JPH02122717A - 適合プレディストーション回路 - Google Patents
適合プレディストーション回路Info
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- JPH02122717A JPH02122717A JP1251717A JP25171789A JPH02122717A JP H02122717 A JPH02122717 A JP H02122717A JP 1251717 A JP1251717 A JP 1251717A JP 25171789 A JP25171789 A JP 25171789A JP H02122717 A JPH02122717 A JP H02122717A
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- predistortion circuit
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- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
- H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
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- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、所望の入力データを伝送するよう増幅器に入
る前に入力データを逆の意味で予め歪ませるプレディス
トーション回路と、 伝送されたデータの流れの復調に応じて伝送されたデー
タの流れにプレディストーション回路を連続的に適合さ
せる適合回路と、 信号成形を行なうフィルタとからなり、データを歪ませ
る変調器及び電力層幅器の助けで周期「を有するシンボ
ルクロックの速度で入力データを伝送するディジタル伝
送シスアム用の適合プレディストーション回路に係る。
る前に入力データを逆の意味で予め歪ませるプレディス
トーション回路と、 伝送されたデータの流れの復調に応じて伝送されたデー
タの流れにプレディストーション回路を連続的に適合さ
せる適合回路と、 信号成形を行なうフィルタとからなり、データを歪ませ
る変調器及び電力層幅器の助けで周期「を有するシンボ
ルクロックの速度で入力データを伝送するディジタル伝
送シスアム用の適合プレディストーション回路に係る。
本発明はデータ伝送モデム、無線リレーリンク。
空間通信システムのようなディジタル伝送システムでの
応用を見出した。
応用を見出した。
利用可能なスペクトルの効果的利用に対して、現在のデ
ィジタル伝送システム、特に無線リレーリンク及び電話
チャンネルに亘ってデータを伝送するシステムは、多数
の位相及び振幅状態を有する変調方法を用いる。これら
の変調り法は、全ての型の歪みに、勿論伝送子の増幅器
、ミクサー及び他の非線形回路により起こる非線形歪み
に、非常に敏感である。無線リレーリンク及び衛星伝送
に関した特別な要点は伝送電力増幅器又はｍ星伝送の場
合の搭載されている電力増幅器の非線形値である。これ
らの増幅器はそれらの非線形特性を知られている。それ
らが直ａｆｆｉ域で用いられる場合、それらの雷カー杯
までは用いられない。それらが飽和電力レベルの近くで
動作される場合、それらは容認出来ない程度に信号を企
ませる。実際、所定の電力増幅器に対して、信号対雑音
比及び信号により受けた非線形歪みの円の妥協を定める
よう伝送された信号のレベルを決定する。従って、増幅
器の最適動作点はチャンネルの付加的雑音及び増幅器の
非線形歪みの結合効果が最小になる所である。多（の状
態のある変調方法（例えば、６４−ＱＡＨ及び２５６−
ＱＡＨ）に対して、この点は増幅器の飽和電力レベルか
ら離れており、これは増幅器が効果的に用いられないこ
とを示す。その効果を高めるために、プレディストーシ
