JPH0210697A - メタルハライドランプ用安定器回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、メタルハライドランプおよびキセノン−メタ
ルハライドランプ等の動作の間に一般に発生する有害な
電気泳動および音響共振作用を低減または実質的に除去
するようにメタルハライドランプおよびキセノン−メタ
ルハライドランプを動作させる安定器（ｂａｌｌａｓｔ
　）回路および方法に関する。

１９８８年２月１８日に出願された米国特許出願第１５
７．３５９号、第１５７．３６０号および第１５７，４
３６号に開示されているように、自動車の外観を改良し
、また空気力学的性能を改良するために自動車の設計者
が自動車のボンネットラインを低くし得るような自動車
用の放電ランプを提供することが望まれている。更に、
米国特許出願第１５７，３６０号に開示されているよう
に、メタルハライドランプは、６０Ｈｚのような交流（
ＡＣ）電源または直流電源で動作する場合−般に電気泳
動作用を発生する。この電気泳動作用はメタルハライド
ランプのハロゲン化物をランプの端部領域に移動または
押し流すものであり、このようなランプが所望の照明を
行うことを妨害しているものである。米国特許出願第１
５７，３６０号はメタルハライドランプおよびキセノン
−メタルハライドランプに関連する電気泳動作用を除去
するために真空シュラウドを使用することを開示してい
る。このような真空シュラウドは所望の目的を達成する
が、真空シュラウドを必要とすることなくこのような電
気泳動作用を除去し、これによってこのようなメタルハ
ライドランプおよびキセノン−メタルハライドランプの
製造価格を低減することが望まれている。

動作している小さいワット数のメタルハライドランプの
電気泳動作用は約Ｉ　ＫＨｚまでの動作周波数において
顕著であるが、小さなワット数のメタルハライドランプ
に比較的高い周波数の励起信号を供給することによって
補償できる。しかしながら、高周波動作はこのようなラ
ンプの動作を劣化させる音響共振作用を発生する。この
ような共振作用は米国特許第４，１７０，７４６号に更
に詳細に開示されている。有害な音響共振作用を更に詳
細に理解するためにはこの特許の明細書を参照されたい
。

米国特許第４，０４２，８５６号公報の第４欄、第１−
６０行に開示されているように、交流（ＡＣ）を供給さ
れるガス放電ランプに関連する音響共振作用は、ランプ
に供給される交流電流のリップルに関連する１　０−４
０Ｋｔｌｚの間の動作周波数によって避けることができ
る。

また、メタルハライドランプ型の小さいワット数のガス
放電ランプにおいては金属イオンの電気泳動がこのよう
なランプを直流（ＤＣ）励起で動作させる場合に発生ず
る。直流動作の間に発生するメタルハライドランプの有
害な電気泳動作用は特にランプを動作時に垂直に配向し
た場合に顕著である。この垂直状態では金属のハロゲン
化物が重力の作用によりランプの所望の中央部分からそ
の端部領域に変位し、所望の金属ハロゲン化物成分がこ
のようなランプの照明に寄与することを妨害する。自動
車の設計者およびランプ取り付は設計者が特定の必要性
に従ってメタルハライドランプを位置付けまたは方向付
けできる自由度が得られるようにメタルハライドランプ
をどのような向きでも配置できるようにする手段を提供
することが望まれている。

従って、本発明の目的は、真空シュラウドを必要とする
ことなくガス放電ランプを動作させることができると同
時にガス放電ランプに対する電気泳動作用および音響共
振作用を低減または実質的に除去して、これらのランプ
を任意の所望の向きに配置できるようにするガス放電ラ
ンプの動作方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、ガス放電ランプを動作させる所望
の方法を可能にする安定器回路を提供することにある。

本発明の他の目的は、キセノンランプ、メタルハライド
ランプおよびキセノンーメタルノ１ライドランプのよう
な種々の放電ランプを動作させる方法および安定器回路
を提供することにある。

発明の概要 本発明は、ガス放電ランプにおいて一般的に発生する有
害な電気泳動および音響共振作用を低減または実質的に
除去するようにガス放電ランプを動作させる安定器回路
および方法に向けられている。

ガス放電ランプを動作させる方法は、ガス放電ランプの
対の電極間に比較的高い電圧を供給することによりラン
プ内に含まれている成分を励起し、次いでガス放電ラン
プの励起を維持するようにランプの対の電極に比較的低
い周波数の調整された矩形波電流を供給するステップを
有する。更に、この方法は矩形波電流を電極に周期的に
供給する方向を交互に変更することが望ましい。

安定器回路は、直流励起源に接続され、（１）制御信号
を発生する手段および（２）ガス放電ランプを通って流
れる電流のレベルを設定し検出する手段の両者に応答す
る直流／直流スイッチング電流調整器を有する。この直
流／直流電流調整器は調整された直流矩形波電流を周期
的に発生するように制御信号に応答して周期的に導通状
態になる。また、この直流／直流電流調整器はガス放電
ランプに流れる電流のレベルが所定値になったことに応
答して非導通状態にされる。更に、安定器回路は直流／
直流スイッチング電流調整器とガス放電ランプとの間に
接続されたブリッジ手段を有する。このブリッジ手段は
制御信号を発生する手段に応答して、直流／直流スイッ
チング電流調整器の調整された電流がガス放電ランプを
交互の方向に流れるように制御する。

また、安定器回路は、ガス放電ランプの両端間に結合さ
れ、ガス放電ランプのアーク状態を起動し設定するよう
に周期的に比較的高い電圧パルスを発生する起動手段を
有することが好ましい。

好適実施例の詳細な説明 本発明の一実施例においては、第１図に示すように反射
器１２、レンズ１４および光源１６を有する自動車用ヘ
ッドライト１０を動作させるための安定器回路および方
法が提供される。光源１６は前掲の米国特許出願第１５
７，３５９号、第１５７．３６０号および第１５７．４
３６号に記載されているような励起可能な成分を封入す
る種々の形式のものであり、自動車用ライト１０および
種々の光源の詳細な説明についてはこれらの特許出願を
参照されたい。

背景部分で説明したように、メタルハライド光源のよう
なガス放電ランプは６０Ｈｚのような比較的低い周波数
の交流（ＡＣ）電源または直流（ＤＣ）電源により動作
させた場合、−船釣に電気泳動作用を発生する。同様に
、メタルハライド光源は、３０　ＫＨｚのような比較的
高い周波数で作動した場合、−船釣に有害な音響共振作
用を発生する。

このようなを害な動作を解決しようとして、水平な向き
に配置した小さなメタルハライドランプの動作を観察し
分析した結果、メタルハライドランプの交流および直流
動作における電気泳動の役割が更によくわかった。この
結果、本発明者はランプの動作周波数に対してメタルハ
ライドランプ内のアークの放射金属含有量を制御する手
段を開発した。

