JPH02105722A - 電流切換え式ドライバ回路 - Google Patents
電流切換え式ドライバ回路Info
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- JPH02105722A JPH02105722A JP1221891A JP22189189A JPH02105722A JP H02105722 A JPH02105722 A JP H02105722A JP 1221891 A JP1221891 A JP 1221891A JP 22189189 A JP22189189 A JP 22189189A JP H02105722 A JPH02105722 A JP H02105722A
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- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 abstract 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
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- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000001351 cycling effect Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
- H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ、産業上の利用分野
本発明はコンピュータ用の改良されたＭＯＳドライバ回
路に関するものである。さらに詳しくは、本発明は、３
８０／３７０チヤネルに関連する入出力チャネル選択機
能で使用するように設計され、チャネルから選択信号を
受は取って次の制御装置に信号を再駆動するために複数
の周辺装置と相互接続することができる、電流切替え式
ドライバに関するものである。
路に関するものである。さらに詳しくは、本発明は、３
８０／３７０チヤネルに関連する入出力チャネル選択機
能で使用するように設計され、チャネルから選択信号を
受は取って次の制御装置に信号を再駆動するために複数
の周辺装置と相互接続することができる、電流切替え式
ドライバに関するものである。
Ｂ、従来技術及び発明が解決しようとする問題点複数の
周辺装置を１台または複数のＣＰＵにインターフェース
しなければならない３８０／３７０チヤネル・システム
を使用する場合、３６０／３７０チヤネルに接続されて
いる各周辺装置に関連する制御装置を使用することが一
般的である。
周辺装置を１台または複数のＣＰＵにインターフェース
しなければならない３８０／３７０チヤネル・システム
を使用する場合、３６０／３７０チヤネルに接続されて
いる各周辺装置に関連する制御装置を使用することが一
般的である。
こうした制御装置は、３６０／３７０チヤネル・インタ
ーフェースと当該の制御装置の間で動作を開始及び終了
するために必要な、インターフェース線に関する給電、
論理機能及び切替え機能を実行するモジエール□を使用
する。こうしたシステムでは、通常、単一のＩＢＭシス
テム３６０及びシステム３７０の入出力インターフェー
スに対してセレクトイン／セレクトアウト制御を実行す
る統合セレクトアウト・バイパス・チップが設けられる
。３８０／３７０チヤネル・インターフェースに接続さ
れた制御装置は、セレクトアウト信号を使って、チャネ
ルからの選択シーケンスの開始を検出する。他のインタ
ーフェース線と異なり、セレクトアウト信号は各制御装
置によって受は取られるだけでなく、論理回路を通過し
て、チャネルに接続された次の制御装置に対して再駆動
される。
ーフェースと当該の制御装置の間で動作を開始及び終了
するために必要な、インターフェース線に関する給電、
論理機能及び切替え機能を実行するモジエール□を使用
する。こうしたシステムでは、通常、単一のＩＢＭシス
テム３６０及びシステム３７０の入出力インターフェー
スに対してセレクトイン／セレクトアウト制御を実行す
る統合セレクトアウト・バイパス・チップが設けられる
。３８０／３７０チヤネル・インターフェースに接続さ
れた制御装置は、セレクトアウト信号を使って、チャネ
ルからの選択シーケンスの開始を検出する。他のインタ
ーフェース線と異なり、セレクトアウト信号は各制御装
置によって受は取られるだけでなく、論理回路を通過し
て、チャネルに接続された次の制御装置に対して再駆動
される。
統合セレクトアウト・バイパス機能は、制御装置の電源
が切られたとき、セレクトアウト／セレクトイン信号に
