスを可変することによつて第１差動
対T51，T54を流れる直流電流を変化させ、それ
によつて該他方の差動対T51，T54を流れる交流
信号の利得を可変できるように構成されているの
で、各差動対T51，T54及びT52，T53が常に平衡
状態を保つことになり温度特性は極めて良い。
路は同一の定電流源〔トランジスタT55、抵抗
R67〕に対し２組の差動対を接続し、そのうちの
第２の差動対T52，T53と定電流源間には抵抗
R64，R65を挿入すると共に、この第２差動対
T52，T53の出力端と、第１差動対T51，T54の出
力端とを共通に接続し、前記第２差動対T52，
T53のバイアスを可変することによつて第１差動
対T51，T54を流れる直流電流を変化させ、それ
によつて該他方の差動対T51，T54を流れる交流
信号の利得を可変できるように構成されているの
で、各差動対T51，T54及びT52，T53が常に平衡
状態を保つことになり温度特性は極めて良い。
ちなみに従来の利得可変回路は第８図に示すよ
うに差動対Q1，Q2を不平衡な状態にし、電流I1，
I2の分流比を変えて、I1を通して得られる信号の
利得を可変するようなものであつたから温度に対
する特性は第９図に示すように頗る悪かつた。第
９図において横軸は温度（℃）を、縦軸は利得を
とつており、分流比が１：１から離れるとイ，
ロ，ハ，ニ，ホ，ヘの如く温度ドリフトが大きく
なるという欠点があり、補償も困難であつた。
うに差動対Q1，Q2を不平衡な状態にし、電流I1，
I2の分流比を変えて、I1を通して得られる信号の
利得を可変するようなものであつたから温度に対
する特性は第９図に示すように頗る悪かつた。第
９図において横軸は温度（℃）を、縦軸は利得を
とつており、分流比が１：１から離れるとイ，
ロ，ハ，ニ，ホ，ヘの如く温度ドリフトが大きく
なるという欠点があり、補償も困難であつた。
これに対し、本発明における回路では、第６図
に示すように、どのような状態ト，チ，リ，ヌ，
ル〔ボリウム（VR）によつて直流電流を変えた
状態〕でも温度特性は略一定であり、わずかな変
化は例え定電流源に手当を施こすことにより簡単
に補償できる。ただし、第６図の如き特性であれ
ばそのような手当を施さなくても十分実用に供し
うる。
に示すように、どのような状態ト，チ，リ，ヌ，
ル〔ボリウム（VR）によつて直流電流を変えた
状態〕でも温度特性は略一定であり、わずかな変
化は例え定電流源に手当を施こすことにより簡単
に補償できる。ただし、第６図の如き特性であれ
ばそのような手当を施さなくても十分実用に供し
うる。
また従来回路ではボリウム（VR）による制御
感度は第８図において抵抗R1，R2の比によつて
決まるので、制御感度を上げようとすると抵抗
R1，R2の比を大きく選んでおかなければならな
いが、ICにおいては、抵抗比が大きければ、そ
れだけ回路の特性はパラツクことになり、好まし
くない。これに対し、本発明による上述の実施回
路では制御端子側〔ボリウム（VR）側〕からみ
た利得は抵抗R64，R65で制限されるので低く、
従つて抵抗R68とR70の比を大きくとる必要がな
いという長所もあり、IC化に好適である。
感度は第８図において抵抗R1，R2の比によつて
決まるので、制御感度を上げようとすると抵抗
R1，R2の比を大きく選んでおかなければならな
いが、ICにおいては、抵抗比が大きければ、そ
れだけ回路の特性はパラツクことになり、好まし
くない。これに対し、本発明による上述の実施回
路では制御端子側〔ボリウム（VR）側〕からみ
た利得は抵抗R64，R65で制限されるので低く、
従つて抵抗R68とR70の比を大きくとる必要がな
いという長所もあり、IC化に好適である。
またゲインコントロールボリウムは一般に受像
機の前面側にあるのでボリウムにより得られた制
御電圧の供給点までの線路が長く、そのためノイ
ズや他の漏洩信号が乗り易くなるが、本発明の上
記実施回路では、このような不所望な信号は出力
側に導出され難くなるというメリツトもある。
尚、抵抗R64，R65を個別に設けずに、１つの抵
抗で共用するようにしてもよい。
機の前面側にあるのでボリウムにより得られた制
御電圧の供給点までの線路が長く、そのためノイ
ズや他の漏洩信号が乗り易くなるが、本発明の上
記実施回路では、このような不所望な信号は出力
側に導出され難くなるというメリツトもある。
尚、抵抗R64，R65を個別に設けずに、１つの抵
抗で共用するようにしてもよい。
(b)点に抵抗R71を介して接続されたトランジス
タT63はそのベースに抵抗R82を介して与えられ
るパルスP2によつてカラーバースト信号期間に
