JPH0211073B2 - - Google Patents
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- JPH0211073B2 JPH0211073B2 JP55054517A JP5451780A JPH0211073B2 JP H0211073 B2 JPH0211073 B2 JP H0211073B2 JP 55054517 A JP55054517 A JP 55054517A JP 5451780 A JP5451780 A JP 5451780A JP H0211073 B2 JPH0211073 B2 JP H0211073B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- adder
- feedback
- circuit
- color
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/646—Circuits for processing colour signals for image enhancement, e.g. vertical detail restoration, cross-colour elimination, contour correction, chrominance trapping filters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
本発明は櫛形フイルタを用いた色信号処理回路
に関し、特に複数のベースバンド色信号を櫛形フ
イルタに入力してＳ／Ｎの改善比を大きくし、か
つ垂直解像度の劣化を少なくすることを目的とす
る。 第１図は色信号用櫛形フイルタを用いた従来の
カラーテレビジヨンカメラの要部回路を示すもの
である。同図において、入力端子１，２に入力さ
れた色差信号Ｒ−Ｙ、及びＢ−Ｙ信号は、入力端
子３に入力される色副搬送波で、変調器４によつ
て直角２相変調される。 変調器４の出力は第１の加算器５で帰還回路６
の出力と加算され、搬送色信号用１水平走査期間
遅延線７に導かれる。この遅延線７の出力は、変
調器４の出力とほぼ１：１の割合で第２の加算器
８で加え合わされる。第２の加算器８の出力は、
帰還回路６に導かれると同時に、搬送色信号出力
として出力端子９から取り出される。 以上のような構成の色信号処理回路において、
帰還回路６の帰還率βを大きくし、帰還量を大き
くしてゆくと、色信号のSN比が改善されること
はよく知られている。（例えば文献、藤尾：「クロ
スカラー除去、高解像度カラー再生方式」テレビ
ジヨン学会誌第21巻、第12号、879頁〜889頁）し
かしながら、従来は前記遅延回路に、超音波遅延
線を用いているために、帰還量を大きくするとそ
の不要反射成分による画質劣化が大きく、大きな
帰還量の帰還回路を構成できずSN比の改善を行
なえないのが実状であつた。（一般に、価格面の
制約から民生用機器に使用できる超音波遅延線の
不要反射成分は約−30dB程度である。） このような欠点を改善するために、前記遅延回
路として電荷結合素子を用いる方法が考えられる
が色搬送波で変調された色信号を、１水平走査期
間遅延させるには、信号帯域に対するナイキスト
の原理により電荷結合素子を駆動する駆動パルス
の周波数cを c＞２（s＋m） 但し、s：色搬送波周波数 m：色信号の最高周波数 としなければならない。例えばNTSC方式におい
ては、s≒3.58MHzであり、単管式等の簡易カラ
ーテレビジヨンカメラにおける色信号の帯域巾は
0.7MHz程度であるのでm＝0.7MHzとすると、c
は8.56MHz以上の周波数としなければならない。
一方、電荷結合素子の駆動パルス周波数cと、信
号を一水平走査期間遅延させるに要する電荷結合
素子のビツト数Ｎおよび駆動に要する電力Ｐとの
間にはほぼ次式の関係があり、駆動パルス周波数
cが高くなると、ビツト数Ｎ、消費電力Ｐ共に増
加する。 Ｎ＝c・Th ……… Ｐ∝Nc 2 ……… （但し、Th：水平走査期間） このように電荷結合素子を用いた一水平走査期
間遅延素子を用いて櫛形フイルタを構成する従来
の回路では、 (i) 前記遅延素子のビツト数が多いため歩留りが
低く、高価となる (ii) 消費電力が大きい という大きな欠点がある。 また従来の回路では搬送色信号を帰還形櫛形フ
イルタを通過させているため、色の種類により帰
還率を変化させることができず、したがつて垂直
方向の解像度劣化とSN比改善度を色の種類によ
り最適とすることができないという欠点もあつ