対する電気的バイアスを与える。内部セレクトアウト・
バイパス設計は、セレクトアウト・バイアス機能の他に
、制御装置の電源が入ってセレクトアウト信号を受は取
り次の制御装置に対して再駆動するときに使用されるド
ライバとレシーバを含む。
が切られたとき、セレクトアウト／セレクトイン信号に
対する電気的バイアスを与える。内部セレクトアウト・
バイパス設計は、セレクトアウト・バイアス機能の他に
、制御装置の電源が入ってセレクトアウト信号を受は取
り次の制御装置に対して再駆動するときに使用されるド
ライバとレシーバを含む。
セレクトイン線及びセレクトアウト線を駆動するために
ＩＢＭ３８０／３７０で使用されるドライバに要求され
る条件は、９５オームのケーブルに３．９Ｖを駆動でき
短絡が防止できることである。最新のシステムでは、短
絡検出（ＲＡＳ）と、テスト用の高インピーダンス・モ
ードも必要である。従来、代表的な線ドライバの実施態
様ではバイポーラ・ドライバ回路が使用されてきた。し
かし、バイポーラ回路用の普通の６ボルト電源要件は望
ましくない。さらに、このような回路に付随する大電流
制限抵抗は過度のワット損をもたらす。
ＩＢＭ３８０／３７０で使用されるドライバに要求され
る条件は、９５オームのケーブルに３．９Ｖを駆動でき
短絡が防止できることである。最新のシステムでは、短
絡検出（ＲＡＳ）と、テスト用の高インピーダンス・モ
ードも必要である。従来、代表的な線ドライバの実施態
様ではバイポーラ・ドライバ回路が使用されてきた。し
かし、バイポーラ回路用の普通の６ボルト電源要件は望
ましくない。さらに、このような回路に付随する大電流
制限抵抗は過度のワット損をもたらす。
したがって、最新設計のシステムで使用可能な通常５ボ
ルトの低い電圧で作動し、ワット損を少なくするために
、このような線ドライバの実施態様にＭＯ３回路を利用
する必要がある。
ルトの低い電圧で作動し、ワット損を少なくするために
、このような線ドライバの実施態様にＭＯ３回路を利用
する必要がある。
これらのニーズは、電流切替えモードで作動できる改良
されたＭＯＳ線ドライバ回路を含む本発明によって満た
される。好ましい実施例は電流ミラー構成で実施される
。得られる回路は、このようなすべてのシステムで使用
可能な５ボルト上１０％の電源で容易に作動し、以前に
使用されていたバイポーラ回路で消費されていた電力の
約５分の１しか消費しない。
されたＭＯＳ線ドライバ回路を含む本発明によって満た
される。好ましい実施例は電流ミラー構成で実施される
。得られる回路は、このようなすべてのシステムで使用
可能な５ボルト上１０％の電源で容易に作動し、以前に
使用されていたバイポーラ回路で消費されていた電力の
約５分の１しか消費しない。
噂♀４→Ｈ←
第２図は代表的な従来技術による線ドライバの実施態様
を示す。この基本回路は、本明細書で一般的に記載する
型式のバイポーラを用いた入出力ドライバで広範囲に使
用されてきた。
を示す。この基本回路は、本明細書で一般的に記載する
型式のバイポーラを用いた入出力ドライバで広範囲に使
用されてきた。
第２図に示す回路では、＋６ボルトの電源電圧が限流抵
抗器１１を通じてＮＰＮ）ランジスタ１２のコレクタに
供給される。このトランジスタのエミッタは出力側で９
５オームの負荷抵抗器ＲＬＯＡＤに接続されている。ド
ライバの入力側はトランジスタのベースに接続され、入
力側と基準電圧端子の間に７５０オームの抵抗器１４が
設けられている。
抗器１１を通じてＮＰＮ）ランジスタ１２のコレクタに
供給される。このトランジスタのエミッタは出力側で９
５オームの負荷抵抗器ＲＬＯＡＤに接続されている。ド
ライバの入力側はトランジスタのベースに接続され、入
力側と基準電圧端子の間に７５０オームの抵抗器１４が
設けられている。
この構成は、単にＮＰＮデバイスをＭＯＳＦＥＴで置き
換えることによって、ＭＯＳ技術で実施することもでき
る。しかしながら、大電流制限抵抗器と６ボルトの電源
という要件は極めて望ましくない。より新しい多くの技
術では６ボルトでの作動が不可能であり、すべての回路
で通常５ボルト±１０％の許容差の単一電源を使用する
ならば、システムのコストが下がる。３５オームの限流
抵抗器１１は、特にドライバの短絡が発生した場合、大
量の電力を消費する。これは外部抵抗器とじて加えられ
ることが多く、モジュールのピン数と製作コストが共に
増加する。
換えることによって、ＭＯＳ技術で実施することもでき
る。しかしながら、大電流制限抵抗器と６ボルトの電源
という要件は極めて望ましくない。より新しい多くの技
術では６ボルトでの作動が不可能であり、すべての回路
で通常５ボルト±１０％の許容差の単一電源を使用する
ならば、システムのコストが下がる。３５オームの限流
