JPH0193913A - トリー構造形デジタルフイルタ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は請求範囲の請求項１又は２のトリ一構造形デジ
タルフィルタ装置に関する。

この種デジタルフィルタ装置は先行出願（西ａ％許出！
Ｉ第ｐ３６１０１９５．８号）ｌ？ｉｌ求項７及びそれ
の第８．９図にて提示されている。

上記第８図に示されているブロック構造は所謂ハイアラ
ーキ的多段方式ＨＭＭを表わしておシ、２のべぎ乗に相
応するチャネル数に対する当該の記載の形態が使用可能
であるように設計＃を成されている。

発明の目的 本発明の目的ないし課題とするところは、冒頭に述べ穴
形式のトリ一構造形デジタルフィルタ装置において、ハ
イアラーキ的多段方弐ＨＭＭを次のように改良する、す
なわちデマルチプレクス（多重分離ンさるぺぎチャネル
の総数が２のべき乗Ｌｏ　＝　２　からＬ′へ増大され
る（但しＬＤ＜　Ｌ’　＜　２ＬＬｌであり入力周波数
ｆＢ□＝　４ＬＵ−Ｂが維持される）ように改良するこ
とにある。要するに、このことｔ−実現可能にするのに
次のよシ高い２のべき乗２・Ｌｏ　に対してデマルチプ
レクチの設計仕様を行なわず、その際２ＬＯ−Ｌ’のチ
ャネルが無負荷動作するようにするものである＠ま九当
該実現手法をできるだけ低コスト次に図を用いて本発明
ｔ−説明する。

第１〜ｗｃ４図は１６チヤネル用のデマルチプレクサに
ついての従来技術の例を示してあり、第５図は請求項２
のブロック構造を示し、第６図はそれの周波数スペクト
ル特性図、第７図は請求項１の構造を示し、それの所属
の胸波数スペクトル特性図を第８図に示す。

第１図にはトリー４造形デジタルフイルタ装置の一般的
ブロック接続図を示し、その際そのングフイルタＤＡＦ
ｔ−Ｎする。実値の入力信号ｓＤ（ｋＴ　）からＤＡＦ
フィルタを用いて発生される複素値信号ｇ　Ｌｌ（２ｋ
Ｔ　）は複索係数を有する上記フィルタ　荀及び且１ｔ
−用いて、且夫々サンプリングレートの半分割のもとに
（上への低減のもとに）多段にて複素個別信号に分解さ
れるＯ タイプフィルタから導出されていることが示されている
。以下詳細を述べる。

第２図ａ）はすべてのＨＭ　Ｍ段及びＤＡＦ段に対する
半（八−７）帯域プロトタイプーフィルタのスペクトル
上訴し、第２図ｂ）はＤＡＦ−フィルタにおけるスペク
トル特性図であ）、一番上には実の人力列Ｓｐ　（ｋＴ
　）及び伝達関数ＩＨＤＡＦ（ｅｊｉ″）１ に対して、ま九、その下には 複素出力信号列　！Ｄ　（２ｋＴ　） に対して、ま九その下には周波数シフトさｎ次スペクト
ル　８１Ｊ（ｅｊ２Ω〕に対して示しである。

−〇 第２図ＣにはＨＭＭ段χ＝Ｉ、Ｉｌ、Ｉ又は■。

に対するスペクトル特性、丁なわちＤＡＦフィルタ後の
フィルタ特性を示してろる＠ λは考察されるＨＭＭ段のスロット番号を示し、χ−工
は先行段を示し、χ＋１は後続段を示す〇 一査上には両フィルタ旦０及びＵｌの伝達関数及びそれ
の複素値入力信号のスペクトルが示しである。その下に
は■ｏ−フィルタの複素値出力信号のスペクトルが、ま
九七の下には■１−フィルタのスペクトルが示しである
。一番下にはシフトされた出カスベクトルが示してあり
、これは　勤（θｊ２Ω′）から明らかである。