上述した光源１６のような小さなメタルハライドランプ
に関連して行った重要な観察の１つによれば、６０Ｈｚ
のような低い周波数でメタルハライドランプを動作させ
た場合に比して、数キロヘルツ以上の周波数で動作させ
た場合にはこれらのランプは明確に高い効率および低い
色温度を示した。

この観察によって、このような高い周波数動作の際にア
ーク内に実質的に高い放射金属濃度が発生したことがわ
かった。これは、ランプ内の励起されたナトリュウム成
分によって発生した透過光を選択的に観察することがで
きるフィルタを通してメタルハライドランプの動作を観
察することによって実証された。更に、ランプの低周波
動作をビデオレコーダによって観察し、メタルハライド
ランプのアークに寄与するナトリュウム成分が、ランプ
のコネクタまたは電極に度り付いた雲の外観を有し、こ
れがアノードでかなり明確な境界を有し、そしてランプ
の交流動作の各半サイクルの間にカソードの方に向かっ
て移動することを観察した。別の観察においては、凝縮
されたハロゲン化物が低い動作周波数においてメタルハ
ライド光源の端部領域またはチャンバ内に堆積する傾向
があるのに対して、高い動作周波数においては凝縮物が
メタルハライド光源管の中央領域のうちの下側部分に主
に蓄積することがわかった。これらの両動作は電極間の
所望の中央位置から外れたところにハロゲン化物成分を
おき、これによりメタルハライドランプの所望の照明出
力へのハロゲン化物成分の寄与を妨害した。

メタルハライドランプの有害な動作を補正するための観
察、分析および実験から、本発明者はメタルハライドラ
ンプの動作における有害な電気泳動および音響共振作用
を低減または実質的に除去する所望のランプ動作方法を
開発した。メタルハライドランプを動作させる所望の本
発明の方法を実施するため、前掲の米国特許出願箱１５
７．３５９号、第１５７，３６０号および第１５７，４
３６号に説明されているような放電ランプを所望のよう
に動作させるための安定器回路用の動作パラメータおよ
び構成を決定した。

本発明は、キセノンランプやハライドランプのような種
々の放電ランプを動作させる安定器回路および方法を提
供する。一般に、安定器回路は関連する放電ランプの初
期または起動イオン化段階を比較的高い電圧パルスの供
給によって設定し、次いでその運転モードの間は調整さ
れた矩形波電流でランプを励起する。安定器回路はメタ
ルハライドランプを運転モードの開動作させるのに有利
な比較的低い周波数の調整された矩形波電流を発生する
。この電流はランプの６０Ｈｚ動作のみならず直流動作
によって一般に発生する電気泳動作用を低減または実質
的に除去するように電極に供給される。また、この矩形
波電流による励起は放電ランプの比較的高い周波数の動
作によって一般に発生する有害な音響共振作用をも低減
または実質的に除去する。

光源１６を動作させる本発明の方法は対の電極間に比較
的高い電圧を供給してガス放電ランプ内の成分を初期励
起するステップを有する。このような励起の後、本発明
の方法では比較的低い周波数の矩形波電流を対の電極に
供給して、ガス放電ランプの励起状態を維持する。更に
本発明の方法では、矩形波電流が電極に供給される方向
を周期的に交互に変更することが好ましい。矩形波電流
は値が約０．　２アンペア乃至約２．　０アンペアの範
囲であり、繰返し速度が約１ミリ秒乃至約０゜１ミリ秒
である。ガス放電ランプ内の成分の励起を設定または起
動するための比較的高い電圧は約２０．０００ボルトの
範囲の振幅および約５　ＫＨｚの周波数を有する交流電
圧であるのが好ましい。

一般に、メタルハライドランプを動作させる本発明の安
定器回路は直流励起源に接続され、（１）周期的に生ず
る制御信号を発生する手段および（２）ガス放電ランプ
を流れる電流レベルを設定し検出する手段の両者に応答
する直流／直流スイッチング電流調整器を有している。

この直流／直流電流調整器は上述したパラメータを有す
る調整された矩形波電流を発生するように周期的に生ず
る制御信号に応答して周期的に導通する。また、直流／
直流電流調整器はガス放電ランプを通る電流の所定レベ
ルに応答して非導通状態にされる。

更に、安定器回路は直流／直流スイッチング電流調整器
とガス放電ランプとの間に接続されたブリッジ手段を有
する。このブリッジ手段は、直流／直流スイッチング電
流調整器からの調整された電流がガス放電ランプを交互
に逆向きに通るように方向制御するために、周期的に生
ずる制御信号を発生する手段に応答する。更に、安定器
回路は、ガス放電ランプの両端間に結合され、ガス放電
ランプ１６内の成分の励起を起動するように前述したパ
ラメータを有する周期的に生ずる比較的高い電圧パルス
を発生する起動手段を有する。

本発明の安定器回路のブロック図が第２図に示されてお
り、整流器およびコンデンサフィルタよりなる交流電力
整流−波回路１００、パルス幅変：Ａ器とクロック発振
器および分周器よりなるクロック発生器とを含む回路２
００、直流／直流スイッチング電流調整器３００％電流
反転ブリッジ４００、直流／直流昇圧変換器５００、第
８図の即時充電流制御回路６００、およびキセノン、キ
セノン−メタルハライドおよびメタルハライドランプ用
の起動ランプ回路７００の相互接続が示されている。第
３図、第４図、第５図、第６図、第７図、第８図および
第９図は上記の要素１００，２００．３００，４００，
５００，６００および７００のそれぞれの具体的な回路
構成を示している。

第３図乃至第９図の回路部品は例えば表１に示すような
諸元を有する。

表１ 一実施例においては、商用および工業用のガス放電ラン
プに使用する場合、本発明は６０Ｈｚ、１２０ボルトお
よび６０Ｈｚ、　　２２０ボルトの典型的な値をそれぞ
れ有する第１および第２の交流電源に接続できる交流電
力整流−波回路１００を有する。回路１００は第３図に
示すようにダイオードＤＩＯＩ、Ｄ１０２．Ｄ１０３．
およびＤ１０４からなる全波ブリッジを有し、約１８０
ボルトおよび約３６０ボルトの値をそれぞれ有する第１
および第２の直流電圧を発生する。整流−波回路１００
は本発明の一部を構成することが好ましいが、１８０ｖ
および３６０ｖを供給する外部電源のような他の手段を
用いてもよい。更に、発生された第１および第２の直流
電圧の一波は、第１および第２の直流電圧端子にそれぞ
れ接続されているＣ１０１およびＲ１０１ならびにＣｌ
Ｏ２およびＲ１０２によって形成されるような抵抗コン
デンサ回路網によって行うのが好ましい。