抵抗器１１は、特にドライバの短絡が発生した場合、大
量の電力を消費する。これは外部抵抗器とじて加えられ
ることが多く、モジュールのピン数と製作コストが共に
増加する。
Ｃ０問題点を解決する手段
如上の問題は、本発明の電流切換え式ドライバ回路によ
って達成される。すなわち、このドライバ回路は、基準
電圧源と電流源の間に接続されたＭＯＳ基準トランジス
タ及びＭＯＳ制御トランジスタと、基準電圧源と負荷手
段との間に接続された、基準トランジスタに対して対称
的な構成のＭＯＳミラー・トランジスタと、制御トラン
ジスタとミラー・トランジスタの間に接続された、ミラ
ー・トランジスタのドレイン電位に追従するように基準
トランジスタのドレイン電位を制御するための信号手段
とからなる。
って達成される。すなわち、このドライバ回路は、基準
電圧源と電流源の間に接続されたＭＯＳ基準トランジス
タ及びＭＯＳ制御トランジスタと、基準電圧源と負荷手
段との間に接続された、基準トランジスタに対して対称
的な構成のＭＯＳミラー・トランジスタと、制御トラン
ジスタとミラー・トランジスタの間に接続された、ミラ
ー・トランジスタのドレイン電位に追従するように基準
トランジスタのドレイン電位を制御するための信号手段
とからなる。
Ｄ、実施例
第１ａ図に示す基本的電流切替え式ドライバ（ＳＣＭＤ
）の構成でこの問題を部分的に克服することができる。
）の構成でこの問題を部分的に克服することができる。
オンになると、電流源Ｖ。０からの電流ＩＯＮは負荷を
通過する。そして出力側で発生する電圧は、 ＶＯＵ丁＝ Ｉ ＯＮ Ｘ ＲＬＯＡＤとなる。
通過する。そして出力側で発生する電圧は、 ＶＯＵ丁＝ Ｉ ＯＮ Ｘ ＲＬＯＡＤとなる。
ＩＯＮ＞４２．２ミリアンペア、ＲＬＯＡＤ＞ ９２
、 ６オームの場合、発生電圧は必要な３．９ボルトを
越える。ＳＣＭＤがオフになると、第２図の従来のドラ
イバと同様に、負荷によって線の電圧が論理ゼロのレベ
ルに下がる。
、 ６オームの場合、発生電圧は必要な３．９ボルトを
越える。ＳＣＭＤがオフになると、第２図の従来のドラ
イバと同様に、負荷によって線の電圧が論理ゼロのレベ
ルに下がる。
短絡条件下でＳＣＭＤによって消費される電力は下記の
みである。
みである。
電力＝ＩｏＮＸＶＯＤ
ＩＯＮ＝４２ミリアンペア、ＶＤＤ＝５．０ボルトの場
合、電力は０．２１ワツトである。同様な条件で第２図
の回路は下記の電力を消費する。
合、電力は０．２１ワツトである。同様な条件で第２図
の回路は下記の電力を消費する。
電力＝Ｖｏｏ２／ ３５ ＝ １ 、０２ワツトしたが
って、ＳＣＭＤは短絡条件下で従来のバイポーラ・ドラ
イバの電力の約５分の１しか消費しない。ＳＣＭＤは、
短絡中にそれを遮断するための複雑な保護回路を必要と
しない。他の多くのドライバと異なり、ＳＣＭＤは、短
絡が除去された後、入力サイクリングなどの再活動化手
順を必要とせず直ちに正常作動に戻る。
って、ＳＣＭＤは短絡条件下で従来のバイポーラ・ドラ
イバの電力の約５分の１しか消費しない。ＳＣＭＤは、
短絡中にそれを遮断するための複雑な保護回路を必要と
しない。他の多くのドライバと異なり、ＳＣＭＤは、短
絡が除去された後、入力サイクリングなどの再活動化手
順を必要とせず直ちに正常作動に戻る。
ＳＣＭＤは電流ミラー及びスイッチとして実現すること
もできる。第１ｂ図はＭＯＳ技術で実施したそのような
ドライバ構成を示す。第１ｂ図では、ＳＣＭＤはＰチャ
ネル基準デバイス２２のソースに接続された電源電圧Ｖ
ＤＤを利用する。デバイス２２は電流基準やＩＲＥＦ２
３及びスイッチ２４に接続されたゲート（その電位は図
示のＶ。ＡＴＥ ）とドレインを有する。電流ミラーが
通常は別のＰチャネル・デバイス２６に設けられている
。デバイス２６は、Ｖ、、に接続されたソース、デバイ
スたドレインを有する。
もできる。第１ｂ図はＭＯＳ技術で実施したそのような
ドライバ構成を示す。第１ｂ図では、ＳＣＭＤはＰチャ
ネル基準デバイス２２のソースに接続された電源電圧Ｖ
ＤＤを利用する。デバイス２２は電流基準やＩＲＥＦ２
３及びスイッチ２４に接続されたゲート（その電位は図
示のＶ。ＡＴＥ ）とドレインを有する。電流ミラーが
通常は別のＰチャネル・デバイス２６に設けられている
。デバイス２６は、Ｖ、、に接続されたソース、デバイ
スたドレインを有する。
スイッチ２４を開くと、基準電流Ｉ ＲＥＦはＴ Ｍ
Ｉ Ｒとして図示したデバイス２２を通過して、デバイ
ス２６内で反射されて出力を高レベルにする。スイッチ
２４を閉じると、同電流はデバイス２２をバイパスする
ので、電流はデバイス２６内で反射されない。電流がデ
バイス２６内で反射されない場合、負荷抵抗器ＲＬＯＡ
Ｄ２７は出力を低レベルに下げる。デバイス２２とデバ
イス２６のサイズを適切に選定することによって、デバ