た。 本発明は上述した従来の欠点を改善した色信号
処理回路を提供するものである。以下本発明につ
いて実施例とともに説明する。 第２図は本発明の実施例を示すもので、第１図
に示した回路と同一部分には同一符号を付してい
る。 同図において、入力端子１および２に入力され
たＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ色差信号はそれぞれ、第１の加
算器１０、帰還回路１１、第２の加算器１３、低
周波信号用の電荷結合素子を用いた一水平走査期
間遅延回路（以下「低周波信号用CCDIH遅延回
路」と略記する）１２で構成された櫛形フイルタ
１４及び第１の加算器１０′帰還回路１１′、第２
の加算器１３′、低周波信号用CCDIH遅延回路１
２′で構成された櫛形フイルタ１４′を介して、変
調器４に導かれ、入力端子３に導かれた色搬送波
で直角２相変調されて、出力端子９より搬送色信
号として出力される。 以上のような構成の信号処理回においては低周
波信号用CCDIH遅延回路の駆動パルス周波数c
は2mより高ければよく、従来例に比して格段に
低い周波数となり、CCDIH遅延素子を２個必要
とすることを考慮してもCCD遅延素子のビツト
数Ｎ、消費電力Ｐの低減を図ることができる。た
とえばs＝3.58MHz、m＝0.7MHzとして、ビツ
ト数Ｎ及び消費電力Ｐの従来例と本実施例との比
較をすると次の表のようになる。
に関し、特に複数のベースバンド色信号を櫛形フ
イルタに入力してＳ／Ｎの改善比を大きくし、か
つ垂直解像度の劣化を少なくすることを目的とす
る。 第１図は色信号用櫛形フイルタを用いた従来の
カラーテレビジヨンカメラの要部回路を示すもの
である。同図において、入力端子１，２に入力さ
れた色差信号Ｒ−Ｙ、及びＢ−Ｙ信号は、入力端
子３に入力される色副搬送波で、変調器４によつ
て直角２相変調される。 変調器４の出力は第１の加算器５で帰還回路６
の出力と加算され、搬送色信号用１水平走査期間
遅延線７に導かれる。この遅延線７の出力は、変
調器４の出力とほぼ１：１の割合で第２の加算器
８で加え合わされる。第２の加算器８の出力は、
帰還回路６に導かれると同時に、搬送色信号出力
として出力端子９から取り出される。 以上のような構成の色信号処理回路において、
帰還回路６の帰還率βを大きくし、帰還量を大き
くしてゆくと、色信号のSN比が改善されること
はよく知られている。（例えば文献、藤尾：「クロ
スカラー除去、高解像度カラー再生方式」テレビ
ジヨン学会誌第21巻、第12号、879頁〜889頁）し
かしながら、従来は前記遅延回路に、超音波遅延
線を用いているために、帰還量を大きくするとそ
の不要反射成分による画質劣化が大きく、大きな
帰還量の帰還回路を構成できずSN比の改善を行
なえないのが実状であつた。（一般に、価格面の
制約から民生用機器に使用できる超音波遅延線の
不要反射成分は約−30dB程度である。） このような欠点を改善するために、前記遅延回
路として電荷結合素子を用いる方法が考えられる
が色搬送波で変調された色信号を、１水平走査期
間遅延させるには、信号帯域に対するナイキスト
の原理により電荷結合素子を駆動する駆動パルス
の周波数cを c＞２（s＋m） 但し、s：色搬送波周波数 m：色信号の最高周波数 としなければならない。例えばNTSC方式におい
ては、s≒3.58MHzであり、単管式等の簡易カラ
ーテレビジヨンカメラにおける色信号の帯域巾は
0.7MHz程度であるのでm＝0.7MHzとすると、c
は8.56MHz以上の周波数としなければならない。
一方、電荷結合素子の駆動パルス周波数cと、信
号を一水平走査期間遅延させるに要する電荷結合
素子のビツト数Ｎおよび駆動に要する電力Ｐとの
間にはほぼ次式の関係があり、駆動パルス周波数
cが高くなると、ビツト数Ｎ、消費電力Ｐ共に増
加する。 Ｎ＝c・Th ……… Ｐ∝Nc 2 ……… （但し、Th：水平走査期間） このように電荷結合素子を用いた一水平走査期
間遅延素子を用いて櫛形フイルタを構成する従来
の回路では、 (i) 前記遅延素子のビツト数が多いため歩留りが
低く、高価となる (ii) 消費電力が大きい という大きな欠点がある。 また従来の回路では搬送色信号を帰還形櫛形フ
イルタを通過させているため、色の種類により帰
還率を変化させることができず、したがつて垂直
方向の解像度劣化とSN比改善度を色の種類によ
り最適とすることができないという欠点もあつ
た。 本発明は上述した従来の欠点を改善した色信号
処理回路を提供するものである。以下本発明につ