ョン技術（固定又は適合）は現在用いられており、伝送
された信号について電力増幅器の非線形の効果の減少を
させる。
ィジタル伝送システム、特に無線リレーリンク及び電話
チャンネルに亘ってデータを伝送するシステムは、多数
の位相及び振幅状態を有する変調方法を用いる。これら
の変調り法は、全ての型の歪みに、勿論伝送子の増幅器
、ミクサー及び他の非線形回路により起こる非線形歪み
に、非常に敏感である。無線リレーリンク及び衛星伝送
に関した特別な要点は伝送電力増幅器又はｍ星伝送の場
合の搭載されている電力増幅器の非線形値である。これ
らの増幅器はそれらの非線形特性を知られている。それ
らが直ａｆｆｉ域で用いられる場合、それらの雷カー杯
までは用いられない。それらが飽和電力レベルの近くで
動作される場合、それらは容認出来ない程度に信号を企
ませる。実際、所定の電力増幅器に対して、信号対雑音
比及び信号により受けた非線形歪みの円の妥協を定める
よう伝送された信号のレベルを決定する。従って、増幅
器の最適動作点はチャンネルの付加的雑音及び増幅器の
非線形歪みの結合効果が最小になる所である。多（の状
態のある変調方法（例えば、６４−ＱＡＨ及び２５６−
ＱＡＨ）に対して、この点は増幅器の飽和電力レベルか
ら離れており、これは増幅器が効果的に用いられないこ
とを示す。その効果を高めるために、プレディストーシ
ョン技術（固定又は適合）は現在用いられており、伝送
された信号について電力増幅器の非線形の効果の減少を
させる。
現在用いられているプレディストーション技術は、伝送
器の中間周波数段に、その非線型を補償しようとする電
力増幅器の逆関数の近似値を実現する非線形回路を挿入
することからなる。増幅器の関数の完全な逆が合成され
つる場合、この技術は出力に完全な信号（非線形歪みな
しに）を得るのを可能とする。しかし、これは、完全な
逆が無限に複雑な回路を必要とするので実現はされない
。
器の中間周波数段に、その非線型を補償しようとする電
力増幅器の逆関数の近似値を実現する非線形回路を挿入
することからなる。増幅器の関数の完全な逆が合成され
つる場合、この技術は出力に完全な信号（非線形歪みな
しに）を得るのを可能とする。しかし、これは、完全な
逆が無限に複雑な回路を必要とするので実現はされない
。
実際、近似で満足し、はとんどの場合において、増幅器
の非線形関数を示す゛アイラー級数は３次にｉｌｌ限さ
れ、プレディストーション回路は、２つのカスケード接
続された回路が３次の歪みをもはや有さないよう３次の
合成を行なう。高次の項（５次及び７次）が出力に現わ
れるが、当初の３次の歪みに比較して振幅はより小さい
。その結果はシステムの性能に改善がもたらされる。中
間周波数段のこれらのプレディストーション回路の欠点
はそれらがアナログ回路であるという事実による。
の非線形関数を示す゛アイラー級数は３次にｉｌｌ限さ
れ、プレディストーション回路は、２つのカスケード接
続された回路が３次の歪みをもはや有さないよう３次の
合成を行なう。高次の項（５次及び７次）が出力に現わ
れるが、当初の３次の歪みに比較して振幅はより小さい
。その結果はシステムの性能に改善がもたらされる。中
間周波数段のこれらのプレディストーション回路の欠点
はそれらがアナログ回路であるという事実による。
それらは適合するのは難しく、それらを時々再調整する
ため妨げられることがあり、時開及び温度によって増幅
器応答の変化を補償する。
ため妨げられることがあり、時開及び温度によって増幅
器応答の変化を補償する。
別なより最新のプレディストーション技術は伝送される
べきデータのアルファベットを変形することからなる。
べきデータのアルファベットを変形することからなる。
「データプレデイストーシ」ン」又は［ベースパンドブ
レゾイストーション−１と呼ばれるこの技術は、米国特
許４，２９１，２７７号、及び１９８３年４月ベルシス
テム テクニカル ジャーナル ６２巻１０１９−１０
３３頁、［ディジタル無線システムの電力増幅器の適合
線形］、ニー ニー エム リレー及びジエー サルツ