イス２６のソース・ドレイン間の電圧を任意に低くしな
がら、両正より高い電源電圧ならどんな電圧でも、回路
への電力供給には十分である。これによって、ＳＣＭＤ
は通常の５ボルト止１０％許容差の電源から作動でき、
３．９ボルトの論理ルベルに対処できる。
Ｉ Ｒとして図示したデバイス２２を通過して、デバイ
ス２６内で反射されて出力を高レベルにする。スイッチ
２４を閉じると、同電流はデバイス２２をバイパスする
ので、電流はデバイス２６内で反射されない。電流がデ
バイス２６内で反射されない場合、負荷抵抗器ＲＬＯＡ
Ｄ２７は出力を低レベルに下げる。デバイス２２とデバ
イス２６のサイズを適切に選定することによって、デバ
イス２６のソース・ドレイン間の電圧を任意に低くしな
がら、両正より高い電源電圧ならどんな電圧でも、回路
への電力供給には十分である。これによって、ＳＣＭＤ
は通常の５ボルト止１０％許容差の電源から作動でき、
３．９ボルトの論理ルベルに対処できる。
どの集積回路技術においても、慎重に設計されたデバイ
スの両端間のパラメータの追跡がすぐれているため、電
流ミラーの精度は高くできる。これは主として、絶対値
ではなくパラメータの合致に依存する。ＭＯＳ技術は、
ゲート電流が極めて低いため、電流ミラーの設計に特に
適している。
スの両端間のパラメータの追跡がすぐれているため、電
流ミラーの精度は高くできる。これは主として、絶対値
ではなくパラメータの合致に依存する。ＭＯＳ技術は、
ゲート電流が極めて低いため、電流ミラーの設計に特に
適している。
追跡によって相殺されない唯一の重要なパラメータは出
力コンダクタンスＧＤ１１である。しかしながら、Ｇｏ
ｓはデバイス設計によって随意に小さな値にすることが
できる。したがって、ＭＯＳにおけるＳＣＭＤの理論的
精度は、基準電流Ｉ ＲＥＦの精度とデバイスの合致度
のみによって制限される。
力コンダクタンスＧＤ１１である。しかしながら、Ｇｏ
ｓはデバイス設計によって随意に小さな値にすることが
できる。したがって、ＭＯＳにおけるＳＣＭＤの理論的
精度は、基準電流Ｉ ＲＥＦの精度とデバイスの合致度
のみによって制限される。
ＭＯＳ技術では、ＳＣＭＤの出力インピーダンスはデバ
イスの長さが増えるにつれて増加する。
イスの長さが増えるにつれて増加する。
あいにく、面積とキャパシタンスを考慮すると実際に使
用できる長さは制限される。短いデバイスでも、ミラー
・デバイス、ＴＭｌＲのすべてのノードを強制的に同じ
電位にすることによって、電流誤差を除去することがで
きる。これは通常はミラー・デバイスを「スタック」す
ることによって行なわれる。しかし、スタックしたミラ
ーは、追加のデバイスをバイアスするためにより高い電
源電圧を必要とする。このため、従来技術によるスタッ
クしたミラーは、出力電位がＶＤＤよりはるかに低い場
合に出力インビー、ダンスを向上させるだけであり、こ
の種の電流ミラーでは通常のＳＣＭＤの３．９ボルトの
要件は満たせないことが判明している。
用できる長さは制限される。短いデバイスでも、ミラー
・デバイス、ＴＭｌＲのすべてのノードを強制的に同じ
電位にすることによって、電流誤差を除去することがで
きる。これは通常はミラー・デバイスを「スタック」す
ることによって行なわれる。しかし、スタックしたミラ
ーは、追加のデバイスをバイアスするためにより高い電
源電圧を必要とする。このため、従来技術によるスタッ
クしたミラーは、出力電位がＶＤＤよりはるかに低い場
合に出力インビー、ダンスを向上させるだけであり、こ
の種の電流ミラーでは通常のＳＣＭＤの３．９ボルトの
要件は満たせないことが判明している。
こ−の問題の解決法は、第３ａ図に示すように、基準デ
バイスのドレインを制御するフィードパ・ツク回路を追
加することである。第３ａ図には電流ミラー回路が示さ
れている。そこではデバイス３２は基準デバイスとして
働き、ＴＣＯＮアとして図示したデバイス３４は制御エ
レメントであり、ＴＭＩＲとして図示したデバイス３６
はミラー・エレメントである。図に示すように、すべて
のデバイスはＰチャネルＭＯ９ＦＥＴである。ＶＯＯは
デバイス３２のソースに接続され、そのドレインはデバ
イス３４のソースに接続されている。デバイス３４のド
レインは電流基準−■ＲＥＦ３３及びデバイス３２のゲ
ートに接続されている。デバイス３２のケートはデバイ
ス３６のゲートにも接続され、図ＲＬＯＡＤ３７に接続
されている。その他にこの回路は、デバイス３４のゲー
トに接続された出力端を有する従来型の演算増幅器３８
を含む。この演算増幅器３８の反転入力はデバイス３２
のドレインに接続され、非反転入力はミラー・デバイス
３６のドレインに接続されている。
バイスのドレインを制御するフィードパ・ツク回路を追
