JPH0199403A - 電気車制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の目的） （産業上の利用分野） 本発明は、可変電圧コンバータしと可変電圧可変周波Ｐ
ＷＭインバータとを組み合せたインバータシステムを用
いて誘導電動機を制御する電車の弱ブレーキ力指令時の
制御に好適な電気車制御装置に関する。

（従来の技術） 近年のパワーエレクトロニクス技術およびマイクロエレ
クトロニクス技術の進歩により、電気鉄道の分野でも交
流電動機、一般には誘導電動顕で電気車を走らせるシス
テムが主流となり始めてぎた。このようないわゆるイン
バータ電車と言われるものは、直流電化区間の直流１５
００Ｖあるいは７５０Ｖなどを可変電圧可変周波数の３
相交流電力変換して誘導電動機を駆動し電車を動かすも
のでおる。しかし、電化区間は直流ばかりではなく、た
とえば日本では電気機関車なども走る交流２万、■おる
いは新幹線が走る交流２万５千Ｖなどのように、高電圧
の交流電化区間が存在する。これらの車両は一般に交流
車両と呼ばれている。

電気車に対するインバータ技術の中で、特に誘導電動機
駆動システムはその車輪とレール間の粘着性の良さから
、機関車あるいは新幹線等の交流車両にも導入されよう
としている。

第５図に交流車両の誘導電動機制御にインバータシステ
ムを導入した時の慨略構成を示す。

交流架線からパンタグラフ８０、しゃ断器８１を通して
得られた高圧の交流は、変圧器８２により降圧され、交
流リアクトル８３によりリップルを除去された後にＰＷ
Ｍコンバータ（以下、単にコンバータという）８４によ
って直流の一定電圧、一般には１９００Ｖに変換される
。この直流電圧はフィルタコンデンサ（ＦＩＣ）８５の
電圧（ＦＩＣ電圧＞ＥＣが１９００Ｖで一定になるよう
にコンバータ８４により制御される。ざらに、この直流
電圧は可変電圧可変周波（ＶＶＶＦ）ＰＷＭインバータ
（以下、単にインバータという〉８６により、可変電圧
可変周波数の３相交流に変換され、誘導電動機８７を駆
動する。速度制御は電動機電流検出器４Ｕ〜４Ｗ、ＦＩ
Ｃ電圧検出器２およびロータ回転数検出器５によりそれ
ぞれ検出される電動機電流Ｉｕ〜１Ｗ％ＦＩＣ電圧Ｅｃ
および電動機のロータ回転周波数ｆＲに基づいて、イン
バータ８６によって制御される。

従来から行なわれている制御では、第５図に示すコンバ
ータ８４とインバータ８６とが別個独立に制御される。

即ち、コンバータ８４は電源側電圧変動あるいはインバ
ータ側負荷変動にかかわらず直流出力電圧つまりＦＩＣ
電圧Ｅｃが一定となるように制御されており、一方イン
バータ８６は一般に出力交流電圧Ｖｏと出力周波数ｆ、
の比Ｖｏ／ｆ。

が一定でかつ出力電流Ｉｕ〜Ｉｖが一定となることを基
本に制御されている。

かかる構成において、電流検出器４Ｕ〜４ｗによって検
出された各相の検出電流ｉよ、実効値演算されフィルタ
コンデンサ電圧Ｅｃやインバー周波数計等と共に制御上
のデータとして演算に用いられる。

一般に、トルク下は、 Ｔ＝に１　・■・Ｖ／Ｆ　　　・・・・・・・・・■で
表わされる。但し、ｋｌは定数である。そして、トルク
制御は、電圧周波数比Ｖ／Ｆおよびモーター次電流実効
値Ｉを一定にするように実施される。

ところが、モーター次電流実効値Ｉの値は励磁量であり
、そのため、弱ブレーキ時のようにすべり周波数が小さ
く、二次電流Ｉ２が小さい場合にはＩ〜Ｉｏとなってし
まい、モーター次電流実効値Ｉの値はほとんど励磁分の
みとなって０式は成り立たなくなってしまう。