いて実施例とともに説明する。 第２図は本発明の実施例を示すもので、第１図
に示した回路と同一部分には同一符号を付してい
る。 同図において、入力端子１および２に入力され
たＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ色差信号はそれぞれ、第１の加
算器１０、帰還回路１１、第２の加算器１３、低
周波信号用の電荷結合素子を用いた一水平走査期
間遅延回路（以下「低周波信号用CCDIH遅延回
路」と略記する）１２で構成された櫛形フイルタ
１４及び第１の加算器１０′帰還回路１１′、第２
の加算器１３′、低周波信号用CCDIH遅延回路１
２′で構成された櫛形フイルタ１４′を介して、変
調器４に導かれ、入力端子３に導かれた色搬送波
で直角２相変調されて、出力端子９より搬送色信
号として出力される。 以上のような構成の信号処理回においては低周
波信号用CCDIH遅延回路の駆動パルス周波数c
は2mより高ければよく、従来例に比して格段に
低い周波数となり、CCDIH遅延素子を２個必要
とすることを考慮してもCCD遅延素子のビツト
数Ｎ、消費電力Ｐの低減を図ることができる。た
とえばs＝3.58MHz、m＝0.7MHzとして、ビツ
ト数Ｎ及び消費電力Ｐの従来例と本実施例との比
較をすると次の表のようになる。
【表】
すなわち従来の回路に比し、ビツト数Ｎを約1/
３に、消費電力Ｐを約1/110に減少することがで
き、その効果は非常に大きい。 更に、以上述べた比較においては、従来例での
駆動パルス周波数の値を２×（s＋c）に等しい
としたが、実際には、CCDIH遅延回路での群遅
延特性が平坦でない場合には第１図における第１
の加算器５に入力される変調器４からの出力の搬
送色信号と、CCDIH遅延回路７を通つた後帰還
回路６を介して入力される搬送色信号とに位相差
を生じる周波数成分が生じ、帰還量βを大きくす
ると、搬送色信号の位相が変化し、画面での色相
が変化する。 したがつて帰還量を大きくして、SN比の改善
を行なうためはcの値を２×（s＋c）よりかな
り大きな値とする必要がある。これに対し本実施
例では、櫛形フイルタ１４，１４′に入力される
信号はベースバンドの信号であるため、CCDIH
遅延回路での群遅延特性不良は色相変化を招かな
いために群遅延特性の裕度が大きく、したがつて
cは2mに非常に近い値とすることができる。 このように実際には従来例と本実施例との差は
前述した値より大きな値となり、本実施例の効果
は更に大きくなる。 また、上記の構成では、Ｒ−Ｙ信号とＢ−Ｙ信
号をそれぞれ異なる帰還形櫛形フイルタを通過さ
せているため、必要に応じてＲ−Ｙ信号用のフイ
ルタ１４の帰還回路１１の帰還率と、Ｂ−Ｙ信号
用のフイルタ１４′の帰還回路１１′の帰還率を異
ならせることができる。例えば人間の目の解像度
が高く原信号のSN比の比較的良いことの多いＲ
−Ｙ信号用のフイルタ１４の帰還率を小さく、人
間の目の解像度が比較的低く、原信号のSN比の
悪いことの多いＢ−Ｙ信号用のフイルタ１４′の
帰還率を大きくすることにより、SN比が良く、
垂直解像度の劣化の目立たない画像を得ることが
できるという効果がある。 第３図は、第２図における櫛形フイルタ部の具
体回路構成を示すものである。 入力端子１５にはＲ−Ｙ色差信号が入力され、
結合コンデンサC3を介して、CCD遅延素子１７
の第１の入力端子２２に導かれる。この入力端子
２２は抵抗R6を介してバイアス抵抗R1，R2によ
つて決定される直流電位にバイアスされている。
なおC1は交流成分バイパス用のコンデンサであ
る。そしてCCD遅延素子には入力端子１６に入
力された色副搬送波をフリツプフロツプ回路１８
で1/2に分周した信号Ｑ−がクロツクドライバ
１９を介した後駆動パルスφ1，φ2として加えら
れている。CCD遅延素子１７の出力端子２５よ
り得られた信号はトランジスタTr1及びそのエミ
ツタ抵抗R7よりなるバツフア回路を介して、抵
抗R8、ローパスフイルタ２０、抵抗R9で色差信
号の最高周波数成分m以上の高周波成分を除去
した後に、トランジスタTr2及びそのエミツタ抵
抗R10よりなるバツフア回路に加えられる。また
結合コンデンサC4、トランジスタTr3、そのベー
スバイアス抵抗R11，R12及びエミツタ抵抗R13よ
りなるバツフア回路を介して導かれた、入力端子
１５に入力されているＲ−Ｙ色差信号と、上記ト
ランジスタTr2の出力とは結合コンデンサC5、抵
抗R15，R16よりなるマトリクス回路によつて加
え合わされる。そしてトランジスタTr4及び、そ
のエミツタ抵抗VR2よりなるバツフア回路を介し