第３図にはＤＡＦ−フィルター実現の実施例が示してあ
り、その際入力（信号９列の２つの順次連続するサンプ
ルの各列に対して１つの複索値出力サンプリング値が送
出される。

フィルタ品口及び由の例として第４図１こブロック接続
図七示す。ここに示されるように、第１図のデマルチプ
レクサの１５の同一のＨＭＭフィルタセルの各々が実現
され得る０ 第５図は請求項２による本発明のトリ一構造形デシタル
フィルタ装置のブロック構造を示す。

第１図に代えて、上記の第５図の構造が用いられ得る。

それの所属のスペクトル特性を第６図に示す。ＤＡＦ−
フィルタ゛は第３図と同じであるが５ｉｎｋπ／２及び
ｃｏｓｋπ／２との乗算が省かれ、後続の加算器が省か
れている。ＤＡＦフィルタに後続する、４つの出力側を
有するセルは前記先行出願の第９図の実施例と同一であ
シ、その際すべての係数が係数（ファクタ）γｆ丁と乗
算され得る、但し、γは一般的スケーリングアアクタで
ある。（−１）ｋとの所要の乗算が第５図に示されてい
る。残シのセルＨ□及び助は第４図と同じである。

第６図にそれのスペクトル特性を詳細に示す。

χ＝工・・・、を有する丁ぺてのＨＭＭセルに対する（
ＤＡＦフイルメに対するものでなく）プロトタイプフィ
ルタの伝達関数は第２図ａｌｃよるダイヤグラムに相応
ｒる。

第６図ａ）はＤＡＦフィルタの伝達関数ｌ”ｐ、（６１
’　”）　ｌ及び信号スペクトルｌ５（ｌｉｔ’Ω月な
いしｌ５Ｄ（０５２１１月を示す。第２図すと対比して
明らかになるように、第２図すと異なって、通過域と移
行領域、及び阻止域が同じ幅であシ、第６図ａ）の通過
域は拡大されてお夛、（同じことが阻止域についても成
立つ）１相応して移行領域が短縮されている。この拡大
されｔ伝送領域において２のべき乗Ｌｕｔ−上回る数の
チャネルが用いられ得る。

第６図ａ）の下方のダイヤグラムにはサンプリングレー
トの半分割（上への低ｔｃ）後の複索信号スペクトルｌ
　恥（ｅｊ　江月が示しである。

第６図ｂ）には周波数スペクトルは第２図Ｃにおけると
同様に示してあり、ここにおいては第１段の４つのセル
に対して示してあり、上方のダイヤグラムには４つの伝
達関数Ｈｕ　＊　Ｈ１＋往２及び弓６及び入力信号スペ
クトルが示しである。その下には出カスベクトル舶及び
５が示され、その下のダイヤグラムには１１及び！６が
示しである。第６図ｂＪの一番下のダイヤグラムにはベ
ース領域へのスペクトルシフト後のスペクトル引及び≦
６が示しである。

第７図には特に集積に適し之ブロック回路図を示す。こ
こではもっばらすべての段がたんに２つのフィルタ二〇
及び旦１のみにより実現されている。すべてのブロック
が第４図のそれと同一でちゃ、その際第１設工では入力
信号の虚部は零に等しい。このような実現手法はＬ’＝
Ｌ口に対して同じように可能でおる。強調さるべきは第
４図のブロック接続図において任意のスケ−＋７ングが
可能でるることである。それのスペクトル特注は第８図
に示してあり、その際グロトタイプフィルタの伝達関数
は第２図ａのグロトタイプフィルタのそれと同じもので
あり、その１５号スペクトルはチャネル数に相応して、
すなわち例えば２のべき乗と異なって、同様にして０〜
ｆＳｌ／２　　までの領域に２いて拡大されている。