車両用または自動車用のランプに用いる場合においては
、直流の＋３６０Ｖは典型的な自動車バッテリからの１
２Ｖの直流を入力とする、第７図に詳しく示す通常の直
流／直流昇圧変換器５００によって発生することができ
る。第７図の構成要素Ｌ５０１．Ｄ５０１．Ｃ５０１お
よびＱ５０１は米国ニュージャージ州ロッチェルバーク
所在のへイドンブックカンパニ（Ｉｌａｙｄｅｎ　Ｂｏ
ｏｋ　ＣｏＩＱｐａｎｙ。

Ｉｎｃ、）によって出版された、アブラハムおよびブレ
スマン（Ａｂｒａｈａｍ／Ｐｒｅｓｓｍａｎ）の著書「
スイッチングおよびリニア電源、電力変換器の設計（Ｓ
ｗｉｔｃｈｉｎｇ　ａｎｄ　Ｌｌｎｅａｒ　Ｐｏｗｅｒ
　５ｕｐｐｌｙ、Ｐｏｖｅｒ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　Ｄ
ｅｓｌｇｎ）　Ｊの第９．５章に記載されているように
動作し、第７図のエラー増幅およびパルス幅変調器はシ
リコン・ゼネラル（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｇｅｎｅｒａｌ　
）社の５Ｃ１５２４の集積回路であってもよいが、上述
した同じ文献の第９．６章に記載されているように動作
する。

上述の用途の全てにおいて必要なことは直流電力が直流
／直流スイッチング電流調整器に供給されることである
。第２図に示す実施例の場合、回路１００によって発生
された第１および第２の直流電圧は第５図に詳しく示す
直流／直流スイッチング電流調整器３００に接続される
。直流／直流スイッチング電流調整器３００は電流反転
ブリッジ４００に直列に接続され、後述の調整された矩
形波電流を供給する。直流／直流スイッチング電流調整
器３００は定電流源を構成し、この定電流をブリッジ４
００を介してランプに供給する。ブリッジは直流／直流
スイッチング電流調整器にょって作られた定電流を放電
ランプに対して交互に逆の方向から供給するように機能
する。本発明の一実施例においては、ブリッジ４００か
らランプに供給される定電流を反転させる周波数７．６
８Ｋｌｌｚであることが好ましく、クロック発生器によ
って出力されるフルデユーティ　（「ｕｌｌ　ｄｎｔｙ
　）矩形波制御波形によって決定される。直流／直流ス
イッチング電流調整器３００はクロック発生器からの３
０．７２Ｈｚの信号に応答するとともに、パルス幅変調
器によって制御される。パルス幅変調器は電流調整器３
００によって発生されるランプ電流フィードバック信号
および即時光電流制御回路によって決定される所望のお
よび実際のランプ電流状態に応答する。パルス幅変調器
およびクロック発生器を含む回路２００は、後述する第
４図の回路構成を有し、３０．７２ＫＨｚの信号に関連
するリップルをピーク・ピークで３％以下に低減するよ
うに高度の一波機能ををしていて、最終的にランプに供
給される調整された電流が好ましい高品質の７．６８Ｋ
ＩＩｚの矩形波になるようにする。

直流／直流スイッチング電流調整器３００は、第５図に
示すように、デュアルＤ形フリップフロップＵ２０２（
第４図）の出力からの周期的に生ずる制御信号を受ける
。この制御信号は第５図に示すようにトランジスタＱ３
０２およびＱ３０３からなるスイッチング手段のベース
に供給される。

トランジスタＱ３０２およびＱ３０３はＵ２Ｏ５の周期
的に生ずる制御信号を表す出力信号を発生し、これをト
ランジスタＱ３０４に供給する。トランジスタＱ３０４
は主電力制御スイッチであり、これは好ましくは電力用
電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。複数の（４つ
の）抵抗Ｒ３０４はトランジスタＱ３０４のソースと直
列に電流測定分路として接続されていて、第４図のフィ
ードバック制御回路の比較器Ｕ２０１のビン３にランプ
電流フィードバック信号を供給する。抵抗Ｒ３０４は導
通状態においてトランジスタＱ３０４に流れる電流を検
出する手段を構成するように作用し、前記電流はまたガ
ス放電ランプに流れる電流を表している。

第５図のトランジスタＱ３０４は２つのインダクタを有
するＴ型直列フィルタの１端に接続され、このフィルタ
の他端はコンデンサＣ３０１を介して直流３６０ボルト
の電圧に接続されている。トランジスタＱ３０４はスイ
ッチング手段Ｑ３０２およびＱ３０４の出力信号に応答
して導通状態になり、調整された定電流源の直流矩形波
を発生して、これを第６図のＣ４０３およびＣ４０４、
ししたがってブリッジ４００を介して最終的に放電ラン
プに供給する。コンデンサＣ３０４は、直流／直流スイ
ッチング電流調整器３００の基本周波数において伝達ノ
ツチを持つ波トラップを作るコンデンサ／インダクタ組
合せを形成するように、第５図に示すように、Ｔ３Ｏ１
の巻線の１つに並列に接続することが好ましい。コンデ
ンサ／インダクタ組合せは放電ランプに供給されるリッ
プル電流を非常に小さくするという点で本発明にとって
特に重要であり、これは電極間に形成されるアークが放
電ランプのチャンバ内の（背景部分で説明した）音響共
振によって曲げられるのを防止するように作用するので
冑利である。第５図のＴ型フィルタは、確実なランプ起
動をおこなうために１．０ミリ秒以下のような充分に短
い時間内にランプに供給される電流を立ち上げることが
できる急峻な応答特性を有するように選択される。この
ようなＴ型フィルタの所望の過度応答特性は表１に示さ
れているように部品Ｔ３０１．Ｔ３０２゜Ｃ３０４およ
びＣ６０５の値を選択することによって達成される。

抵抗Ｒ３０３、ダイオードＤ３０３、コンデンサＣ３０
２から成る回路網は、入力インダクタＴ３０１のコア内
に設けられた制御巻線の両端に接続されていると共に、
ダイオードＤ３０２に直列に接続されている。ダイオー
ドＤ３０２はトランジスタＱ３０１のベースに接続され
、このトランジスタＱ３０１のコレクタは抵抗Ｒ３０２
を介して１８０ｖの直流電圧に接続されている。この回
路網は、放電ランプのウオームアツプ（ｗａｒｔｓ−ｕ
ｐ　）後、安定器回路の電子素子用に使用される１２Ｖ
の低い直流電圧のロジック用電力を供給する。また、こ
の回路網はトランジスタＱ３０１を非導通状態にするよ
うにバイアスすることによってトランジスタＱ３０２お
よびＱ３０３から１８０ボルトの励起電圧の一部を取り
除く。ランプのウオームアツプ前においては、直流ロジ
ック用電力は整流された直流１８０ｖの入力電力からト
ランジスタＱ３０１を介して第５図の回路に供給される
。