て、出力端子２１より出力として取り出される。
一方この出力は、トランジスタTr4のエミツタと
アース間に接続された可変抵抗器VR2の中点から
結合コンデンサC6を介して、CCD遅延素子１７
の第２の入力端子２３に導かれて、第１の入力端
子２２に導かれた信号と加え合わされることによ
つて帰還回路が構成されている。なおその帰還率
は可変抵抗器VR2の中点の位置を変化させること
によつて可変できる。なお、第２の入力端子２３
は、抵抗R5を介して第１の入力端子２２と同一
電位にバイアスされている。またCCD遅延素子
１７の入力基準ゲート２４は、抵抗R3，R4およ
び交流分バイパスコンデンサC2によつてCCD遅
延線の入出力信号間の直線性の最良となる直流電
位にバイアスされている。また端子２６には電源
電圧＋Vccが印加されている。 以上述べた具体回路における遅延時間はCCD
遅延素子１７の遅延時間と、ローパスフイルタ２
０の遅延時間とを加えた値が一水平走査期間とな
るように設計されている。また、本実施例におい
ては駆動パルスとして、色副搬送波を1/2に分周
したパルスを用いる構成としているため駆動パル
スを発生させるための発振器を設ける必要が無
い。 第４図は本発明の第２の実施例を示すもので、
第２図と異なる点は原色信号を櫛形フイルタに加
えてSN比改善を行なう構成とした点である。 すなわちそれぞれ入力端子２７R，２７B、２７
Ｇに入力された赤Ｒ、青Ｂ、緑Ｇのベースバンド
の色信号は、それぞれ第１の加算器２８R，２８
Ｂ，２８G、低周波信号用CCDIH遅延回路３０R，
３０B，３０G、第２の加算器３１R，３１B，３１
Ｇ、帰還回路３２R，３２B，３２Gで構成された櫛
形フイルタ３３R，３３B，３３Gを通つた後にマ
トリクス回路３４に導かれて、出力端子３５，３
６からＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ色差信号として取り出さ
れ、変調器４に導かれ、入力端子３に導かれた色
搬送波で直角２相変調されて出力端子９より搬送
色信号として出力される。 この実施例においても櫛形フイルタが第２図の
構成に比して１個多く必要となる欠点はあるが、
前述した実施例と同様の効果を得ることができ
る。 第５図は本発明の第３の実施例を示すもので、
第２図との差は櫛形フイルタによる画面の垂直解
像度劣化を補償する回路を付加した点にある。こ
の実施例においてはＲ−Ｙ及びＢ−Ｙ色差信号共
に同じ信号処理を行なつているので、Ｒ−Ｙ信号
についてのみ第６図の波形図を用いて動作を説明
する。なお第６図ａは例えば垂直方向に、白−赤
−白と変化している画像を撮像した時の、一垂直
走査期間のＲ−Ｙ色差信号を示す。 入力端子１に加えられた第６図ａに示すような
波形（但し第６図ｂの波形で示した42の期間を一
水平走査期間とする。）は、櫛形フイルタ１４を
通過することによつてSN比は向上する反面第６
図ｂに示す波形のように垂直解像度が劣化する。
この垂直解像度が劣化した信号をレベル調整器３
７を介して、入力端子１に加えられた元の信号レ
ベルとほぼ同一にした後に、第一の減算器３８に
加えて、元の信号と減算を行なうことによつて差
信号ｃを得る。この差信号ｃは低レベル抑圧回路
３９によつて絶対値がδ以下の低レベルの信号が
抑圧され（波形をｄに示す）、絶対値δ以下の信
号を抑圧した分を補償するために約（／（１−
δ／Ｘ）倍増幅されて（但しＸ：色差信号の基準
レベル）ｅに示す波形が得られる。そして、第２
の減算器４０によつてレベル調整器３７の出力
（波形ｂ）より前記低レベル抑圧回路３９の出力
（波形ｅ）を減じることによつて波形を得る。
このの信号は櫛形フイルタ１４の出力ｂに比し
て垂直解像度が補償されて、入力端子１に加えら
れた元のＲ−Ｙ色差信号に近い信号となつてい
る。そしてそのSN比は低レベル抑圧回路によつ
て差信号ｅのノイズレベルが抑圧された信号を、
櫛形フイルタの出力信号ｂより減じているため、
定常状態においては櫛形フイルタの出力と同じ値
となつている。 第２の減算器４０の出力は前記したＲ−Ｙ信号
と同様に入力端子２に加えられた後に櫛形フイル
タ回路１４′、垂直解像度補償回路４１′を通過し
たＢ−Ｙ信号と共に変調器４に加えられて、入力
端子３に加えられた色搬送波で直角２相変調され
て出力端子９より搬送色信号として取り出され
る。 第７図は本発明の第４の実施例を示す構成図で
あつて、原色信号を、櫛形フイルタ回路１４，１
４′と垂直解像度補償回路４１，４１′に通す構成
としたものである。同図において入力端子４３，
４３′に加えられた赤Ｒ、青Ｂのベースバンドの
