JPH02107231A

JPH02107231A - 磁気共鳴画像装置用ｒｆ発生器

Info

Publication number: JPH02107231A
Application number: JP1221371A
Authority: JP
Inventors: Graeme Mckinnon; グレエメ　マッキンノン; Roland Proksa; ローランド　プロクサ
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1988-08-30
Filing date: 1989-08-28
Publication date: 1990-04-19
Anticipated expiration: 2013-12-16
Also published as: DE3829374A1; DE58909595D1; JP2838102B2; EP0357141A3; US5072183A; EP0357141B1; EP0357141A2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、搬送波がエンベロープ信号で変調される変調
器と、変調器の後に接続された伝送段とから成る磁気共
鳴画像装置用ＲＦＦ発生器係る。

この種のＲＦＲ生器は西独公開明細書３６０５５４７号
より知られている。そこでは、エンベロープ信号は搬送
波上で振幅変調される。続く伝送段は、振幅変調搬送波
に対して、線型増幅温として動く。

同じことがより早いヨーロッパ出願８８２００９８１号
に記載されたＦ？　Ｆ発生器に対してもあてはまる。そ
こでは、変調器はディジタル構成を右するが、増幅器は
ディジタル・アナログ変換器を介してこれに接続されて
いる。この種の増幅器は、故山Ｗがら数ＫＷの出力電圧
を必要とする。５ＭＨｚからほぼ２００Ｍ　Ｈ　ｚにま
でになり、変調された搬送波周波数は、Ｉ’？　Ｆ発生
器が用いられる磁気共鳴画像装ｌの磁界の強さに依存す
る。かかる増幅器は高価である。

本発明の１つの目的は、伝送段が中線化される様に１記
の種類のＩＩ　Ｆ発生器を構成することにある。

この目的は、変調器がエンベロープ信号を、その値がエ
ンベロープ信号により決定され、その密度がエンベロー
プ信号の振幅に対応する・一連の等しい長さのディジタ
ルパルスに変換する第１の変調器部から成り、スイッチ
ングモードで動作する発信段が、パルス期間中のみ搬送
波発振を供給し、その発振の位相はパルスの値により決
定されるように上記第１の変ｉｊｌ器部は第２の変調器
部を制御することを特徴とする本発明により達成される
。

かくて、本発明によれば、エンベロープ信号に従って発
信段に印加される搬送波信号の振幅を変える代わりに、
発振の密度及び位相は搬送波周波数の関数として変えら
れる。各発振は、スイッチングモードで動作する様に発
信段を駆動し、これにより一方で発信段の直線性に関し
て課せられる要求は、厳しくはなく、他方では、発信段
で熱に変換される損失電力も減少される。直線性に関し
てややゆるい要求が課せられるのみであり、また損失電
力が低いかかる発信段は、比較的に血中な手段を用いて
構成されうる。電力は個々の搬送波発振の間の時間間隔
を変える事により変化される。

発信段により処理された搬送波発振の位相は、パルスの
ディジタル値により決められる。パルスが２つのディジ
タル値のみ、即ち、正の値又は負の値をとることができ
る場合、各パルスの極性は関連した瞬時に１ンベＯ−ブ
信号の極性により決められ、搬送波発振は、１つの極付
を有するパルスの間の第１の位相で発信段に印加され、
逆の極性を有するパルスの間の逆の位相でこれに印加さ
れる。原即的に、パルスに対し２つ以上の異なるディジ
タル値、例えば４つの値を割り肖てるこども可能である
。これは、エンベロープ信号が複合、つまり所定の実及
び虚の成分を右づる場合、役に立つ。しかし、変調器に
対するコストは、実質上より大きくなる。