第６図は、誘導電動機の簡易等価回路図である。

同図において、−次抵抗１０はｒｌ、−次リアクタンス
と二次リアクタンスの和リアクタンス１１はｘｌ　＋Ｘ
２　、二次抵抗と出力抵抗の用抵抗１２はｒ２　／Ｓで
表わされている。また、抵抗９とリアクタンスｂの並列
回路によって励磁アドミタンス１３が表わされている。

ちなみに、Ｓは誘導電動機のすへりである。

第６図において、入力電圧をｖ１励磁アドミタンス１３
の電流をＩｏ、抵抗９の電流をＩｅ、リアクタンスｂの
電流をＩφ、−次抵抗１０、和リアクタンス１１及び用
抵抗１２からなる直列回路の電流を１２とした場合のベ
クトル図を第７図に示す。第６図において、抵抗（ｒ１
＋ｒ２　／ｓ＞は和すアクタフンス（ＸＩ　ＸＸ２　）
に対して大きく、そのため角度θ２は小ざい。また、磁
化電流Ｉφは、ギャップが大きいために非常に大きくＩ
ｏ４Ｉφとなっており、励磁電流Ｉｏはほぼ９０°遅れ
の電流となる。

弱ブレーキ力制御時のように、すべりＳを下げた制御を
行なう場合には、 の値は０２〜Ｏとなり、モーター次電流実効値Ｉの大き
ざも小ざくなる。しかも、従来のように、電圧周波数比
Ｖ／Ｆを定常ブレーキ力制御時と同じように制御した場
合にはＩｏの量は変らない。

このような場合のベクトル図を第８図に示す。

同図からも明らかなように、かかる状態では角度θが大
きくなって角度θ０に近付いてしまい、力率が非常に悪
くなってしまう。このため、有効分の割合が小さくなり
、きめ細かなトルク制御を行なうことが極めて困難とな
ってしまう。

しかも、電動機の回路定数は基本設計が同じでおっても
、製作の条件、つまり制作者や製造ロット等によって多
少のばらつきがおるのが普通である。特に。上述の弱ブ
レーキ力制御時の場合等は、励磁分の定数がわずかに違
っても、２次電流が大きく変って来るため、各電動機に
よってトルクも大きく左右されることになる。このよう
な場合、電気車車両の一編成中にばらつきのめる電動機
が混在することとなり、各電動機毎に対応して設けられ
る制御機がほぼ同一の性能を有する物でおることから、
異なったトルクの電動機が混在することとなる。このた
め、編成としての車両性能を満足することができなくな
ってしまい、規定の回生ブレーキ力が得られなくなって
しまうという問題点があった。

第４図はかかる誘導電動機制郊装置にあける従来の制御
を示したブロック図である。

コンバータ制御部３００はＦＩＣＩＣ電圧指令定に保つ
ようにコンバータ８４を制御し、またインバータ制御部
４００はＦＩＣＩＣ電圧指令ンバータ出力周波数ｆｏと
から、誘導電動機制御に必要な制御量の計算を行なって
インバータ８４を制御しており、コンバータ８４とイン
バータ８６とは各々独立に制御されている。

即ち、コンバータ制御部３００は、基本ＦＩＣ電圧指令
器３８からの基本ＦＩＣ電圧指令Ｅｃ”とＦＩＣ電圧検
出器２０からの実際のＦＩＣ電圧フィードバック値Ｅｃ
とから、制御位相角演算器３９によってコンバータ８４
に対する制御位相角指令値φＣを決定する。