導通し、ボリウム（VR）で設定した手動調整状
態を少くともカラーバースト信号期間のみ解除す
る。これは、ACC検出回路１７の検出動作時に
手動調整状態を解除させるためである。
タT63はそのベースに抵抗R82を介して与えられ
るパルスP2によつてカラーバースト信号期間に
導通し、ボリウム（VR）で設定した手動調整状
態を少くともカラーバースト信号期間のみ解除す
る。これは、ACC検出回路１７の検出動作時に
手動調整状態を解除させるためである。
第４図において、自動利得可変回路３を構成す
る差動対のうちT58，T59よりなる差動対２３は
(d)点に出力される直流出力レベルを一定にするよ
うに働くだけである。一方信号の増幅にあずかる
差動対２２を構成するトランジスタT56，T57の
うちT57は先にも述べたようにオフとなつている
が、ACC信号が生じると、コンデンサ（CA）の
両端電圧が上つてトランジスタT46はオフとな
り、トランジスタT57のベース電位はコンデンサ
（CA）の電圧、従つてACC電圧によつて決まる。
ACC電圧によるトランジスタT57のオン状態で
は、T57を流れる直流電流がACC電圧によつて制
御され、従つて、これと差動対を組むトランジス
タT56の直流電流も変化し、(d)点に出力される合
成カラー信号の利得はACC電圧によつて自動的
に制御されることになる。
る差動対のうちT58，T59よりなる差動対２３は
(d)点に出力される直流出力レベルを一定にするよ
うに働くだけである。一方信号の増幅にあずかる
差動対２２を構成するトランジスタT56，T57の
うちT57は先にも述べたようにオフとなつている
が、ACC信号が生じると、コンデンサ（CA）の
両端電圧が上つてトランジスタT46はオフとな
り、トランジスタT57のベース電位はコンデンサ
（CA）の電圧、従つてACC電圧によつて決まる。
ACC電圧によるトランジスタT57のオン状態で
は、T57を流れる直流電流がACC電圧によつて制
御され、従つて、これと差動対を組むトランジス
タT56の直流電流も変化し、(d)点に出力される合
成カラー信号の利得はACC電圧によつて自動的
に制御されることになる。
次に(f)点に供給されるACC信号（電圧）を生
成するACC検出回路１７は第４図に示すように
差動接続されたトランジスタT86，T87及び定電
流源トランジスタT85、抵抗R106からなる比較器
２４を有しており、Ｒ−Ｙ復調器５からエミツタ
フオロワT104及びブリーダ抵抗R122，R123の接続
中点(g)を経てトランジスタT87のベースに与えら
れるＲ−Ｙ復調出力と、Ｂ−Ｙ復調器７からエミ
ツタフオロワT105、ローパスフイルタ２５〔抵抗
R108とコンデンサC10より成る〕を径てトランジ
スタT86のベースに与えられるＢ−Ｙ復調出力と
の振幅比較を行なう。
成するACC検出回路１７は第４図に示すように
差動接続されたトランジスタT86，T87及び定電
流源トランジスタT85、抵抗R106からなる比較器
２４を有しており、Ｒ−Ｙ復調器５からエミツタ
フオロワT104及びブリーダ抵抗R122，R123の接続
中点(g)を経てトランジスタT87のベースに与えら
れるＲ−Ｙ復調出力と、Ｂ−Ｙ復調器７からエミ
ツタフオロワT105、ローパスフイルタ２５〔抵抗
R108とコンデンサC10より成る〕を径てトランジ
スタT86のベースに与えられるＢ−Ｙ復調出力と
の振幅比較を行なう。
ただし、比較器２４は定電流源トランジスタ
T85に印加されるバーストゲートパルスP1の期間
のみ作動するから、前記各復調出力のうちカラー
バースト信号期間の出力のみが比較使用されるに
過ぎない。
T85に印加されるバーストゲートパルスP1の期間
のみ作動するから、前記各復調出力のうちカラー
バースト信号期間の出力のみが比較使用されるに
過ぎない。
今、(h)点及び(i)点におけるＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ出力
電圧をそれぞれER、EBとし、トランジスタT86，
T87のベース電位をそれぞれV86、V87とすると、 V86＝EB V87＝R123／R122＋R123ER となる。ER＝EBとなるように復調器５，７等が
設計されているのでトランジスタT86とT87のベ
ース電位の差△V1を求めると、 △V1＝R122／R122＋R123EB となる。Ｒ−Ｙ復調器５の復調軸２６、Ｂ−Ｙ復
調器７の復調軸２７、カラーバースト信号の位相
関係は第７図に示すようになつており、Ｂ−Ｙ復
調軸２７はカラーバースト信号とは逆位相である
ので負の極性で生じるが、カラーバースト信号の
大きさにより比較すべきＢ−Ｙ復調出力は変化