による記事から知られている。
レゾイストーション−１と呼ばれるこの技術は、米国特
許４，２９１，２７７号、及び１９８３年４月ベルシス
テム テクニカル ジャーナル ６２巻１０１９−１０
３３頁、［ディジタル無線システムの電力増幅器の適合
線形］、ニー ニー エム リレー及びジエー サルツ
による記事から知られている。
ニー ニー エム リレー及びジェー サルツによる記
事において、第１図は、例えば２つの直交キャリア（Ｑ
ＡＭ）の振幅変調のような当初の方形星座図を基礎とし
た歪んだ星座図を変調器の入力へ供給する適合プレディ
ストーション回路の概略図を示す。増幅器は大きな振幅
を有する点での正味の圧縮及び正味の回転を発生するこ
とにより星座図に働く。この効果を補償する為に、それ
が電力増幅器を通った後その当初の方形を再現するよう
当初の星座図は歪まされる。かくて、歪み回路が最適化
された場合、それは電力増幅器の逆（一定の利得及び・
一定の位相シフトから隔れて）を形成し、増幅器の非線
形を安全に補償させる。
事において、第１図は、例えば２つの直交キャリア（Ｑ
ＡＭ）の振幅変調のような当初の方形星座図を基礎とし
た歪んだ星座図を変調器の入力へ供給する適合プレディ
ストーション回路の概略図を示す。増幅器は大きな振幅
を有する点での正味の圧縮及び正味の回転を発生するこ
とにより星座図に働く。この効果を補償する為に、それ
が電力増幅器を通った後その当初の方形を再現するよう
当初の星座図は歪まされる。かくて、歪み回路が最適化
された場合、それは電力増幅器の逆（一定の利得及び・
一定の位相シフトから隔れて）を形成し、増幅器の非線
形を安全に補償させる。
この回路を適合させる為に、増幅器の出力で再捕獲され
、復調され、次にシンボル伝送速度１／Ｔでサンプルさ
れた信号及びこれらのサンプルは用いられＱＡＭ星座図
に対応する点で比較される。
、復調され、次にシンボル伝送速度１／Ｔでサンプルさ
れた信号及びこれらのサンプルは用いられＱＡＭ星座図
に対応する点で比較される。
これらの比較は、従来のアルゴリズムの助けでプレディ
ストーション回路を最適化させる制御信号を得るのを可
能とする。しかし、第１図で用いられた案は、変２１！
Ｉ器の前又は電力増幅器の前でのＰ波を有さないので非
常に単純になる。従って、それは一般に用いられた解決
とは対応しない。
ストーション回路を最適化させる制御信号を得るのを可
能とする。しかし、第１図で用いられた案は、変２１！
Ｉ器の前又は電力増幅器の前でのＰ波を有さないので非
常に単純になる。従って、それは一般に用いられた解決
とは対応しない。
かかるシステムはフィルタが変調器の前にある米国特許
４，２９１，２７７号で便供される。現実に、実際のシ
ステムにおいて、いつもナイキストのスペクトル成形フ
ィルタが、信号の帯域幅を制御するのを可能にし、決定
の瞬間にゼロインターシンボル干渉をぜ口にするのを補
償するべく用い、られる。
４，２９１，２７７号で便供される。現実に、実際のシ
ステムにおいて、いつもナイキストのスペクトル成形フ
ィルタが、信号の帯域幅を制御するのを可能にし、決定
の瞬間にゼロインターシンボル干渉をぜ口にするのを補
償するべく用い、られる。
このｐ波は決定の瞬間に信号対雑音比を最大化するよう
送信端及び受信端の間に略等しく分割される。かかるシ
ステムにおいて増幅器の非線形の二重効果がある：星座
図は変形されないばかりでなく、インクシンボル干渉は
無数の点を星座図の各点へ関連づける。しかし、上記の
特許に記載されたプレデイスト−シコン技術はこの第２
の効果を補償しない。
送信端及び受信端の間に略等しく分割される。かかるシ
ステムにおいて増幅器の非線形の二重効果がある：星座
図は変形されないばかりでなく、インクシンボル干渉は
無数の点を星座図の各点へ関連づける。しかし、上記の
特許に記載されたプレデイスト−シコン技術はこの第２
の効果を補償しない。
本発明の目的は、星座図の補正のみならず、無数の点に
当初の星座図の各点を拡散させるのを相当に減少させる