一方インバータ制御部４００は、フィルタコンデンサ電
圧検出器２０からの検出電圧Ｅｃとインバータ周波数検
出器２１からの検出周波数Ｆがインバータ制御位相角演
算器２２に入力され、ここで計算された制御位相角は変
化率リミッタ２３によって急激な変化を抑制され、イン
バータ制御位相角指令値φｉ＊とじて送出される。一方
、ブレーキ力指令設定器２５からのブレーキ力指令は基
準すべり周波数演算器２６に入力され、ブレーキ力指令
に応じたすべり周波数Ｆｓｌ’の値が計算され、変化率
リミッタ２７によって急激な変化を抑制された上で基準
すべり周波数Ｆ８として送出される。

かかる構成において、次にその作用を第３図の制御特性
図に示す。基準すべり周波数Ｆｓはブレーキ力に比例し
て変化させられるが、制御電圧周波数比Ｖ／Ｆは一定で
あり、ＦｓがＯ付近でもこれは変らない。もちろん、フ
ィルタコンデンサ電圧Ｅｃも一定である。

このため、先にも述べたように電動機のきめ細かなトル
ク制御が極めて困難となり、特に弱ブレーキ力制御時の
制御性を著しく損ねてしまうという問題がおる。

（発明が解決しようとする問題点） このように、従来の制御装置には、弱ブレーキ力制御時
の制御性が著しく悪いという問題点がめった。

本発明は、上記従来技術の問題点を解決しようとするも
ので、その目的は、弱ブレーキ力制御時においてもブレ
ーキ力指令値どおりの回生ブレーキ力を得る事を可能と
し、制御性を高めた電気車制御装置を提供することにお
る。

（発明の構成〕 （問題点を解決するための手段） 本発明は、交流電源を可変電圧コンバータにより直流に
変換しこの直流を可変電圧変換周波数ＰＷＭインバータ
により交流に変換しこの可変電圧可変周波交流により誘
導電動機を駆動制御するものであって、フィルタコンデ
ンサ電圧とインバータ出力周波数とからインバータ制御
位相角を演算し、ブレーキ力指令値からその指令値に応
じた基準すべり周波数を演算するようにした電気車制御
装置において、弱ブレーキ力指令が出力され且つ基準す
べり周波数が予め定めたリミット値よりも小ざい弱ブレ
ーキ力制御時は、コンバータ出力直流電圧、すなわちフ
ィルタコンデンサ電圧を所定量低下させる演算手段と、
弱ブレーキ力制御時に、基準すべり周波数に代えてリミ
ッ［・値を送出する切換手段とを備えたものとして構成
される。

（作　用） 定常ブレーキ力指定時には、従来の制御装置と同様に、
フィルタコンデンサ電圧とインバータ出力周波数とから
演算されたインバータ制御位相角、定常ブレーキ力指令
値からその指令値に応じたものとして演算された基準す
べり周波数とに基づいて制御される。

弱ブレーキ力指定が出力され且つ基準すべり周波数が予
め定めたリミット値よりも小ざい時には、リミット値に
あける弱ブレーキ力指令相当分コンバータ出力直流電圧
、すなわちフィルタコンデンサ電圧が低減され、基準す
べり周波数がリミット値に固定されたまま制御される。

（実施例） 以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明の一実施例に係る電気車制御装置のブ
ロック図である。

先ず、そのブロック図の各部の機能を簡単に説明する。

同図に示すように、弱ブレーキ力指令判定器２９は、ブ
レーキ力指令設定器２５からブレーキ力指定を受けて弱
ブレーキ力指令を判定し、この判定信号を論理和回路２
８に送出する。一方、比較器３１は、基準すべり周波数
演算器２６からの基準すべり周波数Ｆａ’と、周波数設
定器３０からのリミッ臼直例えば０．７Ｈｚに対応する
信号がそれぞれ入力され、基準すべり周波数Ｆ８′＜リ
ミット値のときに判定信号“１°′を出力する。