必要な場合には、Ｒ３０１およびＲ３０３の抵抗値を適
当に選択することによって１８０ボルトの代わりに３６
０ボルトの励起電圧を使用して直流１２Ｖのロジック用
電力を発生してもよい。更に、この３６０ボルトの励起
電圧は第３図の交流整流ろ波回路１００または第８図の
直流／直流昇圧変換器５００から得ることができる。

電流反転ブリッジ４゛００は第６図に示すように４つの
トランジスタＱ４０１−Ｑ４０４を有する。

これらのトランジスタは２６４図の回路２００のパルス
変成器Ｔ２Ｏ１およびＴ２Ｏ２によって部分的に制御さ
れる。ブリッジ４００は２つの状態の内の一方で動作し
、各状態はランプに供給される調整された電流の方向に
対応している。状態の一方においては、斜めに対向する
ブリッジ対として動作するトランジスタＱ４０１および
Ｑ４０４が完全にオンになり、他方のブリッジ対のトラ
ンジスタＱ４０２およびＱ４０３が非導通状態になる。

他方のブリッジ状態においては、前にオフであったトラ
ンジスタが導通し、前に導通していたトランジスタが非
導通状態になる。第４図をも参照すると、各々４つの絶
縁された２次巻線を有している変成器Ｔ２Ｏ１およびＴ
２Ｏ２は、各変成器が第４図のロジックによって駆動さ
れたときにブリッジの状態を決定するものであるので、
決して同時にはパルス駆動されることはない。第６図の
ブリッジ４００の状態の各々を設定するために、パルス
変成器Ｔ２Ｏ１は第４図のロジックによってパルス駆動
される。

第６図の第１の対のトランジスタＱ４０１およびＱ４０
４はその関連する回路網とともに一対のスイッチング回
路網を形成し、その各々は後述する第４図のパルス変成
器回路網によりて発生された出力パルスに応答する。ト
ランジスタＱ４０１゜Ｑ４０２．Ｑ４０３およびＱ４０
４の導通および非導通状態は、直流／直流スイッチング
電流調整器からの調整された電流ガス放電ランプに供給
される方向を決定する。第１の対のスイッチング回路網
のトランジスタＱ４０１およびＱ４０４は第４図の回路
からのパルス出力に応答して導通し、これにより第５図
の変成器Ｔ３０１を介して第６図に示すブリッジ４００
に供給された直流／直流スイッチング電流調整器３００
からの調整された電流が放電ランプを第１の方向に流れ
るように制御する。トランジスタＱ４０３およびＱ４０
２に関連する第２の対のスイッチング回路網は第４図の
回路からのパルス出力に応答して導通し、これにより直
流／直流スイッチング電流調整器３００からの調整され
た電流が放電ランプを第２すなわち反対の方向に流れる
ように制御する。

この機能を達成するために、第４図の回路でのパルス駆
動に応答する第６図に示す変成器Ｔ２Ｏ１の２次巻線の
２つがブリッジ４００の第１の動作状態を設定するよう
に斜めに対向するブリッジ対のトランジスタＱ４０１お
よびＱ４０４をオン状態に駆動し、変成器Ｔ２Ｏ１の他
の２つの２次巻線は残りのブリッジ対のトランジスタＱ
４０２およびＱ４０３をオフ状態に駆動する。ブリッジ
４００の第２の動作状態は第４図の他の変成器Ｔ２Ｏ２
にパルスを供給する第４図の回路によって設定される。

変成器Ｔ２Ｏ２の２次巻線の２つは斜めに対向するブリ
ッジ対のトランジスタＱ４０２およびＱ４０３をオン状
態に駆動し、変成器Ｔ２Ｏ２の他の２つの２次巻線は残
りのブリッジ対のトランジスタＱ４０１およびＱ４０４
をオフ状態に駆動する。これらの２つの動作状態の際に
これらの４つのトランジスタロ４０１乃至Ｑ４０４の全
てが非導通状態または導通状態になる時間はない。ブリ
ッジの特定のトランジスタをターンオン（導通）させる
ために、第４図の回路から出力される変成器結合された
パルスは直接ターンオンエネルギを供給し、これらのパ
ルスは意図したオン状態の持続時間の間トランジスタに
連続的に供給される。トランジスタＱ４０１−Ｑ４０４
のゲート容量は第４図の回路から出力されるパルス相互
間の２マイクロ秒のスペースのような短い持続時間の間
トランジスタをオン状態に維持する手段である。特定の
トランジスタ（Ｑ４０１−０４０４）をターンオフする
ために、変成器Ｔ２Ｏ１またはＴ２Ｏ２は第６図に示す
トランジスタＱ４０５、Ｑ４０６．Ｑ４０７またはＱ４
０８のようなパイロ・ソトトランジスタのゲート拳ソー
ス間１こパルスを供給する。関連するパイロットトラン
ジスタは関連するブリッジのトランジスタを実際にター
ンオフする。第４図の回路によって発生されるターンオ
フパルスは特定のブリッジのトランジスタＱ４０１−０
４０４の意図したオフ状態の間連続的に供給される。従
って、全てのブリッジのトランジスタは第４図の回路に
よって出力される２マイクロ秒のパルスの相互間の２マ
イクロ秒のスペースを除いて連続的にリフレッシュされ
た状態にある。第４図および第６図に示すパルス変成器
Ｔ２Ｏ１およびＴ２Ｏ２は２０ボルト・マイクロ秒程度
の電圧ソーキング（ｓｏａｋｌｎｇ　）容量を有するこ
とが好ましい。このパラメータはこのような変成器Ｔ２
Ｏ１およびＴ２Ｏ２の磁心を比較的小さくすることを可
能にする。

ブリッジ４００の動作を制御する第４図の回路はまた、
クロック発振器および分周器を含むクロック発生器によ
って本発明の安定器回路の動作を同期化するタイミング
手段を構成する。ブリッジ４００の動作を制御し、かつ
安定器回路の動作を同期させる第４図の回路によって発
生されるパルスはＣＭＯ３型にした周知の５５５形自走
タイマであるＵ２Ｏ５から最初に発生される。自走タイ
マすなわちクロック発振器は、約２４５．７６Ｋｌｌｚ
の所定の周波数を有し、かつ約２マイクロ秒の所定のパ
ルス幅を有する出力信号を発生する。

タイマＵ２Ｏ５の出力は径路指示手段Ｕ２Ｏ５に供給さ
れ、このカウンタＵ２Ｏ５は３０．７２Ｋｌｌｚのパル
ス列を発生しく８で分割）で、フリップフロップＵ２０
２のような素子に供給する。以下に説明するように、こ
の３０．７２ＫＨｚの信号を用いて、ガス放電ランプを
流れる電流を表す比較器Ｕ２０１からの出力信号がない
場合に電流調整器３００に対する３　０．　７２ＫＩＩ
ｚの周期的に生ずる制御信号を発生する。希望する場合
、しかし好ましくないが、自走タイマＵ２Ｏ５の出力に
所望の３０．７２ＫＨｚの信号を発生して、これをリセ
ット可能な素子Ｕ２０２ならびにゲート手段Ｕ２０４の
第２の入力に直接供給し、これにより径路指示手段Ｕ２
Ｏ５を省略してもよい。