し、△V1を境にしてトランジスタT86，T87のオ
ン、オフは逆転する。尚、Ｒ−Ｙ復調器５のカラ
ーバースト復調出力は第７図の位相関係から０で
あり、直流バイアスのみがT87に与えられるに過
ぎない。Ｂ−Ｙ復調器７によるカラーバースト信
号復調出力が△V1よりも小さいときにはトラン
ジスタT86のベース電位はトランジスタT87のベ
ース電位よりも依然として高いので、トランジス
タT86がオン、トランジスタT87がオフ状態とな
りトランジスタT88，T89，T90及び抵抗R103，
R104，R105で形成されたカレントミラー回路２８
には電流は流れず、従つて抵抗R73と共にローパ
スフイルタ１８を形成するコンデンサ（CA）に
は充電電流は流れない。そのため、(f)点の電位は
トランジスタT57，T59を導通せしめることはな
い。
電圧をそれぞれER、EBとし、トランジスタT86，
T87のベース電位をそれぞれV86、V87とすると、 V86＝EB V87＝R123／R122＋R123ER となる。ER＝EBとなるように復調器５，７等が
設計されているのでトランジスタT86とT87のベ
ース電位の差△V1を求めると、 △V1＝R122／R122＋R123EB となる。Ｒ−Ｙ復調器５の復調軸２６、Ｂ−Ｙ復
調器７の復調軸２７、カラーバースト信号の位相
関係は第７図に示すようになつており、Ｂ−Ｙ復
調軸２７はカラーバースト信号とは逆位相である
ので負の極性で生じるが、カラーバースト信号の
大きさにより比較すべきＢ−Ｙ復調出力は変化
し、△V1を境にしてトランジスタT86，T87のオ
ン、オフは逆転する。尚、Ｒ−Ｙ復調器５のカラ
ーバースト復調出力は第７図の位相関係から０で
あり、直流バイアスのみがT87に与えられるに過
ぎない。Ｂ−Ｙ復調器７によるカラーバースト信
号復調出力が△V1よりも小さいときにはトラン
ジスタT86のベース電位はトランジスタT87のベ
ース電位よりも依然として高いので、トランジス
タT86がオン、トランジスタT87がオフ状態とな
りトランジスタT88，T89，T90及び抵抗R103，
R104，R105で形成されたカレントミラー回路２８
には電流は流れず、従つて抵抗R73と共にローパ
スフイルタ１８を形成するコンデンサ（CA）に
は充電電流は流れない。そのため、(f)点の電位は
トランジスタT57，T59を導通せしめることはな
い。
しかしながら、Ｂ−Ｙ復調器７によるカラーバ
ースト信号の復調出力が大きくなつて、トランジ
スタT86のベース電位がトランジスタT87のベー
ス電位よりも低くなるとトランジスタT86がオ
フ、トランジスタT87がオンになつてカレントミ
ラー回路２８に電流が流れコンデンサ（CA）が
トランジスタT91，T92よりなるダーリントン接
続回路を通して充電され、その両端電圧が上が
り、自動利得可変回路３のトランジスタT57，
T58が導通し、特にT57の導通に伴ないトランジ
スタT56，T57の分流比がコンデンサ（CA）の両
端に生じるACC電圧によつて制御されトランジ
スタT56のエミツタ・コレクタを通して(d)点に生
じる出力の利得が低くなるように自動制御される
ことになる。
ースト信号の復調出力が大きくなつて、トランジ
スタT86のベース電位がトランジスタT87のベー
ス電位よりも低くなるとトランジスタT86がオ
フ、トランジスタT87がオンになつてカレントミ
ラー回路２８に電流が流れコンデンサ（CA）が
トランジスタT91，T92よりなるダーリントン接
続回路を通して充電され、その両端電圧が上が
り、自動利得可変回路３のトランジスタT57，
T58が導通し、特にT57の導通に伴ないトランジ
スタT56，T57の分流比がコンデンサ（CA）の両
端に生じるACC電圧によつて制御されトランジ
スタT56のエミツタ・コレクタを通して(d)点に生
じる出力の利得が低くなるように自動制御される
ことになる。
尚、上述のようにACC信号を検出するのにＢ
−Ｙ復調器７の出力だけで行なわずに、Ｂ−Ｙ復
調器７の出力をＲ−Ｙ復調器５の出力と振幅比較
して行なうようにしているが、このようにするこ
とにより、ノイズによる誤動作を防止できる。即
ち、弱電界時には特にノイズが多くなり、このノ
イズは復調器からそのまま出力されてACC検出
回路に入力されるので、もしＢ−Ｙ復調器７の出
力のみを使つてACC信号を生成すると、ノイズ
によつてＢ−Ｙ復調出力がもち上つて、カラーバ
ースト信号の振幅が小さいときでも、自動利得可
変回路３のゲインを下げるようにACCが働くと
いう誤動作を招来することになるが、第４図の実
施例の如くＢ−Ｙ復調器７とＲ−Ｙ復調器５の出