色信号はそれぞれ、第１の加算器１０，１０′、
低周波信号用IH遅延回路１２，１２′第２の加算
器１３，１３′、帰還回路１１，１１′よりなる櫛
形フイルタ１４，１４′及びレベル調整器３７，
３７′・第１の減算器３８，３８′・低レベル抑圧
回路３９，３９′、第２の減算器４０，４０′より
なる垂直解像度補償回路４１，４１′を通つた後
に、第３の減算器４５，４５′に加えられて、入
力端子４４に加えられた、輝度Ｙ信号（単域は、
Ｒ、Ｂ信号と同一とされている）と減算を処理さ
れて、Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙ色差信号とされた後に、変
調器４に加えられ、入力端子３に加えられた色搬
送波によつて直角２相変調されて、出力端子９よ
り搬送色信号として取り出される。 本構成においては、Ｒ、Ｂ信号のみを櫛形フイ
ルタに通し、Ｙ信号は通さない構成としている
が、これは、Ｙ信号は一般にＲ、Ｂ信号に比して
SN比が良く色信号のSN比をほとんど決定しない
ためであり、また垂直解像度補償回路によつて櫛
形フイルタを通過した後のＲ、Ｂ信号の垂直解像
度を元の信号に近づけているため、このような構
成としても、垂直端の色誤差はほとんど生じな
い。 また以上述べた構成においては、Ｒ−Ｙ、Ｂ−
Ｙ信号、もしくはＲ、Ｂ信号共に櫛形フイルタに
通す構成としているが、一般的に最もSN比の悪
いＢ−Ｙ信号もしくはＢ信号のみを櫛形フイルタ
に通すだけでも画面全体のSN比向上は大きく、
使用する櫛形フイルタの数を少なく構成できると
いう長所がある。 また以上の説明においては、カラーテレビジヨ
ンカメラへの本発明の櫛形フイルタを用いた色信
号処理回路を適用する場合について述べてきた
が、カラーテレビジヨン受像機において、カラー
テレビジヨン信号より分離されたＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ
信号もしくはＲ、Ｂ、Ｇのベースバンド色信号に
も適用できる事は明らかである。 以上のように本発明は、帰還形櫛形フイルタを
電荷結合素子と帰還回路を用いて構成しこれにベ
ースバンド色信号を入力するようにしたことによ
り、低周波駆動の電荷結合素子を使うことができ
消費電力を大幅に減少することができる。またベ
ースバンド色信号を通すことにより帰還量を大き
くすることができ、よつてＳ／Ｎを十分に改善で
きる。さらに各ベースバンド色信号ごとに前記帰
還形櫛形フイルタを設けており、必要によりそれ
ぞれの帰還率を変えて垂直解像度の劣化を目立た
なくすることもできその実用上の効果が大なるも
のである。
３に、消費電力Ｐを約1/110に減少することがで
き、その効果は非常に大きい。 更に、以上述べた比較においては、従来例での
駆動パルス周波数の値を２×（s＋c）に等しい
としたが、実際には、CCDIH遅延回路での群遅
延特性が平坦でない場合には第１図における第１
の加算器５に入力される変調器４からの出力の搬
送色信号と、CCDIH遅延回路７を通つた後帰還
回路６を介して入力される搬送色信号とに位相差
を生じる周波数成分が生じ、帰還量βを大きくす
ると、搬送色信号の位相が変化し、画面での色相
が変化する。 したがつて帰還量を大きくして、SN比の改善
を行なうためはcの値を２×（s＋c）よりかな
り大きな値とする必要がある。これに対し本実施
例では、櫛形フイルタ１４，１４′に入力される
信号はベースバンドの信号であるため、CCDIH
遅延回路での群遅延特性不良は色相変化を招かな
いために群遅延特性の裕度が大きく、したがつて
cは2mに非常に近い値とすることができる。 このように実際には従来例と本実施例との差は
前述した値より大きな値となり、本実施例の効果
は更に大きくなる。 また、上記の構成では、Ｒ−Ｙ信号とＢ−Ｙ信
号をそれぞれ異なる帰還形櫛形フイルタを通過さ
せているため、必要に応じてＲ−Ｙ信号用のフイ
ルタ１４の帰還回路１１の帰還率と、Ｂ−Ｙ信号
用のフイルタ１４′の帰還回路１１′の帰還率を異
ならせることができる。例えば人間の目の解像度
が高く原信号のSN比の比較的良いことの多いＲ
−Ｙ信号用のフイルタ１４の帰還率を小さく、人
間の目の解像度が比較的低く、原信号のSN比の
悪いことの多いＢ−Ｙ信号用のフイルタ１４′の
帰還率を大きくすることにより、SN比が良く、
垂直解像度の劣化の目立たない画像を得ることが
できるという効果がある。 第３図は、第２図における櫛形フイルタ部の具
体回路構成を示すものである。 入力端子１５にはＲ−Ｙ色差信号が入力され、
結合コンデンサC3を介して、CCD遅延素子１７