一般に、パルスは搬送波発振に関して非同期で発生する
。しかし、この根拠で動作する変調器を実現することは
、実質上動しい。本質的により単純な構成は本発明によ
る更に他の実施例で得られ、そこでは、搬送波が２つの
パルス間の最小の可能な距離［の中で、１つ又はそれ１
ス上の完全な発振を行ない、この順次のパルスの間の距
離が、ｍが正の整数の場合、ｍｌ’−である。その結果
、パルスは、搬送波発振に関連した時間の同一位置で毎
回望ましくは０を通る過程でオフに切換えられ、か（て
、本質的に処理が容易となる。しかし、その様な場合、
パルス密度又は２つのパルス間の時間間隔の連続的変化
はもはや可能ではない。王になる別々の段階のみで実行
されうる。適切な動的範囲を達成する為には、時間丁の
期間はエンベロープ信号の期間と比較して非常に短かく
なければならず、例えばそのｌ／１０００又はそれより
少ない。

線形動作出力増幅器よりなる発信段で、増幅器の出力電
力が所定の限界間の供給電圧とは実質的に独立であるが
、切換増幅器では、出力電力は、供給電圧が変化するに
つれ人きく変化する。供給電圧へのこの依存値は、安定
した供給電圧発生器を用いることによって避けられつる
。この様な発生器は、数百Ｗ又は数Ｋｗ用に設計されな
ければならず、従って非常に高価である。

従って、本発明の別の実施例では、発信段は、安定でな
い供給電圧に接続され、供給電圧に比例する信号をディ
ジタル化するアナログ・ディジタル変換器が設けられ、
第１の変調器部は、パルス及び１ンベロ一プ信号間の差
の積分に依存する制御信号を形成するアキュムレータ回
路から成り、制御信号は積分が所定の範囲内にあるよう
−の種又は他の種のパルスを発生する論理回路に印加さ
れる。かくて、安定でない供給電圧が受は入れられ、変
動する供給電圧に関連した出力電力の変動は補償され、
そこで、１ンベロ一プ信号が供給電圧に関して逆比例し
て変化する。単・−の搬送波発振に含まれる１ネルギー
は、供給電圧が変動するにつれて変動するが、出力電力
は一定のままであり、そこでエンベロープ信号、そして
パルス密度が、供給電圧に関した逆比例して変化する。

以下図面と共に本発明の実施例を詳細に説明する。

第１図の参照符号６は、試験領域２で図の面に垂直に延
在する均一で、安定した磁界を発生する磁石から成る装
置を示す。その磁束密度は、十分の数テスラから数テス
ラである１、加えて、必要なな勾配磁界が発生されるな
ら、磁界は安定した均一の磁界と同じ方向に延在し、そ
の強さは磁界の方向又はこれに垂直な方向に直線状に変
化する。

このため、装置６は、勾配磁界に対して電流を供給する
発生器３に接続される。ＲＦ磁界を安定な磁界に垂直に
発生させ、発信部の出力に接続されるＲＦＪイル５が設
けられている。磁界の周波数は、均・−で安定な磁界の
磁束密度に比例することが知られているラーン−周波数
に相当する。例えば０．２アスラで約８．５Ｍ１−（ｚ
になる。発信部は、変調器９の出力に接続された増幅器
８よりなる。

変調器９では、ラーマ−周波数を有し互いに１８０°移
相した２相位置（Ｃ及びＣ′）で発振器１０で発生され
た搬送波が、メモリ１１に一連のディジタルデータワー
ドとして蓄積されているエンベロープ信号ｅで変調され
る。

検査領域２で発生したスピン共鳴信号は、ＲＦフィル又
は他のＲＦ７Ｊイルにより検出され、低周波域に変換さ
れ、受信器４でディジタル化される。

制御は、この目的の為υ制御部７１より成るディジタル
中央ユニット７により行なわれる。ディジタル中央ユニ
ットは、又受信器４により供給されるデータを処理し、
それより検査領ｔｉ！！２の核磁化分布を再構成する処
理部７２から成る。