第８図すには信号スペクトル且Ｕ及び助相互間の関係が
示してる夕、その際別の下のダイヤグラムにて壬箱に向
ってのスペクトル！１の周波数シフトが考慮されている
。第８図すの下方に示す信号スペクトルは第１段（χ＝
Ｉ）のスペクトルである；久の後続の段の周波数スペク
トルは第２図Ｃに示しである、又は、第８図すの上述の
表示ダイヤグラムに相応する。

発明の効果 本発明のデシタルフィルタ装置の利点とするところは、
バイア２−キ的多攻手法Ｈ）シＭが制限なしに一般的な
場合、事例に適用可能、すなわち＼２のべ＠栄に等しく
ないチャネル数にも適用可能であることである。その際
当該の実現手法はコストを要しない要領で行なわれ、人
力サンプリング周波数が維佇さｎる。別の利点とすると
ころｒｔもっばら同じＨＭＭセルの勃が必要とされるこ
とにより構造が統一化され、それにより尚該回路はＩＣ
（回路）化に著しく良好に適する。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第４図は１６チヤネルの場合の従来技術のデマ
ルチプンクサ用のフィルタ装置例の構成図ないし特性図
でろって、第１図はトリ一構造形デジタルフィルタ装置
の一般的ブロック接続図、第２図は同上スペクトル特性
図、第６図ｖ″１ＤＡＦフィルタの実現例の構成図、第
４図はフィルタＨｏ及び旦１の例のブロック接続図、第
５図は本発明のフィルタ装置の実施例のブロック接続図
、第６図は同上スペクトル特性図、第７図は本発明のフ
ィルタ装置の別の実施例のブロック接続図、第８図は同
上スペクトル特性図である。 Ｓ　　−Ｓ　　・・・信号スペクトル、均〜も・・・伝
達−［Ｊ　　　−５ 関数 代理人　弁理士　矢　野　敏　塩、、″−゛煙−一−ｊ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数のデジタルフイルタバンクを有し、該デジタル
   フィルタバンクはトリー構造にて段階的に分岐して直列
   的に配置されており、その際第１段（トリー先端）から
   発してν番目の段（ν＝１、２、・・・・・・・・・）
   においてＬ＿νの個別信号への選別分離が行なわれ、そ
   の際ν番目の段にてサンプリングレートが夫々係数Ｍ＿
   ν≦Ｌ＿νだけ低減され、その場合個々のデジタルフィ
   ルタバンクは帯域幅Ｂのせいぜい Ｌ＿νの個別信号から合成されるサンプリング周波数ｆ
   Ａ＿νでサンプリングされる周波数多重信号の周波数分
   離に用いられ、ここにおいてプロトタイプフィルタにて 積和 ▲数式、化学式、表等があります▼ 但し１＝ｐ・Ｌ＋ｑおよび ｑ＝０、１、２、・・・Ｌ−１、 １、ｐ、ｑ＝｛０、１、２、３、・・・｝、すなわちサ
   ンプリング周波数ｆＡ＿ν＝１／Ｔ＿νでサンプリング
   される入力信号￥Ｓ￥＿νと、プロトタイプフイルタに
   てｉ＝０、１、２、・・・、Ｎ−１に対する有限長のパ
   ルス応答■（ｉ）と、複素回転フアクタとの積和が、Ｌ
   の複素出力信号の形成のため下記のように離散的フーリ
   エ変換操作（ＤＦＴ）せしめられ、 ▲数式、化学式、表等があります▼ チャネル中心周波数ｆｌ＿ν＝１・Ｂ＿ν＋Ｂ＿ν／２
   、に対して上記ＤＦＴ操作にて当該積和のＭ番目ごとの