力を振幅比較するようにすればノイズは双方の復
調器から比較器２４に与えられるので、互いにキ
ヤンセルされ、ノイズがACC信号に重畳される
ことはなくなり、上述の誤動作は生じないのであ
る。尚、Ｒ−Ｙ復調器５の出力の代りにＧ−Ｙ復
調器６の出力を使つてもよい。Ｒ−Ｙ復調器５と
Ｇ−Ｙ復調器６のカラーバースト復調出力は実質
的に同一であるからである。即ちＲ−Ｙ復調器５
のカラーバースト復調出力は０であり、一方Ｇ−
Ｙ復調器６はＲ−Ｙ復調器５とＢ−Ｙ復調器７の
出力をマトリツクスして得ると共に５，７の出力
に比し一般に3/10程度に設定されているためカラ
ーバースト信号期間にＧ−Ｙ復調器６はＢ−Ｙ復
調器７の出力を3/10に減衰して出力するため略０
とみなすことができるからである。
−Ｙ復調器７の出力だけで行なわずに、Ｂ−Ｙ復
調器７の出力をＲ−Ｙ復調器５の出力と振幅比較
して行なうようにしているが、このようにするこ
とにより、ノイズによる誤動作を防止できる。即
ち、弱電界時には特にノイズが多くなり、このノ
イズは復調器からそのまま出力されてACC検出
回路に入力されるので、もしＢ−Ｙ復調器７の出
力のみを使つてACC信号を生成すると、ノイズ
によつてＢ−Ｙ復調出力がもち上つて、カラーバ
ースト信号の振幅が小さいときでも、自動利得可
変回路３のゲインを下げるようにACCが働くと
いう誤動作を招来することになるが、第４図の実
施例の如くＢ−Ｙ復調器７とＲ−Ｙ復調器５の出
力を振幅比較するようにすればノイズは双方の復
調器から比較器２４に与えられるので、互いにキ
ヤンセルされ、ノイズがACC信号に重畳される
ことはなくなり、上述の誤動作は生じないのであ
る。尚、Ｒ−Ｙ復調器５の出力の代りにＧ−Ｙ復
調器６の出力を使つてもよい。Ｒ−Ｙ復調器５と
Ｇ−Ｙ復調器６のカラーバースト復調出力は実質
的に同一であるからである。即ちＲ−Ｙ復調器５
のカラーバースト復調出力は０であり、一方Ｇ−
Ｙ復調器６はＲ−Ｙ復調器５とＢ−Ｙ復調器７の
出力をマトリツクスして得ると共に５，７の出力
に比し一般に3/10程度に設定されているためカラ
ーバースト信号期間にＧ−Ｙ復調器６はＢ−Ｙ復
調器７の出力を3/10に減衰して出力するため略０
とみなすことができるからである。
第４図においてトランジスタT60，T61はカラ
ーキラー信号によつて作動するトランジスタであ
つて、これらのトランジスタT60，T61は図示の
如く接続されている(j)点に与えられるカラーキラ
ー回路１５の出力がローレベルのときにオフとな
つて、手動利得可変回路２のトランジスタT51，
T52，T53，T54の働きに何ら関与しないが、(j)点
に与えられるカラーキラー回路１５の出力がハイ
レベルのときは導通して、それらのエミツタ電位
を上げるのでトランジスタT51，T54はオフ状態
となり、トランジスタT51のベースに与えられて
いる信号はトランジスタT54のコレクタ、従つて
(a)点に出力されない。このようにしてカラーキラ
ーが行なわれる。ただし、手動利得可変回路２が
全面的に停止すると、自動色同期回路における位
相比較器１２〔第３図〕にカラーバースト信号が
与えられず、色同期がいつまでもかからないこと
になるので、このような不都合を回避するべく、
キラー無効手段１６を設けて、少くともカラーバ
ースト期間のみは前記カラーキラー信号を無効に
して手動利得可変回路２を働くように手当してい
るが、このキラー無効手段１６は第４図におい
て、トランジスタT64によつて構成されている。
即ち、トランジスタT64はそのベースに抵抗R83
を介して与えられるパルスP2によつて前記パル
ス期間（カラーバースト信号期間を含み、カラー
バースト信号期間より、わずか幅広い）にオン
し、(j)点の電位をアースレベルにクランプするの
である。従つて、(j)点にハイレベルのカラーキラ
ー回路出力が与えられても、前記パルスP2期間
にトランジスタT60，T61はオフ状態となり、手
動利得可変回路２は作動する。
ーキラー信号によつて作動するトランジスタであ
つて、これらのトランジスタT60，T61は図示の
如く接続されている(j)点に与えられるカラーキラ
ー回路１５の出力がローレベルのときにオフとな
つて、手動利得可変回路２のトランジスタT51，
T52，T53，T54の働きに何ら関与しないが、(j)点
に与えられるカラーキラー回路１５の出力がハイ
レベルのときは導通して、それらのエミツタ電位
を上げるのでトランジスタT51，T54はオフ状態
となり、トランジスタT51のベースに与えられて
いる信号はトランジスタT54のコレクタ、従つて
(a)点に出力されない。このようにしてカラーキラ
ーが行なわれる。ただし、手動利得可変回路２が