弱ブレーキ時制御位相角演算器３５は、ブレーキ力指令
設定器２５からのブレーキ力指令と、インバータ周波数
検出器２１からのインバータ周波数Ｆと、フィルタコン
デンサ電圧検出器２０からのフィルタコンデンサ電圧Ｅ
ｃと、周波数設定器３０からのリミット値をそれぞれ受
け、コンバータ出力直流電圧、すなわちフィルタコンデ
ンサ電圧Ｅ−ｃを１９００■に下げるような制御位相角
演算値を出力する。

スイッチ３４は、論理和回路２８からの信号によっ゛で
切り換わり、コンバータ制御位相角演算器３９の出力と
弱ブレーキ時位相角演算器３５とを選択する機能を有し
ている。

一方、スイッチ３３は、論理和回路２８からの信号によ
って切り換わり、基準すべり周波数演算器２６からの基
準すべり周波数Ｆｓ’と、周波数設定器３０からの０．
７Ｈ２に対応する信号とを選択して変化率リミッタ２７
に送出する。

上述のような構成により、スイッチ３４の出力としてコ
ンバータ制御位相角指令値φｃ＊、変化率リミッタ２３
の出力としてインバータ制御位相角指令値φＣ２４、そ
して変化率リミッタ２７の出力として基準すべり周波数
Ｆ８が得られる。

かかる構成において、次にその装置全体の作用を第２図
の特性図を参照して説明する。

先ず、定常ブレーキ力制御時においては、弱ブレーキ力
指令判定器２９からは、弱ブレーキ力指令判定信号が出
力されていない。このため、論理和回路２８からは゛０
９１信号が送出され、従ってスイッチ３４は図示の切換
位置をとり、コンバータ制御位相角演算器３９で演算さ
れた値がそのままコンバータ制御位相角指令値φ０　と
なっている。一方スイッチ３３も図示の切換位置をとり
、基準すぺ周波数演算器２６からの基準すべり周波数信
号Ｆ８パを選択して変化率リミッタ２７に送出している
。この場合の信号の流れは第４図に示した従来の構成と
まったく同じである。

一方、弱ブレーキ力指令時においては、ブレーキ力指令
設定器２５からのブレーキ力指令値を弱ブレーキ力指令
判定器２９で判定することにより弱ブレーキ力制御を検
出し、論理回路に対して“′１パ信号を送出する。

また、基準すべり周波数演算器２６によって計算された
基準すべり周波数Ｆｓ’が、周波数設定器３０からの０
．７Ｈ２に対応する信号以下になると、比較器３１の出
力は１″となり、論理回路２８に対してこれを送出する
。

上の２つの条件が満足されると、論理回路２８は′“１
″信号をスイッチ３４．３３および３６に送出して、こ
れらを図示の位置から他の位置に切換える。

スイッチ３４の切り換えに伴い、弱ブレーキ時制御位相
角演算器３５の出力がコンバータ制御位相角指令値φＣ
となり、コンバータ出力直流電圧、すなわちフィルタコ
ンデンサ電圧を低下させ、インバータ出力電圧とインバ
ータ出力周波数の比Ｖ／Ｆを下げて、指定された弱ブレ
ーキ力が得られるようにφ１　が決められる。

一方、フィルタコンデンサ電圧検出器２０の出力はコン
バータが一定出力電圧制御を行っているため、通常は１
９００Ｖとなっており、その近辺で変化するだけである
が、弱ブレーキ時には、上記のとおり大きく低下してし
まう。

しかし、スイッチ３６が“１′°に切り換わると、イン
バータ制御位相角指令値φ１　はフィルタコンデンサ電
圧が低下しても、１９００Ｖの時の値が出力されること
になる。従って通常ブレーキ時はＶ７′Ｆ一定で制御さ
れているものが弱ブレーキ時にはインバータ制御位相角
が通常時と同じ値で制御されるため、Ｖ／Ｆ値はフィタ
コンデンサ電圧が低下した分だけ下がることとなる。