   値のみが処理されるように、ファクタＭ＿ν≦Ｌ＿νだ
   けのサンプリングレートの低減がなされるようにし、但
   し、１は０、１、２、・・・Ｌ＿ν−１のチャネルの連
   続番号であり、Ｂ＿νはチャネル帯域幅であり、その際
   入力側周波数多重信号￥ｓ￥＿Ｄ（ｋ・Ｔ＿ν）＝ｓｒ
   ＿ν（ｋＴ＿ν）＋ｊ・ｓｉ＿ν（ｋＴ＿ν）は相互に
   無関係の時間依存の２つの信号列の形ｓｒ＿ν（ｋＴ＿
   ν）及びｓｉ＿ν（ｋＴ＿ν）で供給され、ここにおい
   て、第１信号列は複素値の時間依存の入力量の実部Ｒｅ
   ＝ｓｒ＿ν（ｋＴ＿ν）として、また第２信号列はそれ
   の虚部 Ｉｍ＝ｓｉ＿ν（ｋＴ＿ν） としての働きを有し、但し、ｊ＝√−１、時間フアクタ
   ｋ＝・・・−１、０、＋１、・・・であり、その際実部
   ｓｒ＿ν及び虚部ｓｉ＿νのフィルタリングのため夫々
   遅延時間Ｔ＿ν＿＋＿ＩのＮ−１の遅延素子の縦続接続
   体が用いられ、ここにおいて、両縦続接続体の部分列の
   個々の異なつて遅延される信号値の内容のサンプリング
   の夫々行なわれるレートが、ファクタＭ＿ν≦Ｌ＿νだ
   け低減されており、その場合そのようにサンプリングさ
   れた信号値が実部及び虚部に対して夫々係数￥ｈ￥（ｉ
   ）で乗算され、而して、実部及び虚部に対してＬ＿ν番
   目の乗算器の各出力がＬ＿νの積和、すなわち複素中間
   信号 ￥ｖ￥＿ν（ｋＭ、ｑ）の得られるように加算してまと
   められ、その場合、複素中間信号￥ｖ￥＿ν（ｋＭ、ｑ
   ）は離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）の前に夫々複素係数
   ｅ＾ｊ＾π＾ｑ＾／＾Ｌで乗算されるように構成されて
   いるトリー構造形デジタルフィルタ装置において、すべ
   ての段νに対してＭ＿ν＝２及びＬ＿ν＝４が設定され
   、その際Ｌ＿ν＝４の個別信号のうち夫々２つの信号の
   みが用いられ、更に、第１段に対して入力側周波数多重
   信号が実であり、また、上記第１段の入力側におけるサ
   ンプリングレートは１／２低減されることを特徴とする
   トリー構造形デジタルフイルタ装置。 ２、複数のデジタルフイルタバンクを有し、該デジタル
   フイルタバンクはトリー構造にて段階的に分岐して直列
   的に配置されており、その際第１段（トリー先端）から
   発してν番目の段（ν＝１、２、・・・・・・・・・）
   においてＬ＿νの個別信号への選別分離が行なわれ、そ
   の際ν番目の段にてサンプリングレートが夫々係数Ｍ＿
   ν≦Ｌ＿νだけ低減され、その場合個々のデジタルフイ
   ルタバンクは帯域幅Ｂのせいぜい Ｌ＿νの個別信号から合成されるサンプリング周波数ｆ
   Ａ＿νでサンプリングされる周波数多重信号の周波数分
   離に用いられ、ここにおいてプロトタイプフイルタにて 積和 ▲数式、化学式、表等があります▼ 但しｉ＝ｐ・Ｌ＋ｑおよび ｑ＝０、１、２、・・・Ｌ−１、 １、ｐ、ｑ＝｛０、１、２、３、・・・｝、すなわちサ
   ンプリング周波数ｆＡ＿ν＝１／Ｔ＿νでサンプリング