適合プレディストーション回路を実現させることにある
。
当初の星座図の各点を拡散させるのを相当に減少させる
適合プレディストーション回路を実現させることにある
。
本発明によれば、この目的は前述の適合プレディストー
ション回路により達成され、この回路は、ディジタルデ
ータａｋ （ｋは整数である）を基に、第１のパス上に
、予め歪まされた状態で、シンボルクロックと同相で第
１のプレディストーション回路を出るディジタルデータ
ｂ、と、第２のパス上に、予め歪まされた状態で、シン
ボルクロックに逆相で第２のプレデイスト−シコン回路
を出るディジタルデータｃｋ発生する工ンコーダからな
り、信号ｂ 及びＣｂはＦ（Ｄ）ｋ ＝（１＋Ｄ）”の型のｎ番目の多項式エンコーディング
により得られ、ここでＤは半分の記号周期の遅れであり
、Ｆはデータａｋに印加された関数であり、周波数成形
を有するこれらの信号は、ｎを正の整数として、ｌａｌ
≦２π／Ｔに対してＦ （Ｗ） ＝ ＣＯ３” （ｗ’
ｒ／４ ）であり、これらの信号は下記の様にエンコー
ドされ、 １ ２ｎ ｂｋ＝、ｘ ｃ ａｋ。
ション回路により達成され、この回路は、ディジタルデ
ータａｋ （ｋは整数である）を基に、第１のパス上に
、予め歪まされた状態で、シンボルクロックと同相で第
１のプレディストーション回路を出るディジタルデータ
ｂ、と、第２のパス上に、予め歪まされた状態で、シン
ボルクロックに逆相で第２のプレデイスト−シコン回路
を出るディジタルデータｃｋ発生する工ンコーダからな
り、信号ｂ 及びＣｂはＦ（Ｄ）ｋ ＝（１＋Ｄ）”の型のｎ番目の多項式エンコーディング
により得られ、ここでＤは半分の記号周期の遅れであり
、Ｆはデータａｋに印加された関数であり、周波数成形
を有するこれらの信号は、ｎを正の整数として、ｌａｌ
≦２π／Ｔに対してＦ （Ｗ） ＝ ＣＯ３” （ｗ’
ｒ／４ ）であり、これらの信号は下記の様にエンコー
ドされ、 １ ２ｎ ｂｋ＝、ｘ ｃ ａｋ。
トーＯ０
ここで、Ｉがｎ／２の整数部であり、Ｊが（ｎ−１）／
２の整数部であり、 の係数であり、 ２つのパスの予め歪まされたデー タは加ｖＡ器で互いに加算され、次にディジタル・アナ
ログ・フィルタによりアナログ信号に変換され、このア
ナログ信号は帯域幅制限（−１／Ｔ。
２の整数部であり、 の係数であり、 ２つのパスの予め歪まされたデー タは加ｖＡ器で互いに加算され、次にディジタル・アナ
ログ・フィルタによりアナログ信号に変換され、このア
ナログ信号は帯域幅制限（−１／Ｔ。
１／Ｔ）を得る為にフィルタでＰ波され、次に変調器に
伝送され、その後増幅器へ伝送され、２つの適合回路の
助けで伝送されたデータの復調の後適合がなされ、適合
回路の一方は同相で動作し、他方は対応するプレディス
トーション回路を適合するシンボルクロックに逆相で動
作する。
伝送され、その後増幅器へ伝送され、２つの適合回路の
助けで伝送されたデータの復調の後適合がなされ、適合
回路の一方は同相で動作し、他方は対応するプレディス
トーション回路を適合するシンボルクロックに逆相で動
作する。
多項式エンコーディングを行なうため、エンコーダでは
、データａｋのデータｂｋ及びＣ（へのエンコーディン
グを行なう少なくとも１つのメモリーをアドレスするデ
ータａｋと共に用いられるに−１ｋ−２，””ｋ−１が
通る一連の１データａ 、ａ 個のシフトレジスタよりなり、プレデイスト−シコン回
路は予め歪まされた値を同相と逆相のパスに送るランダ
ムアクセスである。
、データａｋのデータｂｋ及びＣ（へのエンコーディン
グを行なう少なくとも１つのメモリーをアドレスするデ
ータａｋと共に用いられるに−１ｋ−２，””ｋ−１が
通る一連の１データａ 、ａ 個のシフトレジスタよりなり、プレデイスト−シコン回
路は予め歪まされた値を同相と逆相のパスに送るランダ
ムアクセスである。
ｂｋ＝ａｋ＋ａ（−１及びｃｋ−２８ｋに対してｎ＝２
で、ある特別な場合、エンコーダは単一のシフトレジス
タ及び第１のプレディストーション回路をアドレスする