の第１の入力端子２２に導かれる。この入力端子
２２は抵抗R6を介してバイアス抵抗R1，R2によ
つて決定される直流電位にバイアスされている。
なおC1は交流成分バイパス用のコンデンサであ
る。そしてCCD遅延素子には入力端子１６に入
力された色副搬送波をフリツプフロツプ回路１８
で1/2に分周した信号Ｑ−がクロツクドライバ
１９を介した後駆動パルスφ1，φ2として加えら
れている。CCD遅延素子１７の出力端子２５よ
り得られた信号はトランジスタTr1及びそのエミ
ツタ抵抗R7よりなるバツフア回路を介して、抵
抗R8、ローパスフイルタ２０、抵抗R9で色差信
号の最高周波数成分m以上の高周波成分を除去
した後に、トランジスタTr2及びそのエミツタ抵
抗R10よりなるバツフア回路に加えられる。また
結合コンデンサC4、トランジスタTr3、そのベー
スバイアス抵抗R11，R12及びエミツタ抵抗R13よ
りなるバツフア回路を介して導かれた、入力端子
１５に入力されているＲ−Ｙ色差信号と、上記ト
ランジスタTr2の出力とは結合コンデンサC5、抵
抗R15，R16よりなるマトリクス回路によつて加
え合わされる。そしてトランジスタTr4及び、そ
のエミツタ抵抗VR2よりなるバツフア回路を介し
て、出力端子２１より出力として取り出される。
一方この出力は、トランジスタTr4のエミツタと
アース間に接続された可変抵抗器VR2の中点から
結合コンデンサC6を介して、CCD遅延素子１７
の第２の入力端子２３に導かれて、第１の入力端
子２２に導かれた信号と加え合わされることによ
つて帰還回路が構成されている。なおその帰還率
は可変抵抗器VR2の中点の位置を変化させること
によつて可変できる。なお、第２の入力端子２３
は、抵抗R5を介して第１の入力端子２２と同一
電位にバイアスされている。またCCD遅延素子
１７の入力基準ゲート２４は、抵抗R3，R4およ
び交流分バイパスコンデンサC2によつてCCD遅
延線の入出力信号間の直線性の最良となる直流電
位にバイアスされている。また端子２６には電源
電圧＋Vccが印加されている。 以上述べた具体回路における遅延時間はCCD
遅延素子１７の遅延時間と、ローパスフイルタ２
０の遅延時間とを加えた値が一水平走査期間とな
るように設計されている。また、本実施例におい
ては駆動パルスとして、色副搬送波を1/2に分周
したパルスを用いる構成としているため駆動パル
スを発生させるための発振器を設ける必要が無
い。 第４図は本発明の第２の実施例を示すもので、
第２図と異なる点は原色信号を櫛形フイルタに加
えてSN比改善を行なう構成とした点である。 すなわちそれぞれ入力端子２７R，２７B、２７
Ｇに入力された赤Ｒ、青Ｂ、緑Ｇのベースバンド
の色信号は、それぞれ第１の加算器２８R，２８
Ｂ，２８G、低周波信号用CCDIH遅延回路３０R，
３０B，３０G、第２の加算器３１R，３１B，３１
Ｇ、帰還回路３２R，３２B，３２Gで構成された櫛
形フイルタ３３R，３３B，３３Gを通つた後にマ
トリクス回路３４に導かれて、出力端子３５，３
６からＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ色差信号として取り出さ
れ、変調器４に導かれ、入力端子３に導かれた色
搬送波で直角２相変調されて出力端子９より搬送
色信号として出力される。 この実施例においても櫛形フイルタが第２図の
構成に比して１個多く必要となる欠点はあるが、
前述した実施例と同様の効果を得ることができ
る。 第５図は本発明の第３の実施例を示すもので、
第２図との差は櫛形フイルタによる画面の垂直解
像度劣化を補償する回路を付加した点にある。こ
の実施例においてはＲ−Ｙ及びＢ−Ｙ色差信号共
に同じ信号処理を行なつているので、Ｒ−Ｙ信号
についてのみ第６図の波形図を用いて動作を説明
する。なお第６図ａは例えば垂直方向に、白−赤
−白と変化している画像を撮像した時の、一垂直
走査期間のＲ−Ｙ色差信号を示す。 入力端子１に加えられた第６図ａに示すような
波形（但し第６図ｂの波形で示した42の期間を一
水平走査期間とする。）は、櫛形フイルタ１４を
通過することによつてSN比は向上する反面第６
図ｂに示す波形のように垂直解像度が劣化する。
この垂直解像度が劣化した信号をレベル調整器３
７を介して、入力端子１に加えられた元の信号レ
ベルとほぼ同一にした後に、第一の減算器３８に
加えて、元の信号と減算を行なうことによつて差
信号ｃを得る。この差信号ｃは低レベル抑圧回路
３９によつて絶対値がδ以下の低レベルの信号が
抑圧され（波形をｄに示す）、絶対値δ以下の信
号を抑圧した分を補償するために約（／（１−