加することである。第３ａ図には電流ミラー回路が示さ
れている。そこではデバイス３２は基準デバイスとして
働き、ＴＣＯＮアとして図示したデバイス３４は制御エ
レメントであり、ＴＭＩＲとして図示したデバイス３６
はミラー・エレメントである。図に示すように、すべて
のデバイスはＰチャネルＭＯ９ＦＥＴである。ＶＯＯは
デバイス３２のソースに接続され、そのドレインはデバ
イス３４のソースに接続されている。デバイス３４のド
レインは電流基準−■ＲＥＦ３３及びデバイス３２のゲ
ートに接続されている。デバイス３２のケートはデバイ
ス３６のゲートにも接続され、図ＲＬＯＡＤ３７に接続
されている。その他にこの回路は、デバイス３４のゲー
トに接続された出力端を有する従来型の演算増幅器３８
を含む。この演算増幅器３８の反転入力はデバイス３２
のドレインに接続され、非反転入力はミラー・デバイス
３６のドレインに接続されている。
２つのミラー・デバイス３２．３Ｅｉのゲートならびに
ソースは互いに結合されて、そのＶＯ３電位を強制的に
互いに追跡させる。演算増幅器３８とデバイス３４は、
デバイス３２のドレインをＶＯＵアに強制的に追従させ
る。ＶＯＵ工はデバイス３６のドレイン電圧でもある。
ソースは互いに結合されて、そのＶＯ３電位を強制的に
互いに追跡させる。演算増幅器３８とデバイス３４は、
デバイス３２のドレインをＶＯＵアに強制的に追従させ
る。ＶＯＵ工はデバイス３６のドレイン電圧でもある。
したがって、２つのミラー・デバイス３２．３６のゲー
ト、ソース及びドレインは同じ電位にある。ＶＱＡＴＥ
は、基準電流−Ｉ ＲＥＦがデバイス３２を通過するよ
うに調整しなければならない。デバイス３６はデバイス
３２と同じ端子電圧を受けるので、デバイスが飽和状態
で作動してもそうでな（でも、このデバイスは基準電流
を「完全に」反射する。ＶＯＵ□がＶＤ＋）に近づ（と
、ミラー・デバイスのソース・ドレイン間電圧は非常に
小さくなって、デバイスを強制的に飽和状態から脱出さ
せて、線形領域に入れる。デバイス３２．３６のゲート
電位を低下させることによって、ミラーは、デバイスが
線形領域内にある状態で作動し続け、そのためにミラー
・デバイスのゲート駆動が増加し、それによって一定電
流が維持される。この理想的作動領域を第３ｂ図に領域
＋＋ Ｂ″で示す。
ト、ソース及びドレインは同じ電位にある。ＶＱＡＴＥ
は、基準電流−Ｉ ＲＥＦがデバイス３２を通過するよ
うに調整しなければならない。デバイス３６はデバイス
３２と同じ端子電圧を受けるので、デバイスが飽和状態
で作動してもそうでな（でも、このデバイスは基準電流
を「完全に」反射する。ＶＯＵ□がＶＤ＋）に近づ（と
、ミラー・デバイスのソース・ドレイン間電圧は非常に
小さくなって、デバイスを強制的に飽和状態から脱出さ
せて、線形領域に入れる。デバイス３２．３６のゲート
電位を低下させることによって、ミラーは、デバイスが
線形領域内にある状態で作動し続け、そのためにミラー
・デバイスのゲート駆動が増加し、それによって一定電
流が維持される。この理想的作動領域を第３ｂ図に領域
＋＋ Ｂ″で示す。
デバイス３３が理想的電流源である場合、ＶｏＵアを随
意に■。０に近づけるにつれてＶ。ＡＴＥは低下し続け
る。もちろんＮ ＶＧＡＴＥがどの程度低下し、それで
も非理想的デバイス３３の電流源を介して電流を維持で
きるかの限界はある。通常は１ボルトであるこの限界に
達すると、７００丁がさらに上昇してもそれに対応して
Ｖ。ＡＴＥは低下しない。その代わりに基準電流が減少
し始め、それによってミラー出力電流工。。アが減少す
る。これは第３ｂ図で領域”ｌ Ａ ｌ″として示され
ており、デバイス３３をより完全な電流源にする（例え
ば、同デバイスをアースではなく負の電源に接続する）
ことによって、任意に小さくすることができる。完全な
Ｉ ＲＥＦ源がない場合でも、この改善されたミラーに
よって、他の回路の場合よりＶＯＯレールにはるかに近
い作動が可能になる。
意に■。０に近づけるにつれてＶ。ＡＴＥは低下し続け
る。もちろんＮ ＶＧＡＴＥがどの程度低下し、それで
も非理想的デバイス３３の電流源を介して電流を維持で
きるかの限界はある。通常は１ボルトであるこの限界に
達すると、７００丁がさらに上昇してもそれに対応して
Ｖ。ＡＴＥは低下しない。その代わりに基準電流が減少
し始め、それによってミラー出力電流工。。アが減少す
る。これは第３ｂ図で領域”ｌ Ａ ｌ″として示され
ており、デバイス３３をより完全な電流源にする（例え
ば、同デバイスをアースではなく負の電源に接続する）
ことによって、任意に小さくすることができる。完全な
Ｉ ＲＥＦ源がない場合でも、この改善されたミラーに
よって、他の回路の場合よりＶＯＯレールにはるかに近
い作動が可能になる。