ｂｋを決める加輝器からなり、データａｋは、第２のプ
レディストーション回路を直接にアドレスし、２つのプ
レディストーション回路により送られたデータはシンボ
ルクロックへ同相及び逆相で夫々動作する２組のフリッ
プ７０ツブに入る。
で、ある特別な場合、エンコーダは単一のシフトレジス
タ及び第１のプレディストーション回路をアドレスする
ｂｋを決める加輝器からなり、データａｋは、第２のプ
レディストーション回路を直接にアドレスし、２つのプ
レディストーション回路により送られたデータはシンボ
ルクロックへ同相及び逆相で夫々動作する２組のフリッ
プ７０ツブに入る。
本発明によれば、プレディストーションはシンボルの伝
送速度の２倍の速さで行なわれる。従ってそれはＴ／２
だけ時間的に離れたｌＩ聞でのディスクリートレベルを
発生する送信端でスペクトル成形を実現することが必要
である。先ず、０≦ｄ≦１で任意のロールオフファクタ
αを有するナイキストフィルタを用いる場合、ディスク
リートレベルは瞬間ＫＴで即ちシンボル周期当たり一点
で、決定されることが理解されなければならない。唯一
の例外はα＝１のロールオフファクタを有するナイキス
トフィルタである。しかし、この特別なフィルタに加え
て必要な特性を有するフィルタの全カテゴリがある。
送速度の２倍の速さで行なわれる。従ってそれはＴ／２
だけ時間的に離れたｌＩ聞でのディスクリートレベルを
発生する送信端でスペクトル成形を実現することが必要
である。先ず、０≦ｄ≦１で任意のロールオフファクタ
αを有するナイキストフィルタを用いる場合、ディスク
リートレベルは瞬間ＫＴで即ちシンボル周期当たり一点
で、決定されることが理解されなければならない。唯一
の例外はα＝１のロールオフファクタを有するナイキス
トフィルタである。しかし、この特別なフィルタに加え
て必要な特性を有するフィルタの全カテゴリがある。
これらの信号は下記の型式の多項式エンコーディングに
より得られる： ここでは半シンボル周期゛［／２だけ延在さゼる遅延素
子であり、係数ｆ、は整数で、エンコーディングは（−
１／Ｔ、１／Ｔ）の帯域幅を有する理想的低域フィルタ
を伴なう。
より得られる： ここでは半シンボル周期゛［／２だけ延在さゼる遅延素
子であり、係数ｆ、は整数で、エンコーディングは（−
１／Ｔ、１／Ｔ）の帯域幅を有する理想的低域フィルタ
を伴なう。
かく得られた信号は、瞬間に丁／２即ちシンボル期ｍ当
り２つの点で、有限数の状態を通る。式（′ｌ）を満足
し、最も興味がある多項式は、低周波数（ＶＡるチャネ
ル干渉を最小化するよう）に信号エネルギーを位置する
ものである。最も適当な多項式は下記の型で表現される
： ■ Ｆ （Ｄ） −（１＋［）） ” ここでは、正の整数であるパラメータｎは（基本アルフ
ァベットと共に瞬間ＫＴ＋Ｔ／２での信号で想定される
状態の数を決める。パラメータｎは状態のこの数を１ｉ
ｌＪ限するほど大きくは選ばれない。帯域幅（−１／Ｔ
、１／Ｔ）と共に理想的低Ｒｒ波を伴なうかかるエンコ
ーディングは下記を満足する：伝送された信号のスペク
トルに対して、ＦＢ （ｗ） ＝ ｃｏｓｎ （ｗエフ
４）。
り２つの点で、有限数の状態を通る。式（′ｌ）を満足
し、最も興味がある多項式は、低周波数（ＶＡるチャネ
ル干渉を最小化するよう）に信号エネルギーを位置する
ものである。最も適当な多項式は下記の型で表現される
： ■ Ｆ （Ｄ） −（１＋［）） ” ここでは、正の整数であるパラメータｎは（基本アルフ
ァベットと共に瞬間ＫＴ＋Ｔ／２での信号で想定される
状態の数を決める。パラメータｎは状態のこの数を１ｉ
ｌＪ限するほど大きくは選ばれない。帯域幅（−１／Ｔ
、１／Ｔ）と共に理想的低Ｒｒ波を伴なうかかるエンコ
ーディングは下記を満足する：伝送された信号のスペク
トルに対して、ＦＢ （ｗ） ＝ ｃｏｓｎ （ｗエフ
４）。
（ＥＩ ＩＷ＋≦２π／Ｔ
Ｏ８等
ｎ＝２の場合、このカテゴリのフィルタは、α＝１のＯ
−ルオフフ？クタを有するナイキストフィルタリングを
正確に提供する。式■は下記の形に書ける。