第２図は、いわゆる発信段を形成する変調器９及び増幅
器８のブロック系統図を示す。変調器９は、２つの変調
器部９１及び９２がら成る。第１の変調器部９１でｔよ
、例えば１６ビツトのワード幅を有し、メモリ１１がら
取り出されたエンベロー１信号ｅは、そのエンベロープ
信号ｅの極性に依存する第１及び第２の種類の等しい大
きさと等しい長さのパルスの一連のパルスに変換され、
その密度はディジタルエンベロープ信号の振幅に相当し
、かつ望ましくｔよこれに比例する。従って、この第１
部分を以下パルス密度変調番という。

変調器の第２の部分９２では、搬送波信号Ｃ０Ｃ′は、
発振器１０（第１図）により供給され。

位相が反転しており、パルス密度変調信号により、変調
される。この変ＷＧま、パルス密度変調器により発生さ
れたディジタルパルスの値に依存し、発信段８の入力に
供給する為、２つの搬送波信号の一方がこの変調器部の
プッシュプル出力へ印加されるか又はこれらの２つの搬
送波信号のいずれも印加されないことよりなる。

第３ａ図は、検査領域の所定のスライスで核磁化の励起
の為に第１図で示される磁気共鳴画像装置に用いる典型
的なＲＦパルス用のエンベロープ信号の変化を示す。ｒ
ＲＦパルス」は、ここでは搬送波発振の幾千の周期から
成るＲＦ信号を意味するものであり、［パルス］は搬送
波の唯１つ又はいくつかの発振から成る信号を意味する
ものである。アナログ表示にもかかわらｆ、実際にはデ
ィジタル信号が関係する。

第３ｂ図は、同様に、パルス密度変調信号を示し、正極
性が１つのディジタル値を有するパルスに割り当てられ
、他の値を有するパルスは負極性に割り当てられる。パ
ルスは同じ振幅と同じ存続期間を有する。パルス密度が
非常に高くなると、パルスがＩいにｌＩｊｉｍなしに隣
接することが中央部分から分る。

パルス密度変調信号Ｐの時間的変化がエンベロープ信号
ｅの振幅変化から計算されるように、つまり各振幅で、
これに比例する２つの順次のパルス間の間隔に関連し、
搬送波信号の１つ又はそれ以上の完全な発振を勾含出来
る時間丁の期間の倍数で表わされるように、パルス密度
変調が行なわれる。Ｉｔ　ＦパルスＰの極性は、エンベ
ロー１４１号ｅの極性に応じて選ばれるべきである。一
方では、その様なｈ法ｔよ、１ンベロ一プ信号の瞬時値
だけが考慮される為比較的不正確であり、他方では比較
的大きな費用をかけなければ実現できない。第２図に示
された正確で、比較的簡単なパルス密度変調器９１は、
１ンベロ一プ信号ｅ及びパルス密度変調信号Ｐに関する
時間積分を形成し、パルスが発生されるべきかどうかく
値の所定範囲が達しないか又は越えない場合）及び出来
るだけ小さくなる為差に関して積分をするのにパルスが
どの極性を有すべきかを積分（又は差の積分）の間の差
に依存して決める考えを基礎としている。

これを達成する為、パルス密度変調器はその出力がレジ
スタ９１１に接続されたディジタル加算器９１０から成
る。レジスタ９１１の出力信号は、ＰＡＬ論理段９１２
（ＰＡＬ−プログラマブルアレーロジック）に印加され
る。この論即段は、加粋器９１負の入力に接続されたー
の出力に異なる極性の同じ大きさのディジタルパルスを
発生し、他の出力には、パルスと同時に変調器信号を供
給し、これから取り出された信号は第２の変調器部９２
に供給される。エンベロープ信号ｅは、加算器９１負の
第２の人力に印加される。３つの段９１０．　９１１及
び９１２は、搬送波周波数を有するクロック信号を受け
る。しかし、その代りに、周波数が搬送波の周波数より
２倍、３倍、又はさらには４倍低いり０ツク信号を用い
てもよく、但し、かかるクロック信号は搬送波と同期が
とられねばならない。