径路指示手段Ｕ２Ｏ５はタイマの出力信号を減計数して
、所定のパルス幅で所定の周波数の第１の信号および別
の所定のパルス幅で所定の周波数の第２の信号を発生す
るカウンタである。３０゜７２ＫＨｚの周波数を有する
第１の信号はタイミング手段のスイッチング素子Ｕ２０
２に供給され、Ｕ２Ｏ５によって形成される第２の信号
はゲート手段Ｕ２０４の第２の入力に供給される。

ゲート手段Ｕ２０４は第４図に示す３つのノア回路で構
成されている。ゲート手段Ｕ２０４のビン１および５に
は、タイマＵ２Ｏ５からの２４５゜７６　ＫＨｚの信号
を手段Ｕ２Ｏ５において減計数して３２分の１に分周し
た７、６８ＫＨｚのような選択可能な信号□がスイッチ
５２０１および５２０２を介して供給される。Ｕ２Ｏ４
のビン２および６には、基準アースに接続された第１の
入力（ビン９）および２４５．７６ＫＨｚのタイミング
信号に接続された第２の入力（ビン８）を有するノア回
路の出力（ビン１０）が供給される。入力ビン５および
６を有するゲート手段Ｕ２０４の動作は２４５、　７６
ＫＩＩｚのタイミング信号と７．６８Ｋｌｌｚのような
低いタイミング信号とのノア（否定論理和）機能を実行
し、パルス変成器Ｔ２Ｏ１の１つに供給される繰り返し
速度で周期的にゲートをオフにするパルス列を発生する
。入力ピン１および２を有するゲート手段Ｕ２０４はビ
ン５および６を有する手段のゲートパルスの補数をとり
、他の変成器Ｔ２Ｏ２を駆動する。

第６図について前述したパルス変成器回路網を構成する
パルス変成器Ｔ２Ｏ１およびＴ２Ｏ２の各々にはＦＥＴ
であるトランジスタＱ２０１およびＱ２０２がそれぞれ
設けられている。トランジスタＱ２０１およびＱ２０２
はゲート手段からの入力パルスにそれぞれ応答し、パル
ス変成器にそれぞれ接続されていて、第６図のブリッジ
４００の動作を制御するパルス出力信号を発生させる。

パルス変成器Ｔ２Ｏ１またはＴ２Ｏ２のゲートオンは他
方の変成器Ｔ２Ｏ２またはＴ２Ｏ１に供給されるパルス
のゲートオフによって達成される。

このゲート動作の周波数はブリッジ４００によって発生
されるランプ電流反転動作の周波数を決定する。

また、第４図のクロック発生器は調整された直流電流の
一方または両方の極性でまたは２つの選択可能な周波数
のいずれかでランプを動作させるのに使用される２つの
スイッチ５２０２および５２０１を有する。第４図に示
すスイッチ５２０２の一番上の位置はアース電位を選択
し、この結果第１の極性の調整された直流電流がブリッ
ジ４００を介して放電ランプに供給される。スイッチ５
２０２の一番下の位置は１２ボルトの励起電圧を選択し
、この結果第２の極性の調整された直流電流がブリッジ
４００を介して放電ランプに供給される。第１およびｔ
！４２の極性の調整された電流の供給は米国特許出願節
１５７，４３６号に開示されているガス放電ランプの動
作にとって重要である。スイッチ５２０２の真中の位置
はスイッチ５２０１の共通点に相互接続されている。ス
イッチ５２０１のこのワイパアームは２進カウンタ手段
Ｕ２Ｏ５の２つの２進出力から７．６８ＫＩＩｚの信号
かまたは６０Ｈｚのゲート波を選択する。７．６８　Ｋ
Ｈｚのゲート波はタイマからの２４５．７６ＫＨｚの周
波数を３２で分周することによって得られ、６０Ｈｚの
ゲート信号はタイマの周波数を４０９６で分周すること
によって得られる。

また、第４図の回路は、直流／直流スイッチング電流調
整器の動作の１つを決定するためにガス放電ランプに流
れる電流のレベルを検出する手段を備えている。このよ
うな保護機能を有する手段はアナログ比較器Ｕ２０１を
有し、このアナログ比較器はその入力ピン３が放電ラン
プに流れる電流を表す信号を発生する第５図の感知抵抗
Ｒ３０４に接続され、また第８図の即時充電流制御回路
６００の抵抗−コンデンサ回路網（Ｒ６０７およびＣ６
０２）に接続されている。

第５図を参照すると、電力スイッチＱ３０４はＵ２Ｏ５
によって発生されたクロックパルスによってターンオン
され、第４図の電流測定比較器Ｕ２０１によってターン
オフされる。電流調整器３００のスイッチングサイクル
は、クロック発振器Ｕ２Ｏ５がクロックパルスをフリッ
プフロップＵ２０２に供給して、電力スイッチＱ３０４
をターンオンしたとき開始する。電力スイッチＱ３０４
はまた矩形波の調整された電流をブリッジ４００に供給
する。ブリッジ４００はまたこの調整された矩形波電流
を放電ランプに供給する。

第８図の即時充電流制御回路の目的は即時光を発生させ
ることである。すなわち、完全にウオームアツプされた
レベルにほぼ等しいレベルの光をランプのウオームアツ
プ中に発生させることである。このレベルの即時光は、
本発明の安定器回路が米国特許出願箱１５７．３５９号
、第１５７゜３６０号および第１５７，４３６号に開示
されているような自動車用の放電ランプを作動するのに
使用される場合に特に重要である。即時充電流制御回路
はガス放電ランプに流れる電流のレベルを設定し検出す
る回路である。即時充電流制御回路は、放電ランプの動
作の最初の２０秒の間、（低減する）ｍ流基準電圧を比
較器Ｕ２０１　（第４図）に供給する。比較器Ｕ２０１
はこの信号に応答して、電流調整器３００によって発生
されて、ブリッジ４００によってランプに供給されるラ
ンプ電流を低減する基準電圧に追従させる。初期の調整
されたランプ電流は４．５アンペアであることが好まし
く、これはランプ動作の約２０秒の期間にわたって０．
８アンペアまで低下する。