デバイス３４はデバイス３２のドレインを強制的にＶＯ
Ａア、の電位以下に低下させることはできない。ＶＯＵ
アが■。Ａアε以下に低下した場合、フィードバック回
路がミラー・デバイスをデバイス３４を介してデバイス
３２のドレインに有効に短絡させる。この作動モードを
第３ｂ図で領域ＩＩ Ｃ″として示す。この領域におけ
るミラーの特性は、同等のデバイス寸法で製作された単
純なミラーの特性とほぼ同じである。
Ａア、の電位以下に低下させることはできない。ＶＯＵ
アが■。Ａアε以下に低下した場合、フィードバック回
路がミラー・デバイスをデバイス３４を介してデバイス
３２のドレインに有効に短絡させる。この作動モードを
第３ｂ図で領域ＩＩ Ｃ″として示す。この領域におけ
るミラーの特性は、同等のデバイス寸法で製作された単
純なミラーの特性とほぼ同じである。
ＳＣＭＤを実施する場合、この改良された電流ミラーの
正常動作モードは領域”Ｂ″にある。領域′″Ｂ”の理
想に近い特性がＶ。０のごく近くまで広がり、デバイス
を線形領域で作動させるので、この構成では、従来の構
成におけるよりも低い電源電圧とはるかに小さな装置が
使用できる。
正常動作モードは領域”Ｂ″にある。領域′″Ｂ”の理
想に近い特性がＶ。０のごく近くまで広がり、デバイス
を線形領域で作動させるので、この構成では、従来の構
成におけるよりも低い電源電圧とはるかに小さな装置が
使用できる。
第４ａ図に示すように、第３ａ図の演算増幅器３８の代
わりに電圧をデバイス３４のゲート・ソース電圧Ｖ。３
と同じ電圧にまで下げる「電池」を使用することができ
る。第４ａ図では同じ装置をダッシュ付きの同じ番号で
示す。この「電池」は、第一４ｂ図に示すように小さな
定電流源によってバイアスされたスケールされたデバイ
スとして容易に実現できる。デバイス４２のＶ。ｓＴｉ
圧がデバイス３４″のそれと同じである限り、ミラー・
デバイス３２″ ３６″はすべてのノードで同じ電位を
受け、この回路は第３ａ図に示したものと同じ挙動を示
す。この回路の利点は、演算増幅器３８の除去により、
面積が縮小され、複雑さが減少し、帯域幅が広くなるこ
とである。
わりに電圧をデバイス３４のゲート・ソース電圧Ｖ。３
と同じ電圧にまで下げる「電池」を使用することができ
る。第４ａ図では同じ装置をダッシュ付きの同じ番号で
示す。この「電池」は、第一４ｂ図に示すように小さな
定電流源によってバイアスされたスケールされたデバイ
スとして容易に実現できる。デバイス４２のＶ。ｓＴｉ
圧がデバイス３４″のそれと同じである限り、ミラー・
デバイス３２″ ３６″はすべてのノードで同じ電位を
受け、この回路は第３ａ図に示したものと同じ挙動を示
す。この回路の利点は、演算増幅器３８の除去により、
面積が縮小され、複雑さが減少し、帯域幅が広くなるこ
とである。
Ｅ１発明の効果
本発明によれば、コンピュータ用の改良された電流切換
え式ドライバ回路であって、他の回路で従来技術による
、非電流モードの線ドライバの回路図である。
え式ドライバ回路であって、他の回路で従来技術による
、非電流モードの線ドライバの回路図である。
第３ａ図は、出力抵抗が改良された電流ミラー・ドライ
バ回路の回路図である。
バ回路の回路図である。
第３ｂ図は、第３ａ図の回路の電気的出力特性のグラフ
である。
である。
第４ａ図は、改良された電流ミラー・ドライバ回路の概
略図である。
略図である。
第４ｂ図は、第４ａ図に示したものと類似の改良された
ドライバ回路の図である。
ドライバ回路の図である。
１１・・・・限流抵抗器、１２・・・・トランジスタ、
１４・・・・抵抗（７５０オーム）、２２・・・・基準
デ費電力の少ないドライバー回路が提供される。
１４・・・・抵抗（７５０オーム）、２２・・・・基準
デ費電力の少ないドライバー回路が提供される。
第１ａ図は、電流切替えモードのドライバの回路図であ
る。 第１ｂ図は、電流切替えモードのドライバのＭＯＳによ
る実施例の回路図である。 第２図は、バイポーラ技術で設計した代表的な―≠ｉ ＤＤ ＋６Ｖ 第１ｂ図 第２図 第３ａ図 第３ｂ図 第４ｂ面
る。 第１ｂ図は、電流切替えモードのドライバのＭＯＳによ
る実施例の回路図である。 第２図は、バイポーラ技術で設計した代表的な―≠ｉ ＤＤ ＋６Ｖ 第１ｂ図 第２図 第３ａ図 第３ｂ図 第４ｂ面
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 基準電圧源と電流源の間に接続されたＭＯＳ基準トラン
ジスタ及びＭＯＳ制御トランジスタと、基準電圧源と負
荷手段との間に接続された、基準トランジスタに対して
対称的な構成のＭＯＳミラー・トランジスタと、 制御トランジスタとミラー・トランジスタの間に接続さ
れた、ミラー・トランジスタのドレイン電位に追従する