−ルオフフ？クタを有するナイキストフィルタリングを
正確に提供する。式■は下記の形に書ける。
たインパルス応答は下記になる：
入力信号が
ｆ３）Ｓ（ｔ）＝Σ
ａｋ
δ （ｔ
ＫＴ）の場合、
エンコーダの出力信号は、
下記の様になる：
ここでは、
！＆；ｔｎ／２の整数部であり、
Ｊが
（ｎ−１）
／２の整数部である。
信号ｒ
（１）は
下記の形で表わされる：
低域−波された後、信号は瞬間ＫＴでのシンボルｂｋの
アルファベットにより与えられた有限数の状態及び瞬間
ＫＴ＋Ｔ／２でのシンボルＣ，のアルファベットにより
与えられた有限数の状態をとるとする。ｎ＝２に対し、 ｂｋ＝ａｋ＋ａｋ−１及びｃｋ＝２ａｋを有する。
アルファベットにより与えられた有限数の状態及び瞬間
ＫＴ＋Ｔ／２でのシンボルＣ，のアルファベットにより
与えられた有限数の状態をとるとする。ｎ＝２に対し、 ｂｋ＝ａｋ＋ａｋ−１及びｃｋ＝２ａｋを有する。
ｎ＝３に対し、
ｂ ＝ａ ＋３ａ 及びｃｋ＝３ａ（＋ｋ
ｋ ｋ−１ ａｋ−１を有する。
ｋ ｋ−１ ａｋ−１を有する。
かくて、送信端（低域フィルタに関連したエンコーディ
ング）で提案された成形フィルタカテゴリは２つの星座
図を決める。信号は瞬間ＫＴでの一方の星座図のレベル
及び瞬間ＫＴ＋Ｔ／２での他方の星座図のレベルをとる
とする。
ング）で提案された成形フィルタカテゴリは２つの星座
図を決める。信号は瞬間ＫＴでの一方の星座図のレベル
及び瞬間ＫＴ＋Ｔ／２での他方の星座図のレベルをとる
とする。
送信端でのプレディストーションの動作に続く低域Ｐ波
は下記のように理想的低域フィルタに近づくことを要し
ない： Ｈ（ｗ）−１・ＩＷ＋＜２π／Ｔ Ｏ２等 それは下記の型式を有する： 、、 Ｉｗｌ ≦２ （１−β） π／Ｔ■ ２（１−β ） π／Ｔ＜ ｌ ｗ ｌ ＜２
＜（１＋β π）／ＴＯ，ＩＷＩ≧２（１４β）π／■ ここではβは、０≦β≦１のロールオフファクタであり
、送信端でインパルス応答の瞬［Ｋ エフ２（Ｋの少な
いある値は除いて）でゼロ交差する特性と離れることは
ない。
は下記のように理想的低域フィルタに近づくことを要し
ない： Ｈ（ｗ）−１・ＩＷ＋＜２π／Ｔ Ｏ２等 それは下記の型式を有する： 、、 Ｉｗｌ ≦２ （１−β） π／Ｔ■ ２（１−β ） π／Ｔ＜ ｌ ｗ ｌ ＜２
＜（１＋β π）／ＴＯ，ＩＷＩ≧２（１４β）π／■ ここではβは、０≦β≦１のロールオフファクタであり
、送信端でインパルス応答の瞬［Ｋ エフ２（Ｋの少な
いある値は除いて）でゼロ交差する特性と離れることは
ない。
以下、本発明を図面と共に説明する。
実施例
第１図は６４−ＱＡＨ型の信号の星座図を表わす。変調
器の入力（（同相）及び入力Ｑ（直角位相）は独立であ
り、各チャネルの記号は、２αが星座図の２つの隣る点
間の最小距離である場合、アルファベット（±ｄ、±３
ｄ、±５６．±７６）で表わす値であるとする。
器の入力（（同相）及び入力Ｑ（直角位相）は独立であ
り、各チャネルの記号は、２αが星座図の２つの隣る点
間の最小距離である場合、アルファベット（±ｄ、±３
ｄ、±５６．±７６）で表わす値であるとする。
伝送される為、変調器からの信号は少ない電力で、すな
わちその特性の線形部分で一般的に用いられる電力坩幅
器に印加される。高電力で、この増幅器は非線形であり
、信号を歪ませる。６４−ＱＡＨ型のＷ座が飽和近くで
動作するかかる増幅器の出力で１５１測される場合、第
２Ａ図に示すような歪んだ星座図が認められる。従来技
術によれば、増幅器の出力に、変形されない星座図が得
られるよう、第２８図の図表によれば反対の意味で星座
図を予め歪ませておくことで十分である。しかし、信号
の帯域幅を特別に制限する電力増幅器の前にいつもフィ
ルタリングがある状況は非常に単純だが現実にそぐわな
い。フィルタリングがない時は、変調器の入力の信号は
記号周期「あたり一回ステップ状に変わる。次に、１／
Ｔの速度で信号ｌ、：働くプレディストーション回路は
完全な補償を可能にする。これに対して、信号がＪ・波