電流基準電圧（従ってランプ電流）の初期値はポテンシ
ョメータＲ６０４によって設定され、ランプに対する運
転（ｒｕｎ　）　＊流はポテンショメータＲ６０２によ
って設定される。起動レベルから運転レベルまでの変化
は比較器Ｕ６０１の入力段（ビン３）に設けられている
ＲＣ回路網（Ｃ６０１およびＲ６０６）の時定数によっ
て決定されるように指数関数的に低減する。インダクタ
Ｔ３０１の制御巻線はランプ電圧を検知し、この検知し
た電圧をダイオードＤ６０１を介して転送してトランジ
スタＱ６０２を導通させることによって起動から動作へ
の変化を開始する。また、トランジスタＱ６０２はトラ
ンジスタＱ６０１を非導通状態にする。コンデンサＣ６
０３および抵抗Ｒ６１０は第８図の回路が、ランプ起動
のブレークダウン状態の間、初期ランプ電流を早期に切
り戻すことを防止する回路網を構成する。トランジスタ
Ｑ６０１の非導通状態によりＲＣ回路網に蓄積された電
荷が減衰し始める。比較器Ｕ６０１の出力段はこの減衰
に追従し、この減衰電圧を基準値として第４図のＵ２Ｏ
５のビン２に供給する。Ｑ６０３、Ｒ６０７およびＲ６
０８からなる回路網が比較器Ｕ６０１の出力段に接続さ
れて、Ｕ２Ｏ５のピン２に供給される基準電圧を約３．
０ボルトを超えない値に保持すなわちクランプする。

比較器Ｕ２０１は、第１の入力（ピン３）および第２の
入力（ピン２）に供給される信号間の差が所定値を超え
たとき出力信号を発生するように動作する。第１の入力
はランプに流れる電流を検出する抵抗Ｒ３０４に接続さ
れ、第２の入力はＲＣ回路網（Ｒ６０７およびＣ６０２
）を介して比較器Ｕ６０１の出力段に接続される。Ｕ２
Ｏ５のピン２に現れる電圧が、約３．０ボルトから約０
゜５ボルトまで変化するＵ２Ｏ５のビン３上に現れる電
圧に等しいかまたはそれを超えたとき、Ｕ２Ｏ５の比較
器出力は変化して、信号を、Ｕ２Ｏ５のビン４に供給す
る。この信号はまた、第５図の電流調整器３００のスイ
ッチング手段のトランジスタＱ３０２およびＱ３０３に
供給されるＵ２Ｏ５の出力信号（３０，７２ＫＩＩｚ　
）を禁止し、これによりこれらの素子を非導通状態にし
、電流調整器３００によって発生される矩形波の調整さ
れた電流がブリッジ４００を介して放電ランプに供給さ
れることを防止する。

本発明の実施により第４図のクロック発生器によって制
御される同期式安定器回路が提供されることを理解され
たい。第４図、第５図および第８図の回路によって形成
される時間パルスおよびフィードバックおよび制御信号
の制御の下に直流／直流スイッチング電流調整器は、第
６図の電流反転ブリッジ４００に供給される調整された
直流矩形波電流を供給する。第１および第２の対のスイ
ッチング手段ををする電流反転ブリッジ４００は第４図
の回路によって出力されるパルス信号の制御の下に調整
された矩形波電流を放電ランプに交互の方向に供給する
。放電ランプ、特に本発明に関連する米国特許出願節１
５７，３５９号、第１５７．３６０号および第１５７，
４３６号に開示されているようなキセノンランプ、メタ
ルハライドランプおよびキセノンメタルハライドランプ
は第９図に示す回路によって発生される高電圧の起動パ
ルスを必要とする。

直流／直流スイッチング電流調整器３００からの調整さ
れた電流をガス放電ランプに交互の方向に供給する第６
図の電流反転ブリッジ４００の出力は第９図の起動回路
のＡおよびＢで示される端子に接続される。起動回路７
００は入力充電回路、発振回路、種々の変成器およびス
パークギャップ素子から構成されている。第９図の起動
回路への入力はブリッジ４００からの、公称３６０ボル
トのピーク矩形波である。正の半サイクルにおいて、電
流はＡ端子からＲ７０１，Ｄ７０１．Ｃ７０１を介して
Ｂ端子に戻るように流れ、Ｃ７０１をピークで１８０ボ
ルトまで充電する。負の半サイクルにおいては、電流は
Ｂ端子からＣ７０２，Ｄ７０２、Ｒ７０１を介してＡ端
子に戻るように流れ、Ｃ７０２をピークで１８０ボルト
まで充電する。

従って、Ｃ７０１の上部から０７０２の底部までの電圧
は直流３６０ボルトである。この充電回路網は以下に説
明する起動回路の発振器の動作を決定する。この充電動
作はブリッジ４００がガス放電ランプの作動用に供給し
ている周波数の範囲にわたって行われる。この典型的な
周波数は前述したように７．６８ＫＩｌｚである。

起動回路７００の入力段にあるコンデンサＣ７０６およ
びＣ７０７は回路の後方部分で発生する大きな過渡電圧
からダイオードＤ７０１およびＤ７０２をそれぞれ保護
するように作用する。起動回路７００の入力段に設けら
れている抵抗Ｒ７０１は２つの目的を有している。すな
わち、（１）ダイオード（Ｄ７０１およびＤ７０２）を
介したコンデンサ（Ｃ７０１およびＣ７０２）への充電
サージ電流を制限する。（２）かなりの電流が運転状態
中にアーク管から分流しないように起動回路の電源を減
結合する。

ガス放電のイオン化状態を開始するための起動回路によ
って発生される高電圧は、米国特許第４゜３５０．９３
０号に開示されているように素子Ｑ７０１、Ｃ７０２，
Ｒ７０３，Ｒ７０４，Ｒ７０５、Ｃ７０３，Ｔ７０１お
よびＤ７０３からなる発振器によって部分的に達成され
ている。この発振器はコンデンサＣ７０４に蓄積された
エネルギをパルス変成器Ｔ７０２の一次側を介して反復
的に放電する。Ｔ７０２の出力に現れる高電圧パルスは
Ｄ７０４によって整流され、Ｃ７０５を充電する。Ｔ７
０２から発生した数個のパルスはガス放電ランプの起動
を開始する所望の電位まで０７０５を充電する。Ｃ７０
５の充電が約１０，０００ボルトの電圧を生ずるまで行
われるとスパークギャップ素子（ＳＰ７０１）がブレー
クダウンし、Ｃ７０５からの電荷がＴ７０３の一次巻線
に供給される。これによりまた、Ｔ７０３の二次側の両
端に約２０．０００ボルトが発生され、これはガス放電
ランプをブレークダウンすなわち起動するように供給さ
れる。

詳しくは、Ｃ７０４はＣ７０１の上部にある起動回路７
００のＡ端子からＲ７０２およびＲ７０３、Ｔ７０２の
一次側ならびにＲ７０６を介して、Ｃ７０２の底部にあ
る起動回路７００のＢ端子に戻るように充電される。米
国特許第４．３５０゜９３０号に記載の回路はＣ７０１
が導通したとき、Ｃ７０４をＴ７０２の一次側を介して
放電するように接続されている。名目上は、Ｒ７０２お
よびＲ７０３およびＣ７０４の接続点の電圧は、Ｃ７０
４が完全に充電されたとき、ブリッジ７００の完全な３
６０ボルトになっている。充電時定数は典型的にはＲ７
０２の２０００オームにＣ７０４の０．１ｕＰをかけて
得られる０、２ミリ秒である。