全面的に停止すると、自動色同期回路における位
相比較器１２〔第３図〕にカラーバースト信号が
与えられず、色同期がいつまでもかからないこと
になるので、このような不都合を回避するべく、
キラー無効手段１６を設けて、少くともカラーバ
ースト期間のみは前記カラーキラー信号を無効に
して手動利得可変回路２を働くように手当してい
るが、このキラー無効手段１６は第４図におい
て、トランジスタT64によつて構成されている。
即ち、トランジスタT64はそのベースに抵抗R83
を介して与えられるパルスP2によつて前記パル
ス期間（カラーバースト信号期間を含み、カラー
バースト信号期間より、わずか幅広い）にオン
し、(j)点の電位をアースレベルにクランプするの
である。従つて、(j)点にハイレベルのカラーキラ
ー回路出力が与えられても、前記パルスP2期間
にトランジスタT60，T61はオフ状態となり、手
動利得可変回路２は作動する。
以上の如く本発明のカラー利得可変回路では手
動利得可変回路をカラー入力信号がベースに印加
される第１の差動対トランジスタの各コレクタ・
エミツタ間に制御用の第２の差動対トランジスタ
の各コレクタ・エミツタ間を並列接続し、その各
ベースに手動利得調整用のボリウムを接続する構
成になすと共に、自動利得可変回路を上記第１の
差動対トランジスタのコレクタにエミツタが共通
接続されたトランジスタ差動増幅回路のベースに
ACC制御信号を印加する構成として、上記手動
利得可変回路が上段で自動利得可変回路が下段に
なるようにカスコード接続したので、その各利得
可変回路のバイアス設定が容易で、しかも、上記
第１第２差動対トランジスタが相補的に動作する
ことによる温度特性の安定なカラー利得可変回路
を実現できる。
動利得可変回路をカラー入力信号がベースに印加
される第１の差動対トランジスタの各コレクタ・
エミツタ間に制御用の第２の差動対トランジスタ
の各コレクタ・エミツタ間を並列接続し、その各
ベースに手動利得調整用のボリウムを接続する構
成になすと共に、自動利得可変回路を上記第１の
差動対トランジスタのコレクタにエミツタが共通
接続されたトランジスタ差動増幅回路のベースに
ACC制御信号を印加する構成として、上記手動
利得可変回路が上段で自動利得可変回路が下段に
なるようにカスコード接続したので、その各利得
可変回路のバイアス設定が容易で、しかも、上記
第１第２差動対トランジスタが相補的に動作する
ことによる温度特性の安定なカラー利得可変回路
を実現できる。
第１図は本発明のカラー利得可変回路を示す図
面であり、第２図は第１図の説明図である。第３
図は本発明のカラー利得可変回路を関係回路と共
に示すブロツク図であり、第４図はその要部の回
路図、第５図及び第６図、第７図は第４図の説明
図である。第８図は従来例の回路図であり、第９
図はその説明図である。 １……第１カラー増幅器、２……手動利得可変
回路、３……自動利得可変回路、４……第２カラ
ー増幅器、５……Ｒ−Ｙ復調器、６……Ｇ−Ｙ復
調器、７……Ｂ−Ｙ復調器、１５……カラーキラ
ー回路、１６……キラー無効手段、１７……
ACC検出回路、１８……ローパスフイルタ。
面であり、第２図は第１図の説明図である。第３
図は本発明のカラー利得可変回路を関係回路と共
に示すブロツク図であり、第４図はその要部の回
路図、第５図及び第６図、第７図は第４図の説明
図である。第８図は従来例の回路図であり、第９
図はその説明図である。 １……第１カラー増幅器、２……手動利得可変
回路、３……自動利得可変回路、４……第２カラ
ー増幅器、５……Ｒ−Ｙ復調器、６……Ｇ−Ｙ復
調器、７……Ｂ−Ｙ復調器、１５……カラーキラ
ー回路、１６……キラー無効手段、１７……
ACC検出回路、１８……ローパスフイルタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 定電流源２０と、 この定電流源にエミツタが共通接続され、ベー
スにカラー入力信号が印加される第１差動対トラ
ンジスタT51，T54と、 前記第１差動対トランジスタの一方のコレクタ
にそのエミツタ共通接続点が接続され、そのベー
スにACC制御信号が印加されるトランジスタ差
動増幅回路３と、 前記トランジスタ差動増幅回路と電源（＋
Vcc）との間に接続された負荷抵抗R69と、 前記第１差動対トランジスタの各コレクタ・エ
ミツタ間に各コレクタ・エミツタが並列に接続さ
れる第２差動対トランジスタT52，T53と、 この第２差動対トランジスタの各ベースに接続
される手動利得調整用のボリウム（VR）とから
なるカラー利得可変回路。 ２ 前記トランジスタ差動増幅回路は平衡接続さ