   される入力信号￥ｓ￥＿νと、プロトタイプフイルタに
   てｉ＝０、１、２、・・・、Ｎ−１に対する有限長のパ
   ルス応答￥ｈ￥（ｉ）と、複素回転ファクタとの積和が
   、Ｌの複素出力信号の形成のため下記のように離散的フ
   ーリエ変換操作（ＤＦＴ）せしめられ、 ▲数式、化学式、表等があります▼ チャネル中心周波数ｆｌ＿ν＝１・Ｂ＿ν＋Ｂ＿ν／２
   、に対して上記ＤＦＴ操作にて当該積和のＭ番目ごとの
   値のみが処理されるように、フアクタＭ＿ν≦Ｌ＿νだ
   けのサンプリングレートの低減がなされるようにし、但
   し、１は０、１、２、・・・Ｌ＿ν−１のチャネルの連
   続番号であり、Ｂ＿νはチャネル帯域幅であり、その際
   入力側周波数多重信号￥ｓ￥＿Ｄ（ｋ・Ｔ＿ν）＝ｓｒ
   ＿ν（ｋＴ＿ν）＋ｊ・ｓｉ＿ν（ｋＴ＿ν）は相互に
   無関係の時間依存の２つの信号列の形ｓｒ＿ν（ｋＴ＿
   ν）及びｓｉ＿ν（ｋＴ＿ν）で供給され、ここにおい
   て、第１信号列は複素値の時間依存の入力量の実部Ｒｅ
   ＝ｓｒ＿ν（ｋＴ＿ν）として、また第２信号列はそれ
   の虚部 Ｉｍ＝ｓｉ＿ν（ｋＴ＿ν） としての働きを有し、但し、ｊ＝√−１ 時間ファクタＫ＝・・・−１、０、＋１、・・・であり
   、その際実部ｓｒ＿ν及び虚部ｓｉ＿νのフィルタリン
   グのため夫々遅延時間Ｔ＿ν＿＋＿１のＮ−１の遅延素
   子の縦続接続体が用いられ、ここにおいて、両縦続接続
   体の部分列の個々の異なつて遅延される信号値の内容の
   サンプリングの夫々行なわれるレートが、ファクタＭ＿
   ν≦Ｌ＿νだけ低減されており、その場合そのようにサ
   ンプリングされた信号値が実部及び虚部に対して夫々係
   数￥ｈ￥（ｉ）で乗算され、而して、実部及び虚部に対
   してＬ＿ν番目の乗算器の各出力がＬ＿νの積和、すな
   わち複素中間信号 ￥ｖ￥＿ν（ｋＭ、ｑ）の得られるように加算してまと
   められ、その場合、複素中間信号￥ｖ￥＿ν（ｋＭ、ｑ
   ）は離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）の前に夫々複素係数
   ｅ＾ｊ＾ｇ＾ｑ＾／＾Ｌで乗算されるように構成されて
   いるトリー構造形デジタルフイルタ装置において、すべ
   ての段νに対して Ｍ＿ν＝２Ｌ＿ν＝４ が設定され、 第１段（ν＝０）は純然たる１つの４分岐回路を形成し
   、該４分岐回路の形成のため、それの４つの出力信号（
   ￥ｓ￥＿０、￥ｓ￥＿１、￥ｓ￥＿２、￥ｓ￥＿３）は
   夫々後続の段に供給され、更に、上記の後続の段によつ
   てはそのつどたんに２つの出力信号のみが後続処理され
   、また、第１段（ν＝０）の複素入力信号￥ｓ￥＿Ｄが
   、前置フィルタ（ＤＡＦ）を用いて２ｆＡでのオーバー
   サンプリングにより実値の周波数多重信号ｓ＿Ｄ（ｋＴ
   ）から形成され、更に、上記第１段（ν＝０）の４つの
   出力信号のうちの２つ、すなわち、ベース帯域Ｏ〜ｆｓ
   ｉ＾II／２には直接入つて来ない両部分スペクトル￥ｓ
   ￥＿１及び￥ｓ￥＿３が、スペクトル的に（−１）だけ
   ずらされることを特徴とするデジタルフイルタ装置。