抵抗Ｒ７０４およびＲ７０５は、Ｒ７０４の上側の電圧
が３６０ボルト近くなったときにトランジスタＱ７０２
を導通すなわちターンオンするバイアス回路を形成する
。Ｑ７０２が導通状態になると、電流がＴｌＯ１の一次
側に流れ、ＴｌＯ１の二次側に電流パルスが発生し、Ｑ
７０１をターンオンし、そのエミッタ電流が上述した動
作を強め、ＴｌＯ１を導通状態に保持する。この動作は
ＴｌＯ１のコアが飽和するまで維持され、飽和するとこ
の動作は停止し、Ｑ７０１のベースの電圧は負になる。

この負の動作はダイオードＤ７０３によって約０．７ボ
ルトの負の電圧にクランプされる。一方、この負のパル
スはＱ７０２をオフすなわち非導通状態にするように０
７０３を介してＱ７０２のベースに供給される。Ｑ７０
２およびＱ７０１がオフすなわち非導通状態であると、
Ｃ７０４は再び充電される。Ｃ７０４が充分に充電され
てその電圧が３６０ボルト近くになると、Ｑ７０２は再
びターンオンし、Ｑ７０１をターンオンさせ、再びＣ７
０４を放電させる。この動作は５　ＫＨｚとして前に計
算したＲ７０２−Ｃ７０４の充電時定数の逆数にほぼ等
しい周波数で繰り返される。

ガス放電ランプがブレークダウンすなわち起動して導通
状態になると、その端子間の電圧はガス放電ランプが低
インピーダンス素子になるので低減し、起動回路７００
のＡおよびＢ端子における電圧を、米国特許箱４，３５
０．９３０号の発振器が発振しないような値まで低減す
る。このように、ガス放電ランプが一旦起動すなわち点
灯すると、起動回路７００は自動的に停止する。しかし
ながら、ガス放電ランプの端子電圧が特に各半サイクル
毎に再点弧を生じさせなければならない交流動作の場合
のように直ちに低減しないランプの状態がある。動作の
最初の１分ばかりの間、ガス放電ランプはドロップアウ
ト、すなわちアーク状態を失う傾向があり、これに伴な
って交流の各半サイクルの前縁部分の間に再点弧電位が
増大する。

これが発生した場合、ＡおよびＢ端子間に発生する短期
間パルスは起動回路を準備状態に維持するに充分なもの
になり、ガス放電ランプ１６のアーク状態が消滅した場
合、直ちに起動パルスを発生することができる。

起動回路７００のＴｌＯ２は、１）第９図に示すように
共通接続点を有する分離した一次巻線および二次巻線を
有する変成器、２）電流反転ブリッジ４００が起動回路
７００から完全に分離されるように共通接続点を存して
いない（１）と同様な変成器、および３）Ｔ７０２に類
似した単巻変成器などの種々の方法で構成できる。しか
しながら、Ｔ７０２とＴｌＯ２の構造にはかなりの違い
がある。変成器Ｔ７０２は細いワイヤを多数回巻回した
２００：１程度の高い巻線比を有するものであり、３０
０ボルトの入力電圧および１０，０００ボルトの出力の
定格を有するマウザエレクトロニクス社の部品番号４２
ＦＭ９０１のフラッシュランプトリガ変成器のような一
般に知られている同種の形式のものである。

ＴｌＯ２は太いワイヤを比較的少数回巻いて構成され、
インダクタンスは最小である。ワイヤはランプに対して
充分な運転電流を供給するように充分太くなければなら
ず、そのインダクタンスは即時起動電流が阻止されない
ように充分小さくなければならない。この応用において
、１つの好ましい実施例は内径５／１６インチで外径が
１／２インチのポリエチレンチューブの上に１８ゲージ
の太いポリテルマレーゼ（ｐｏｌｙｔｈｅｒｌｌａｌｅ
ｚｅ）絶縁ワイヤを緊密に全体で３５回巻回し、３−１
／２の巻回数のところにタップを出し、フェライトを挿
入した構造の単巻変成器である。

ガス放電ランプに直流矩形波の調整された電流を供給す
る本発明の動作により、メタルハライドランプのような
ガス放電ランプで一般に生じる音響共振現象が実質的に
低減または除去される。調整された直流矩形波電流の使
用によりほぼ一定の電力をランプに矩形波電流の形で供
給することによって、メタルハライドランプ内の定在波
が除去される。本発明が適用されていない場合には、ラ
ンプに直列に設けられた２５マイクロヘンリ以上のイン
ダクタンスが矩形波の立ち上がり時間を増大させて矩形
波を悪化させる。好ましくない立ち上がり時間の増大に
よって周期的な電力の脈動が生じ、メタルハライドラン
プ内に定常波を発生させて、非常に好ましくない動作モ
ードにする。本発明の直流／直流スイッチング電流調整
器３００によって出力される調整された電流はメタルハ
ライドランプと常時直列に存在するインダクタＴ１の両
端間に形成される。ＴａＯ２のインダクタンスは３２ワ
ツトのガス放電ランプに対して１００マイクロヘンリ以
下に選択され、本発明の安定器回路で動作するメタルハ
ライドランプのワット数に反比例して決定される。

本発明はガス放電ランプの動作中に一般に遭遇する有害
な電気泳動および音響共振作用を低減または実質的に除
去するように、米国特許出願第１５７．３５９号、第１
５７，３６０号および第１５７．４３６号に開示してい
るようなガス放電ランプを動作させる安定器回路および
方法を提供したことが理解されよう。

更に、本発明の好ましい方法および安定器回路は米国特
許出願第１５７，３５９号、第１５７゜３６０号および
第１５７．４３６号に説明されているように比較的小さ
な寸法を有するガス放電ランプを自動車用のヘッドライ
トに使用することを可能にする。