クロック周波数が低くなればなるほど、パルス密度変調
器を実現させるのはより簡単になるが、パルス密度変調
器はより不正確になる。従って、りＤツク周波数の選択
は、費用と正確度の間の妥協になる。低磁束密度及び低
搬送波周波数を用いる磁気共鳴画像装置の場合は、クロ
ック周波数は、本発明に従った例の如く、搬送波周波数
と等しくな゛るよう選ばれる。

パルス密度変調器９１についての下記の説明で、添字は
ディジタル信号の瞬時値を丞し、誘過の文字は第１のり
［１ツクパルスから所定の時間までの信号に関する積分
を示す。この時間は、１更連した文字に付加したインデ
ックスに特徴がある。例えば、ｅＴｌはクロックパルス
の後のディジタルエンベロープ信号ｅの値を示す。

下記において、パルス密度変調器はｎ＋１クロックパル
スの後に考慮される。加算器９１負の出力信号ＳＯは、
次の式を満足する。

５Ｏ−ｅｏ＋１＋ＦＴｌ　　　　　　　　　　　（１）
ＦＴＩに対して：Ｆη＝Ｅｔ＋　　ＰＴＩ　　　　　　　　　　　　　　
■ＦＴＩは、Ｅ及びＰの間の差又はロクロツタパルスの
侵のこれらの差の和に関する積分に相当する。

この信号ｔよ以下、エラー和信号と呼ばれる。出力信号
Ｓ１は、信号ｓＱに関して１つのクロックパルス周期だ
け遅延される。かくて、ｓ　１−ｅｖ　　＋−Ｆｎ−Ｉ　　　　　　　　　　　
　　　ＱＤ論理成分では、−７７において、パルスがク
ロック周期ｎ＋１で発生させられるべきかどうかが決め
られ：他りにおいては、蓄積された信＠ｓ　１は、先の
クロック周期ｎの間に信号Ｐの値だけ減少され：この値
は零である。かくて、加算器９１負の第２の入力に印加
される信、ｓ　２に対して以下のことがあてｔよまる。

Ｓ　２＝ｓ　１　　Ｐｔ＋式■を式（４）に代入して次式が得られる。

Ｓ　２　＝＝ｅ　ＴＩ　　Ｐ　ｎ　十Ｆ　ｎ−１（５）
ｅη及びＰＴ＋がクロック周期ｎに対して、夫々、差及
びエラー信号を示すということを考慮すると、Ｓ２がｎ
番目のクロック周期に対するエラー和信号に相当するこ
とが分る。従って、５２＝ＦＴｌ　　　　　　　　　　　　　　　　１８）
論即部９１２では、信号Ｐ。４１　も又出力信号Ｓ１に
依存して決められる。Ｔンベローブ信号ｅにより考えら
れつる最大値の開がａで示されるとしたとき、Ｐは、Ｓ
ｌが＋ａ／２より大ぎい時に等しくなる。しかし、Ｓｌ
が−ａ／２より小さい場合、Ｐは−ａに等しくなる。最
後に、ｓｌが−ａ／２より小さくなく、＋ａ／２より大
きくない場合、ＰはＯに等しくなる。ａ／２のディジタ
ル値が２の整数累乗により示されつる場合、論理段９１
２は、信号Ｓ１の最も重要なビットを処理することだけ
が必要であり、他のビットは加算器９１０に直接に印加
される。論理段９１２の構成は、かくて、実質上、簡ψ
化される。

第２の変調器部は、信号Ｐの変化に依存して出力９３及
び９４を介して制御される。

出力９３は、２つのアンドゲート９２２及び９２４の各
々１つの入力に接続され、別な入力は、夫々、搬送波Ｃ
及びＣ′を受ける。同様に、出ツノ９４は、２つの７ン
ドゲート９２１．　９２３の入力に接続される。アンド
ゲート９２１及び９２２の出力は、オフゲート９２５の
入力に接続され、同様に、アンドゲート９２３．　９２
４の出力はオアゲート９２６の入力に接続される。オフ
ゲート９２５及び９２６の出力９５及び９６は、変調器
部９２の（プッシュプル）出力を形成する。