δ／Ｘ）倍増幅されて（但しＸ：色差信号の基準
レベル）ｅに示す波形が得られる。そして、第２
の減算器４０によつてレベル調整器３７の出力
（波形ｂ）より前記低レベル抑圧回路３９の出力
（波形ｅ）を減じることによつて波形を得る。
このの信号は櫛形フイルタ１４の出力ｂに比し
て垂直解像度が補償されて、入力端子１に加えら
れた元のＲ−Ｙ色差信号に近い信号となつてい
る。そしてそのSN比は低レベル抑圧回路によつ
て差信号ｅのノイズレベルが抑圧された信号を、
櫛形フイルタの出力信号ｂより減じているため、
定常状態においては櫛形フイルタの出力と同じ値
となつている。 第２の減算器４０の出力は前記したＲ−Ｙ信号
と同様に入力端子２に加えられた後に櫛形フイル
タ回路１４′、垂直解像度補償回路４１′を通過し
たＢ−Ｙ信号と共に変調器４に加えられて、入力
端子３に加えられた色搬送波で直角２相変調され
て出力端子９より搬送色信号として取り出され
る。 第７図は本発明の第４の実施例を示す構成図で
あつて、原色信号を、櫛形フイルタ回路１４，１
４′と垂直解像度補償回路４１，４１′に通す構成
としたものである。同図において入力端子４３，
４３′に加えられた赤Ｒ、青Ｂのベースバンドの
色信号はそれぞれ、第１の加算器１０，１０′、
低周波信号用IH遅延回路１２，１２′第２の加算
器１３，１３′、帰還回路１１，１１′よりなる櫛
形フイルタ１４，１４′及びレベル調整器３７，
３７′・第１の減算器３８，３８′・低レベル抑圧
回路３９，３９′、第２の減算器４０，４０′より
なる垂直解像度補償回路４１，４１′を通つた後
に、第３の減算器４５，４５′に加えられて、入
力端子４４に加えられた、輝度Ｙ信号（単域は、
Ｒ、Ｂ信号と同一とされている）と減算を処理さ
れて、Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙ色差信号とされた後に、変
調器４に加えられ、入力端子３に加えられた色搬
送波によつて直角２相変調されて、出力端子９よ
り搬送色信号として取り出される。 本構成においては、Ｒ、Ｂ信号のみを櫛形フイ
ルタに通し、Ｙ信号は通さない構成としている
が、これは、Ｙ信号は一般にＲ、Ｂ信号に比して
SN比が良く色信号のSN比をほとんど決定しない
ためであり、また垂直解像度補償回路によつて櫛
形フイルタを通過した後のＲ、Ｂ信号の垂直解像
度を元の信号に近づけているため、このような構
成としても、垂直端の色誤差はほとんど生じな
い。 また以上述べた構成においては、Ｒ−Ｙ、Ｂ−
Ｙ信号、もしくはＲ、Ｂ信号共に櫛形フイルタに
通す構成としているが、一般的に最もSN比の悪
いＢ−Ｙ信号もしくはＢ信号のみを櫛形フイルタ
に通すだけでも画面全体のSN比向上は大きく、
使用する櫛形フイルタの数を少なく構成できると
いう長所がある。 また以上の説明においては、カラーテレビジヨ
ンカメラへの本発明の櫛形フイルタを用いた色信
号処理回路を適用する場合について述べてきた
が、カラーテレビジヨン受像機において、カラー
テレビジヨン信号より分離されたＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ
信号もしくはＲ、Ｂ、Ｇのベースバンド色信号に
も適用できる事は明らかである。 以上のように本発明は、帰還形櫛形フイルタを
電荷結合素子と帰還回路を用いて構成しこれにベ
ースバンド色信号を入力するようにしたことによ
り、低周波駆動の電荷結合素子を使うことができ
消費電力を大幅に減少することができる。またベ
ースバンド色信号を通すことにより帰還量を大き
くすることができ、よつてＳ／Ｎを十分に改善で
きる。さらに各ベースバンド色信号ごとに前記帰
還形櫛形フイルタを設けており、必要によりそれ
ぞれの帰還率を変えて垂直解像度の劣化を目立た
なくすることもできその実用上の効果が大なるも
のである。
第１図は櫛形フイルタを用いた従来の色信号処
理回路のブロツク図、第２図は本発明の第一の実
施例による色信号処理回路のブロツク図、第３図
は要部の具体回路図、第４図は第２の実施例のブ
ロツク図、第５図は第３の実施例のブロツク図、
第６図は要部の信号波形図、第７図は本発明の第
４の実施例のブロツク図である。 １０，１０′，１３，１３′……加算器、１１，
１１′……帰還回路、１２，１２′……低周波信号
用CCDIH遅延回路。
理回路のブロツク図、第２図は本発明の第一の実
施例による色信号処理回路のブロツク図、第３図
は要部の具体回路図、第４図は第２の実施例のブ
ロツク図、第５図は第３の実施例のブロツク図、
第６図は要部の信号波形図、第７図は本発明の第