【図面の簡単な説明】

第１図は自動車用に特に適しているヘッドライトのガス
放電ランプを示す断面図である。 第２図は本発明の安定器化回路のブロック図である。 第３図は第２図の整流−波回路の構成を示す回路図であ
る。 第４図は第２図のパルス幅変調器およびクロック発生器
を含む回路の構成を示す回路図である。 第５図は第２図の直流／直流スイッチング電流調整器の
回路図である。 第６図は第２図の電流反転ブリッジの回路図である。 第７図は第２図の直流／直流昇圧変換器の回路図である
。 第８図は第２図の即時充電流制御回路の構成を示す回路
図である。 第９図は種々の放電ランプ用の第２図の起動回路の回路
図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、一対の電極を有し、励起可能な成分を封入したガス
   放電ランプを動作させる方法であって、 （Ａ）前記一対の電極間に比較的高い電圧を供給して前
   記成分を励起し、 （Ｂ）前記成分の励起を維持するために前記一対の電極
   に、約０．２アンペア乃至約２．０アンペアの範囲内の
   大きさを有し、かつ約１．０ミリ秒乃至約０．１ミリ秒
   の繰り返し速度を有する矩形波電流を供給するステップ
   を有することを特徴とする方法。 ２、前記矩形波電流を前記電極に供給する方向を周期的
   に交互に変更することを含む請求項１記載の方法。 ３、前記比較的高い電圧が、 約２０，０００ボルトの範囲の振幅を有する約５ＫＨｚ
   の周波数の電圧である請求項１記載の方法。 ４、（Ａ）直流励起源に接続され、 （１）周期的に生ずる制御信号を発生する手段および（
   ２）ガス放電ランプに流れる電流レベルを設定し検出す
   る手段の両者に応答し、直流矩形波電流を発生するよう
   に前記周期的に生ずる制御信号に応答して周期的に導通
   し、前記ガス放電ランプに流れる前記電流レベルの所定
   値に応答して非導通状態になる直流／直流スイッチング
   電流調整器と、 （Ｂ）前記電流調整器と前記ガス放電ランプとの間に接
   続され、前記周期的に生ずる制御信号を発生する前記手
   段に応答して、前記電流調整器からの前記電流が前記ガ
   ス放電ランプを交互の方向に流れるように前記電流を方
   向制御するブリッジ手段と、 を有することを特徴とするガス放電ランプを動作させる
   ための安定器回路。 ５、前記ガス放電ランプの両端間に結合され、前記ガス
   放電ランプの励起を起動し設定するために周期的に生ず
   る比較的高い電圧パルスを発生する起動手段を更に有す
   る請求項４記載の安定器回路。 ６、前記直流励起が、６０Ｈｚで１２０ボルトおよび６
   ０Ｈｚで２２０ボルトの典型的な値をそれぞれ有する第
   １および第２の交流電源に接続される整流手段によって
   発生される請求項４記載の安定器回路。 ７、前記整流手段が更に１８０ボルトおよび３６０ボル
   トの直流電圧の各々をろ波するように接続された抵抗−
   コンデンサ回路網を備えている請求項６記載の安定器回
   路。 ８、前記直流励起が、直流１２ボルトのような典型的な
   直流電源に接続されている直流／直流昇圧変換器によっ
   て発生される請求項４記載の安定器回路。 ９、前記電流調整器が、 前記周期的に生ずる制御信号を発生する前記手段に接続
   されてそれに応答して、対応する出力信号を発生するス
   イッチング手段と、 一端が前記直流励起源に接続された、２つのインダクタ
   を有するＴ型フィルタと、 該フィルタの他端に接続され、前記スイッチング手段の
   前記出力信号に応答して導通し、調整された前記直流矩
   形波電流を発生するトランジスタ手段とを有する請求項
   ４記載の安定器回路。 １０、前記Ｔ型フィルタの両端間には、該Ｔ型フィルタ
   と組み合わさって前記電流調整器の基本周波数において
   伝達ノッチ機能を有する波トラップを構成するコンデン
   サが接続されており、該コンデンサとＴ型フィルタとの
   組合せは前記ガス放電ランプに供給される前記調整され
   た電流が１．０ミリ秒以下の時間で立ち上ることを可能
   にする応答特性を有するように選択された値を有してい
   る請求項９記載の安定器回路。 １１、前記トランジスタ手段が、前記ガス放電ランプに
   流れる電流を表すような前記トランジスタに流れる電流
   を検出する手段に接続されている請求項９記載の安定器
   回路。 １２、前記トランジスタを流れる電流を検出する前記手
   段に接続された第１の入力、および第２の入力を有し、
   前記第１および第２の入力に供給される信号の差が所定
   値を超えたときに出力信号を発生する比較手段と、 前記ガス放電ランプに流れる電流を表す所定の値を設定
   および検出して、前記比較手段の前記第２の入力に供給
   する回路網と、 前記比較手段の前記出力信号に応答するスイッチング素
   子を有し、前記電流調整器への前記周期的に生ずる制御
   信号を禁止するタイミング手段とを更に有する請求項１
   １記載の安定器回路。 １３、前記タイミング手段は、 所定の周波数および所定のパルス幅を有する出力信号を
   発生する自走タイマ手段と、 前記タイマの出力信号を前記タイミング手段の前記スイ
   ッチング素子に供給して、前記比較手段の前記出力信号
   がない場合に前記周期的に生ずる制御信号を発生する手
   段と、 前記タイマの前記出力信号に接続された第１の入力、お
   よび第２の入力を有し、前記タイマの前記出力信号を表
   す出力信号を発生するゲート手段と、 前記ゲート手段の前記出力信号に応答するトランジスタ
   手段であって、前記タイマの前記出力信号を表すパルス
   出力を発生して前記ブリッジ手段に供給するためのパル
   ス変成器回路網に接続されているトランジスタ手段とを
   有する請求項１２記載の安定器回路。 １４、前記タイマの出力信号を供給する前記手段は、 前記タイマの出力信号を減計数して、所定のパルス幅で
   所定の周波数の第１の信号および別の所定のパルス幅で
   所定の周波数の第２の信号を発生するカウンタ手段を有
   し、前記第１の信号は前記タイミング手段の前記スイッ
   チング素子に供給され、前記第２の信号は前記ゲート手
   段の前記第２の入力に供給される請求項１３記載の安定
   器回路。 １５、前記トランジスタ手段は第１および第２の対のス
   イッチング回路網を有し、その各々は前記パルス変成器
   回路網の前記パルス出力に応答するように前記パルス変
   成器回路網の一部を含み、前記第１の対のスイッチング
   回路網は導通にされて、前記パルス出力に応答して、前
   記電流調整器の前記電流を前記ガス放電ランプを１方向
   に通すように方向制御し、前記第２の対のスイッチング
   回路網は導通にされて、前記パルス出力に応答して、前
   記電流調整器の前記電流を前記ガス放電ランプに他の方
   向に通すように方向制御する請求項１３記載の安定器回
   路。 １６、前記起動手段は、 前記ブリッジ手段の出力に接続され、回路網を所定の電
   圧に充電する入力回路と、 前記充電回路網に接続され、前記充電回路網の前記所定
   の電圧が達成されたとき発振するように導通する発振回
   路と、 一端が前記発振回路に接続され、他端が所定のブレーク
   オーバ電圧を有するスパークギャップ素子に接続されて
   いる変成器とを有し、 前記スパークギャップ素子は他端が前記ガス放電管の一
   端に直列に接続された変成器に接続され、前記ガス放電
   管はその他端が前記ブリッジ手段の出力に接続されてい
   る請求項５記載の安定器回路。