回路９２５及び９２６の２つのプッシュプル出力信号は
、発信段８に、即ちその中に含まれプッシュプル様に１
Ｊｆｌされる２つのスイッチ８１及び８２の制御人力へ
印加される。適当なパワーＭＯＳトランジスタにより実
現される２つのスイッチ接続点は接地される。接続点か
ら離れたスイッチ８１及び８２の接続はトランス８３の
一次巻線を介して互いに接続され、その二次ケ線は、第
２図で示されていないＲＦコイル５（第１図）に印加さ
れる信号ｂ（【）を発生する。トランス８３の一次巻線
は、供給電圧に接続される中央タッピングよりなる。

正のパルス（ｐ＝＋ａ）の場合、出力９３の信号は論理
「０」であり、出力９４の信号は論理「１」である。そ
の結果、パルスの前半Ｃ中［１１である信号Ｃ（第３の
ライン）は、Ｐが正（＝「１」）である限り、アンドゲ
ート９２１．オアゲート９２５及び出力９５を介して、
スイッチ８１に到る。同様に、信号ｃ′　（第４のライ
ン）は、パルスの後半の間、スイッチ８２に達する。か
くて、正のパルスの前半の間、スイッチ８１は開成し、
スイッチ８２は正のパルスの後半の間開酸される。

これは、時間間隔ｔ４〜ｔ５及びｔ７〜ｔ８で繰り返さ
れる。

間隔ｔ３〜ｔ４及びｔ６〜ｔ７の間、パルスは発生され
ｆ　（Ｐ＝Ｏ）　、出力９３及び９４（７）１８号はｒ
ＯＪである。かくて、全てのアンドゲートはこれらの期
間中ブロックされ、発信段が入力信号を受けない。

間隔ｔ７〜ｔ８では、正のパルスのすぐ後に負のパルス
（Ｐ−−ａ）が続く。このパルス及び全ての他の負のパ
ルスの間、出力９３の信号が「１」であり、出力９４の
信号は「０」である。その結果、Ｐは負である限りは、
信号Ｃは出力９６に達し、信号Ｃ′は出力９５に達する
。かくて、負のパルスの場合は、先ずスイッチ８２が開
成し、続いて、スインｙ８１が開き、これは正のパルス
の場合に発生することとは逆である。

Ｐ（第２のライン）のこの変化の結果として、発生する
出力９５及び９６の信号の時間的変化は、第４図のライ
ン５及び６により表わされる。トランス８３の二次巻線
に得られる信号すは、７番目のライン（現実の変化は正
確には長方形でないので理想形ではあるが）に示されて
いる。正のパルスの場合に、正確に１つの搬送波発振は
第１の位相位置で発生され、負のパルスの場合に、１つ
の搬送波発振は、これとは１８０°位費を変えた位相位
置で発生され、また搬送波発振はパルスの間の間隔中発
生されないことが分る。時間ｔ８で、正のパルスが負の
パルスに変化し、位相は１８０°移相される。

トランス８３の二次巻線の信号は、ラーン−周波数を有
する成分を含むだけでなく、搬送波信号の高周波又は搬
送波発振がパルス間隔中完全に抑制される事実に起因す
る高い周波数の干渉成分も含む。これらの干渉成分は、
磁気共鳴画像に妨害効果自体を直接的に有さない。しか
し、それらは、ラーマ−周波数に同調したＲＦコイルに
より折返され、かくて発信段を妨害する。従って、これ
らの成分ｔよ、適当に比例するトランス８３により一次
巻線に並行に接続されたコンデンサと共に形成されたノ
イルタにより、適宜に除去される。