４の実施例のブロツク図である。 １０，１０′，１３，１３′……加算器、１１，
１１′……帰還回路、１２，１２′……低周波信号
用CCDIH遅延回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 相互に異なる複数のベースバンド色信号をそ
れぞれ独立に、帰還形櫛形フイルタを通過させる
色信号処理回路であつて、前記帰還形櫛形フイル
タが、ベースバンド色信号が入力される第１の加
算器と、前記第１の加算器の出力信号が入力され
る電荷結合素子によつて構成された１水平走査期
間遅延回路と、前記遅延回路の出力信号と前記ベ
ースバンド色信号とを加算する第２の加算器と、
この第２の加算器の出力信号を前記第１の加算器
に導く帰還回路とで構成され、且つ前記帰還形櫛
形フイルタの帰還率が、赤信号もしくはＲ−Ｙ信
号もしくはＩ信号の帰還率に対し、青信号もしく
はＢ−Ｙ信号もしくはＱ信号の帰還率を大きくし
たことを特徴とする色信号処理回路。 ２ 相互に異なる少なくとも第１、第２のベース
バンド色信号をそれぞれ入力する少なくとも第
１、第２の帰還形櫛形フイルタと、この各帰還形
櫛形フイルタの出力を入力とする各垂直解像度補
償回路とを備え、前記各帰還形櫛形フイルタは、
それぞれベースバンド色信号を第１の加算器に導
く手段と、前記第１の加算器の出力信号を電荷結
合素子によつて構成された１水平走査期間遅延回
路に導く手段と、前記遅延回路の出力信号と前記
色情報を伝達する信号とを加算する第２の加算器
と、この第２の加算器の出力信号を帰還回路を介
して第１の加算器に導く手段とで構成され、前記
各垂直解像度補償回路は、それぞれ前記帰還形櫛
形フイルタの第２の加算器の出力信号から前記ベ
ースバンド色信号を減じる第１の減算器と、この
第１の減算器の出力信号の低レベルを抑圧する低
レベル抑圧回路と、前記第２の加算器の出力信号
から前記低レベル抑圧回路の出力信号を減じる第
２の減算器とで構成されたことを特徴とする色信
号処理回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5451780A JPS56149885A (en) | 1980-04-23 | 1980-04-23 | Color signal processing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5451780A JPS56149885A (en) | 1980-04-23 | 1980-04-23 | Color signal processing circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56149885A JPS56149885A (en) | 1981-11-19 |
| JPH0211073B2 true JPH0211073B2 (ja) | 1990-03-12 |
Family
ID=12972833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5451780A Granted JPS56149885A (en) | 1980-04-23 | 1980-04-23 | Color signal processing circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56149885A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61230482A (ja) * | 1985-04-04 | 1986-10-14 | Tokyo Electric Co Ltd | テレビジヨン複合映像信号波形処理装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5545251A (en) * | 1978-09-25 | 1980-03-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Filter circuit |
-
1980
- 1980-04-23 JP JP5451780A patent/JPS56149885A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56149885A (en) | 1981-11-19 |
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