れた二つの差動対トランジスタからなることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のカラー利得
可変回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55127581A JPS5752288A (en) | 1980-09-11 | 1980-09-11 | Color gain variable circuit |
| AU75871/81A AU547089B2 (en) | 1980-09-11 | 1981-09-10 | Color gain controllable circuit |
| US06/380,723 US4477831A (en) | 1980-09-11 | 1981-09-10 | Color gain control circuit |
| PCT/JP1981/000229 WO1982001110A1 (en) | 1980-09-11 | 1981-09-10 | Color gain controllable circuit |
| DE8181902590T DE3169398D1 (en) | 1980-09-11 | 1981-09-10 | Color gain control circuit |
| EP81902590A EP0060890B1 (en) | 1980-09-11 | 1981-09-10 | Color gain control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55127581A JPS5752288A (en) | 1980-09-11 | 1980-09-11 | Color gain variable circuit |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14186181A Division JPS5778292A (en) | 1981-09-08 | 1981-09-08 | Color gain variable circuit |
| JP14665381A Division JPH0230604B2 (ja) | 1981-09-16 | 1981-09-16 | Ritokukahenkairo |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5752288A JPS5752288A (en) | 1982-03-27 |
| JPH0159797B2 true JPH0159797B2 (ja) | 1989-12-19 |
Family
ID=14963595
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55127581A Granted JPS5752288A (en) | 1980-09-11 | 1980-09-11 | Color gain variable circuit |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4477831A (ja) |
| EP (1) | EP0060890B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5752288A (ja) |
| AU (1) | AU547089B2 (ja) |
| WO (1) | WO1982001110A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4694355A (en) * | 1985-09-16 | 1987-09-15 | Eastman Kodak Company | Black and white level adjustment and normalization circuit for a color video printer |
| JPS62227291A (ja) * | 1986-03-29 | 1987-10-06 | Toshiba Corp | 自動色飽和度制御装置 |
| US4794932A (en) * | 1986-03-31 | 1989-01-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Conversion control circuit for image display apparatus |