ように基準トランジスタのドレイン電位を制御するため
の信号手段と を含む電流切替え式ドライバ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/238,090 US4937469A (en) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | Switched current mode driver in CMOS with short circuit protection |
| US238090 | 1994-05-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02105722A true JPH02105722A (ja) | 1990-04-18 |
| JPH07105706B2 JPH07105706B2 (ja) | 1995-11-13 |
Family
ID=22896452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1221891A Expired - Lifetime JPH07105706B2 (ja) | 1988-08-30 | 1989-08-30 | 電流切換え式ドライバ回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4937469A (ja) |
| EP (1) | EP0357366B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07105706B2 (ja) |
| DE (1) | DE68911234T2 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2883625B2 (ja) * | 1989-03-30 | 1999-04-19 | 株式会社東芝 | Ｍｏｓ型充電回路 |
| GB8913439D0 (en) * | 1989-06-12 | 1989-08-02 | Inmos Ltd | Current mirror circuit |
| JP2531818B2 (ja) * | 1990-02-21 | 1996-09-04 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路 |
| WO1991018338A1 (en) * | 1990-05-17 | 1991-11-28 | International Business Machines Corporation | Switchable current source |
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| JP6453553B2 (ja) * | 2014-03-26 | 2019-01-16 | 株式会社メガチップス | カレントミラー回路及びこれを用いた受信装置 |
| US10186942B2 (en) * | 2015-01-14 | 2019-01-22 | Dialog Semiconductor (Uk) Limited | Methods and apparatus for discharging a node of an electrical circuit |
| US10812067B1 (en) * | 2019-06-07 | 2020-10-20 | Nxp B.V. | Redriver and resistive unit for a redriver |
| FR3104751B1 (fr) | 2019-12-12 | 2021-11-26 | St Microelectronics Rousset | Procédé de lissage d’un courant consommé par un circuit intégré et dispositif correspondant |
| FR3113776A1 (fr) | 2020-08-25 | 2022-03-04 | Stmicroelectronics (Rousset) Sas | Alimentation de circuit électronique |
| FR3113777B1 (fr) * | 2020-08-25 | 2024-12-13 | St Microelectronics Rousset | Alimentation de circuit électronique |
| TWI819947B (zh) * | 2023-01-05 | 2023-10-21 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 開關電路 |