された時、もはやスアツプ状に変化せｆ、連続的に変る
。それは非線形の効果を完全に補償するため、記号周１
１１Ｔ当たり一回信号を観測しこれらの瞬間に歪みを補
償することはもはや十分ではない。
わちその特性の線形部分で一般的に用いられる電力坩幅
器に印加される。高電力で、この増幅器は非線形であり
、信号を歪ませる。６４−ＱＡＨ型のＷ座が飽和近くで
動作するかかる増幅器の出力で１５１測される場合、第
２Ａ図に示すような歪んだ星座図が認められる。従来技
術によれば、増幅器の出力に、変形されない星座図が得
られるよう、第２８図の図表によれば反対の意味で星座
図を予め歪ませておくことで十分である。しかし、信号
の帯域幅を特別に制限する電力増幅器の前にいつもフィ
ルタリングがある状況は非常に単純だが現実にそぐわな
い。フィルタリングがない時は、変調器の入力の信号は
記号周期「あたり一回ステップ状に変わる。次に、１／
Ｔの速度で信号ｌ、：働くプレディストーション回路は
完全な補償を可能にする。これに対して、信号がＪ・波
された時、もはやスアツプ状に変化せｆ、連続的に変る
。それは非線形の効果を完全に補償するため、記号周１
１１Ｔ当たり一回信号を観測しこれらの瞬間に歪みを補
償することはもはや十分ではない。
−波された＠号の存在における増幅器の出力の星座図を
第３Ａ図に示す。それは、従来技術のプレデイスト−シ
コン回路と共に第３Ｂ図に示される。従って、星座図の
各点は、無数の点になる。
第３Ａ図に示す。それは、従来技術のプレデイスト−シ
コン回路と共に第３Ｂ図に示される。従って、星座図の
各点は、無数の点になる。
Ｐ波された信号で動作するため、補正は１シンボル周期
当たり一点以上に対して実行されなければならない。従
って本発明によれば、入力信号は瞬１ｉＪＫＴのアルフ
ァベット、及び瞬ＩＩ Ｋ Ｔ ＋ Ｔ ／ ２の別な
フルフッベットを形成する為適宜なエンコーディングを
受け、プレディストーションが２つのアルファベットの
各々に対し順次別々になされる。、得られた信号は帯域
幅（−１／Ｔ、１／Ｔ）を有する庁想的低域フィルタに
より濾波される。
当たり一点以上に対して実行されなければならない。従
って本発明によれば、入力信号は瞬１ｉＪＫＴのアルフ
ァベット、及び瞬ＩＩ Ｋ Ｔ ＋ Ｔ ／ ２の別な
フルフッベットを形成する為適宜なエンコーディングを
受け、プレディストーションが２つのアルファベットの
各々に対し順次別々になされる。、得られた信号は帯域
幅（−１／Ｔ、１／Ｔ）を有する庁想的低域フィルタに
より濾波される。
本発明によれば、これらのカスケード接続されたエン」
−ディング及びフィルタリング手段は、整数にのいくら
かの値を除いては瞬間ＫＴ／２でのぜロー交差でインパ
ルス応答を丞さなければならない。
−ディング及びフィルタリング手段は、整数にのいくら
かの値を除いては瞬間ＫＴ／２でのぜロー交差でインパ
ルス応答を丞さなければならない。
第４Ａ図の曲線４０は、１と異なるロールオフ７？クタ
αを有するナイキストフィルタのインパルス応答を示す
。この曲線はに一＃’Ｏの場合ががるＦＲ間に丁でピロ
交差する。この種の成形は記号の伝送速度の２倍でプレ
ディストーションに適当でない。曲線４１はα＝１でナ
イキストフィルタのインパルス応答を示す。この曲線は
他の瞬間ＫＴ＋Ｔ／２に対してピロ交差する。ここで、
値に＝Ｏ及びに＝−１は除外される。第４８図はナイキ
ストフィルタリングの周波数応答を示す。応答は点Ａ（
１／２Ｔ； ０１５）に関して対称であり、ナイキス
ト帯域幅（１／ ２ ’ｒ ）に関する過剰帯域幅はロ
ールオフ７？クタαにより決められる。伝送関数の数学
的式は下記の通りである：従って、α−１でのナイキス
トフィルタリングは本発明によるスペクトル成形のカテ
ゴリの特別な場合である。それは、式■のパラメータｎ
が（−１／丁、１／Ｔ）の帯域幅で即想的低域ｖ波する
ことにより２に等しい特別なエンコーディングと同じで
ある。
αを有するナイキストフィルタのインパルス応答を示す
。この曲線はに一＃’Ｏの場合ががるＦＲ間に丁でピロ