また、スイッチ３３の切り換えに伴い、基準すべり周波
数演算器２６からの基準すべり周波数Ｆｓ’に代えて、
周波数設定器３０からの０．７Ｈ２に対応する信号が変
化率リミッタ２７に加えられ、そこで−窓以上の変化を
抑制された上で基準すべり周波数Ｆ８として送出される
。このため、誘導電動機の電流を制御する最終のすへり
周波数Ｆｓは０．７Ｈｚを中心に変化することになる。

上述のように制御を行なうことにより、誘導電動機の１
次電流に対する励磁電流の比率を下げることが可能とな
り、力率も高まって基準すべり周波数Ｆ８による有効な
トルク制御を行なうことができる。

以上述べたように、従来は電動薇毎のわずがな回路定数
のばらつきによって、弱ブレーキ力指令時の回生ブレー
キ力が計算値と大きく異なってくることがあったのに対
して、上記実施例によれば、負荷に応じて励磁を変化さ
せて力率をあるレベル以下には下げないようにしている
ために力率が向上し、弱ブレーキ力指令時のような負荷
の小さい場合においてもすべり周波数によるトルク制御
を充分に行なうことが可能となり、更に電動機電流フィ
ードバックによるすべり周波数補正を有効に働かせるこ
とのできる電気車制御装置を得ることができる。

〔発明の効果〕

本発明の電気車制御装置によれば、弱ブレーキ力指令時
に、すべり周波数は予め設定されたリミット値に固定さ
れ、電圧周波数比は基準電圧周波数比に補正係数が掛け
られた値となり、これにより誘導電動機の二次側の電流
の比率を高め、すべり周波数の制御能力を拡大すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る電気車制御装置のブロ
ック図、第２図は第１図の電気車制御装置の動作を説明
するための特性図、第３図は従来の制御装置の動作を説
明するための特性図、第４図は従来の電気車制御装置の
ブロック図、第５図は従来の交流電動機駆動電気車シス
テムの概略ブロック図、第６図は誘導電動機の簡易等価
回路図、第７図及び第８図は誘導電動機の動作を説明す
るためのベクトル図でおる。 ２・・・フィルタコンデンサ電圧検出器、４・・・電動
機電流検出器、５・・・誘導電動機ロータ回転数検出器
、２０・・・フィルタコンデンサ電圧検出器（出力〉、
２１・・・インバータ周波数検出器、２２・・・インバ
ータ制御位相角演算器、２３．２７・・・変化率リミッ
タ、２４・・・インバータ制御位相角指令値、２５・・
・ブレーキ力指令設定器、２６・・・基準すべり周波数
演算器、２８・・・論理和回路、２９・・・弱ブレーキ
力指令判定器、３０・・・周波数設定器、３１・・・比
較器、３３．３４．３６・・・スイッチ、３５・・・弱
ブレーキ時位相角演算器、３８・・・基本フィルタコン
デンサ電圧指令器、３９・・・コンバータ制御位相角演
算器、８４・・・ＰＷＭコンバータ、８５・・・フィル
タコンデンサ、８６・・・ＶＶＶＦ　　ＰＷＭインバー
タ、８７・・・誘導電動機。 第２図 第３図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流電源を可変電圧コンバータにより直流に変換し
   この直流を可変電圧可変周波ＰＷＭインバータにより交
   流に変換し、この可変電圧可変周波交流により誘導電動
   機を駆動制御するものであつて、フィルタコンデンサ電
   圧とインバータ出力周波数とからインバータ制御位相角
   を演算し、ブレーキ力指令値からその指令値に応じた基
   準すベり周波数を演算するようにした電気車制御装置に
   おいて、 弱ブレーキ力指令が出力され且つ前記基準すベり周波数
   が予め定めたリミット値よりも小さい弱ブレーキ力制御
   時に、前記コンバータ出力直流電圧を所定量低下させる
   位相角演算手段と、 前記弱ブレーキ力制御時に、前記基準すベり周波数に代
   えて前記リミット値を送出する切替手段を有することを
   特徴とする電気車制御装置。