発信段８を介してＲＦコイルに印加されたＲＦ電力は、
発信段が切換えモードで動作するので、供給型Ｂ−Ｕの
二乗関数である。従って、供給電圧の変動として、明ら
かである主電圧変動又は他の効果は、実行された磁気共
鳴検査に負の効果を有する。供給電圧に重督したリップ
ルにも同じことがあてはまる。これらの妨害効果は、安
定化された１部を用いる事により除去され又は少なくと
も減少される。しかし、かかる主部は、非常に高い電力
（数百Ｗから数ＫＷ＞用に設計されなければならず、高
価となる。

第５図は、この問題に対しやや複雑でない解決のブロッ
ク系統図を示す。主電圧変動及びリップルを示す安定で
ない供給電圧Ｕは、測定弁１′）器１２を介してアナロ
グ・ディジタル変換器１３に印加される。変換器は、安
定供給電圧ＵＳに接続される。これは、安定した供給電
圧発生器の使用を必要とするが、かかる発生器は低い電
力用のみに構成される必要がある。アブログ・ディジタ
ル変換器の出力信号は、かくて安定でない供給電圧Ｕの
瞬時値を示す。このディジタル出力信号は回路１４に印
加される。回路１４は索引テーブルメモリから成り、そ
こでは各入力信号に対して、これに実質上比例し、少な
くとも略入力信号の往復値に比例したディジタル出力信
号に変換される出力信号が印加される。かくてこの信号
は１／ｌＪに比例する。ディジタル乗輝器の１つの入力
に印加され、その他の入力はエンベロープ信Ｑｅを受け
る。かくて、供給電圧Ｕに比例するディジタル信号ｅ′
は乗枠器の出力に得られる。

例えば、供給電圧Ｕが増した場合、ｅ′はｅより比例的
に小さく、これによりＲＦコイルに印加された単一の発
振の１ネルギー内容がより高くても、ＲＦパワーはパル
ス密度が低いので一定のままである。発信段の出力の振
幅は、必然的電圧降下がスイッチ８１．８２であるため
、供給電圧に正確に比例しないので、回路１４の出力信
号は単に７ノａグ・ディジタル変換器１３の信号に甲に
ほぼ逆比例する。

しかし、弐〇）に従ってエラー和信号Ｆに対応する７ノ
０グ・ディジタルに変換器１３の出力信号に依存して他
の入力信号（ｓ２）を変形することは選択的に可能であ
る。この結果、信号Ｅは７すログ・ディジタル変換器１
３の出力信号にほぼ比例するファクタにより単に乗算さ
れるべきである。