| US4766483A (en) * | 1987-06-02 | 1988-08-23 | Zenith Electronics Corporation | Automatic color tuning system with variable gain APC circuit |
| JPH0748873B2 (ja) * | 1987-09-21 | 1995-05-24 | 株式会社日立製作所 | 磁気記録再生装置 |
| CN1305318C (zh) * | 2003-09-17 | 2007-03-14 | 松下电器产业株式会社 | 彩色解调电路 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1183496A (en) * | 1966-07-15 | 1970-03-04 | Philips Electronic Associated | Colour Television Receiver |
| JPS4728170B1 (ja) * | 1969-05-13 | 1972-07-26 | ||
| US3626089A (en) * | 1969-11-26 | 1971-12-07 | Motorola Inc | Chroma signal processing circuit for a color television receiver |
| NL164172C (nl) * | 1970-04-28 | 1980-11-17 | Philips Nv | Instelbare chrominantiesignaalverwerkingstrap voor een kleurentelevisieontvanger. |
| GB1386235A (en) * | 1971-05-07 | 1975-03-05 | Rca Corp | Pal chroma processor |
| JPS5240947A (en) * | 1975-09-27 | 1977-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Gain control circuit |
| US4054905A (en) * | 1976-10-28 | 1977-10-18 | Rca Corporation | Automatic chrominance gain control system |
| JPS5534506A (en) * | 1978-09-01 | 1980-03-11 | Hitachi Ltd | Variable gain amplifier circuit |
| JP2759576B2 (ja) * | 1992-02-27 | 1998-05-28 | 本田技研工業株式会社 | Ｆｍレーダ装置 |
-
1980
- 1980-09-11 JP JP55127581A patent/JPS5752288A/ja active Granted
-
1981
- 1981-09-10 WO PCT/JP1981/000229 patent/WO1982001110A1/ja not_active Ceased
- 1981-09-10 EP EP81902590A patent/EP0060890B1/en not_active Expired
- 1981-09-10 US US06/380,723 patent/US4477831A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-09-10 AU AU75871/81A patent/AU547089B2/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1982001110A1 (en) | 1982-04-01 |
| AU7587181A (en) | 1982-04-14 |
| AU547089B2 (en) | 1985-10-03 |
| JPS5752288A (en) | 1982-03-27 |
| EP0060890A4 (en) | 1982-11-17 |
| EP0060890A1 (en) | 1982-09-29 |
| EP0060890B1 (en) | 1985-03-20 |
| US4477831A (en) | 1984-10-16 |
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| JPH0159797B2 (ja) | ||
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