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| EP0227149A1 (en) * | 1985-12-10 | 1987-07-01 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Current-sensing circuit for a power semiconductor device, in particular an integrated intelligent power semiconductor switch specifically for applications in motor vehicles |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS59221014A (ja) * | 1983-05-30 | 1984-12-12 | Sony Corp | 電圧電流変換回路 |
| US4532481A (en) * | 1983-06-14 | 1985-07-30 | Harris Corporation | High voltage current mirror |
| EP0189894A3 (en) * | 1985-01-29 | 1987-04-15 | Omron Tateisi Electronics Co. | Basic circuitry particularly for construction of multivalued logic systems |
| US4694201A (en) * | 1985-04-30 | 1987-09-15 | Motorola, Inc. | Current-saving CMOS input buffer |
| JPH0763140B2 (ja) * | 1985-11-13 | 1995-07-05 | 松下電器産業株式会社 | ゲ−ト回路 |
| US4855618A (en) * | 1988-02-16 | 1989-08-08 | Analog Devices, Inc. | MOS current mirror with high output impedance and compliance |
-
1988
- 1988-08-30 US US07/238,090 patent/US4937469A/en not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-08-29 DE DE68911234T patent/DE68911234T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-08-29 EP EP89308704A patent/EP0357366B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-08-30 JP JP1221891A patent/JPH07105706B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0227149A1 (en) * | 1985-12-10 | 1987-07-01 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Current-sensing circuit for a power semiconductor device, in particular an integrated intelligent power semiconductor switch specifically for applications in motor vehicles |
| JPS62247268A (ja) * | 1985-12-10 | 1987-10-28 | エヌ・ベ−・フイリツプス・フル−イランペンフアブリケン | 電流検出回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0357366B1 (en) | 1993-12-08 |
| US4937469A (en) | 1990-06-26 |
| DE68911234T2 (de) | 1994-05-19 |
| DE68911234D1 (de) | 1994-01-20 |
| EP0357366A1 (en) | 1990-03-07 |
| JPH07105706B2 (ja) | 1995-11-13 |
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