本発明を、２つの異なるディジタル値を得ることのでき
るパルスがパルス密度変調器で発生される実施例につい
て説明した。そこでは、それに依存して搬送波が〃いに
１８０°シフトした２つの位相位置でオン及びオフに切
換えられる。しかし、Ｋ個異なるディジタル値（ここで
ＵＫは２より大きい）を得ることができるパルスを発生
することらでき、また、それに依存して、各パルスに対
して位相位置が３６０”／Ｋ又はその整数倍だけパルス
の他の可能な値に対して位相位置からずれる搬送波発振
を発生することもできる。変調器９に必要とされる回路
がかくて増えたとしても、複合工ンベロープ信号（Ｋ＝
４に対して）、つまり実と虚の成分を有する信号は処理
され得、これは、単側波帯信号を発生させるのに又は直
角」イルに電力を供給する馬用いられつる。実及び虚の
成分は、変調器９の様に１つの変調器で別々に処理され
る、その場合にエンベロープ信号の実成分は１つの変調
器に印加されるべきで、虚の成分は、他の変調器に印加
されるべきであり、第２の変調器に印加された搬送波信
号の位相は、第１の変調器に印加された信号に関して９
０′″シフトされるべきである。変調器の出力信号は必
要なら、適宜の方法で結合されるべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による磁気共鳴画像５Ａ置のブロック系
統図、第２図は本発明によるＲＦ発生器のブロック系統
図、第３ａ、３部図はエンベロープ信号の時間的変化及
びＲＦパルスの場合の対応したパルス密度変調信号を示
す図、第４図は、かかるＲＦパルスの１部における種々
の信号の時間的変化を示す図、第５図はかなり安価な電
圧安定用のブロック系統図である。２・・・検査領域、３・・・発生器、４・・・受信器、
５・・・ＲＦコイル、６・・・装首、７・・・中央ユニ
ット、８・・・増幅器、９・・・変調器、１０・・・発
振器、１１・・・メモリ、１２・・・測定分圧器、１３
・・・アブログ・ディジタル変換器、１４・・・回路、
７１・・・制御部、７２・・・処理部、８１．８２・・
・スイッチ、８３・・・トランス、９１．９２・・・変
調器部、９３．９４・・・出力、９１０・・・ディジタ
ル加算器、９１１・・・レジスタ、９１２・・・ＰＡＬ
論叩段、９２１．　９２２．　９２３．　９２４・・・
アンドゲート、ｂ・・・信号、ｃ、ｃ’・・・搬送波、
ｅ、ｅ’　・・・１ンベ０−プ信号、Ｐ・・・パルス、
３０．、ｓｌ・・・出力信号、Ｓ２・・・入力信号、Ｕ
、Ｕｓ・・・供給電圧。で１− 巳二二二二二二Ｕつ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）搬送波がエンベロープ信号で変調される変調器と
変調器の後に接続された発信段とより成り、変調器（９
）は、エンベロープ信号（ｅ）をその値がエンベロープ
信号により決定され、その密度がエンベロープ信号の振
幅に対応する一連の等しい長さのディジタルパルス（Ｐ
）に変換する第１の変調器部（９１）から成り、スイッ
チングモードで動作する発信段（８）が、パルス期間中
のみ搬送波発振を供給し、その発振の位相はパルスの値
により決定されるように上記第１の変調器部は第２の変
調器部を制御することを特徴とする磁気共鳴断層撮影装
置用ＲＦ発生器。
（２）パルスはただ２つの異なる値を有し、その一方は
正の極性が割り当てられ、他方ではエンベロープ信号の
負の極性が割り当てられ、搬送波は第１の位相（Ｃ）と
、第１の位相に関して１８０°移相した第２の位相（Ｃ
′）で発振され、発信段は、パルスの１つの値に対し第
１の位相を有する搬送波を発生し、他の値を有するパル
スの場合と反対の位相で搬送波を発生させることを特徴
とする請求項１記載のＲＦ発生器。
（３）パルス中搬送波は正確に１又はそれ以上の完全な
発振を行ない、ｍが正の整数の場合、２つの順次のパル
ス間の間隔はｍＴであることを特徴とする前記請求項の
うちいずれか１項記載のＲＦ発生器。
（４）発信段はプッシュプルスイッチング段（８１、８
２）よりなることを特徴とする前記請求項のうちいずれ
か１項記載のＲＦ発生器。
（５）搬送波周波数の高周波を減少させるよう発信段の
出力に接続された濾波器（８３）から成る事を特徴とす
る前記請求項のうちいずれか１項記載のＲＦ発生器。
（６）発信段は、搬送波周波数の高周波を少なくとも部
分的に抑制するよう比例した出力トランス（８３）より
なることを特徴とする請求項５記載のＲＦ発生器。
（７）伝送段は非安定電源（Ｕ）に接続され、供給電圧
に比例して信号をディジタル化するアナログ・ディジタ
ル変換器を設け、パルス密度が供給電圧に関して反対に
変化するよう、パルス密度がアナログ・ディジタル変換
器の出力信号に依存して制御されることを特徴とする前
記請求項のうちいずれか１項記載のＲＦ発生器。
（８）第１の変調器部は、パルス及びエンベロープ信号
間の差（Ｆ）に依存する制御信号（Ｈ）を形成するアキ
ュムレータ回路から成り、制御信号は積分が所定の範囲
内にあるよう正又は負の極性を有すパルスを発生する論
理回路（９１２）に印加されることを特徴とする前記請
求項のうちいずれか１項記載のＲＦ発生器。