交差する。この種の成形は記号の伝送速度の２倍でプレ
ディストーションに適当でない。曲線４１はα＝１でナ
イキストフィルタのインパルス応答を示す。この曲線は
他の瞬間ＫＴ＋Ｔ／２に対してピロ交差する。ここで、
値に＝Ｏ及びに＝−１は除外される。第４８図はナイキ
ストフィルタリングの周波数応答を示す。応答は点Ａ（
１／２Ｔ； ０１５）に関して対称であり、ナイキス
ト帯域幅（１／ ２ ’ｒ ）に関する過剰帯域幅はロ
ールオフ７？クタαにより決められる。伝送関数の数学
的式は下記の通りである：従って、α−１でのナイキス
トフィルタリングは本発明によるスペクトル成形のカテ
ゴリの特別な場合である。それは、式■のパラメータｎ
が（−１／丁、１／Ｔ）の帯域幅で即想的低域ｖ波する
ことにより２に等しい特別なエンコーディングと同じで
ある。
一般の場合（この特別な場合以外）において、低域戸彼
することによる多項式エンコーディングは瞬間ＫＴ／２
でピロ交差するが、異なる形状を有する意味で曲線４１
に似た応答を有する。
することによる多項式エンコーディングは瞬間ＫＴ／２
でピロ交差するが、異なる形状を有する意味で曲線４１
に似た応答を有する。
第５図は本発明による適応なプレデイスト−シコン回路
５０よりなるディジタル伝送システムの送信端に位置し
た部分を示す。それはデータａ′ｋを基に、本発明によ
りエンコードされた夫々の瞬間ＫＴ及びＫＴ＋Ｔ／２で
データｂｋ及びＣ（を発生するエンＪ−ダ５１からなる
。データｂ 及びＣ２は夫々予め歪まされたデータｂ′
。
５０よりなるディジタル伝送システムの送信端に位置し
た部分を示す。それはデータａ′ｋを基に、本発明によ
りエンコードされた夫々の瞬間ＫＴ及びＫＴ＋Ｔ／２で
データｂｋ及びＣ（を発生するエンＪ−ダ５１からなる
。データｂ 及びＣ２は夫々予め歪まされたデータｂ′
。
及びＣ’ｈを供給する。プレディストーション回路５２
＋ 、５２２に入る。それらは共に加算器５３で加算さ
れる。かく得られた信号はディジタル・アナログ変換器
５４．低域フィルタ５５．変調３５６．電力増幅器５７
を通り、次に送信アンテナへ送られる。増幅器５７の出
力信号は復Ｗ器５８で復調され、その後低域フィルタ５
９でＰ波される。フィルタ５つの出力信号は２つのサン
プラで、即ち瞬１ｆｆｉＫＴで第１のサンプラ６０１に
おいて、ＷＲ間ＫＴ＋Ｔ／２で第２のサンプラ６０２に
おいて、夫々サンプルされる。そのサンプラは夫々２つ
の適合回路６１１及び６１２ヘリンブルｘ （ＫＴ）及
びｘ（Ｋ’ｒ＋Ｔ／２＞を供給する。
＋ 、５２２に入る。それらは共に加算器５３で加算さ
れる。かく得られた信号はディジタル・アナログ変換器
５４．低域フィルタ５５．変調３５６．電力増幅器５７
を通り、次に送信アンテナへ送られる。増幅器５７の出
力信号は復Ｗ器５８で復調され、その後低域フィルタ５
９でＰ波される。フィルタ５つの出力信号は２つのサン
プラで、即ち瞬１ｆｆｉＫＴで第１のサンプラ６０１に
おいて、ＷＲ間ＫＴ＋Ｔ／２で第２のサンプラ６０２に
おいて、夫々サンプルされる。そのサンプラは夫々２つ
の適合回路６１１及び６１２ヘリンブルｘ （ＫＴ）及
びｘ（Ｋ’ｒ＋Ｔ／２＞を供給する。
後者の回路は夫々サンプルｘ （ＫＴ）及びｘ（Ｋ丁子
Ｔ／２）をデータｂｋ及びｃｋと比較する。
Ｔ／２）をデータｂｋ及びｃｋと比較する。
従来のアルゴリズムは、例えばプレデイスト−２１２回
路の更新を結果的に提供する各適合回路の２つの入力信
号の圓の差を計算するのに用いられる。
路の更新を結果的に提供する各適合回路の２つの入力信
号の圓の差を計算するのに用いられる。
プレディストーション回路を実現化する最も適当な方法
はランダムアクセスメモリー（ＲＡＭ）の使用である。
はランダムアクセスメモリー（ＲＡＭ）の使用である。
かかる実現において、ＲＡＭは瞬間に王でワードｂｉに
よりアドレスされ、その出力は予め歪まされた記号ｂ′
にの列をなす。他のＲＡＭは列Ｃ’Ｈを提供するよう瞬
間ＫＴ＋丁／２でデータｃｋによりアドレスされる。か
くて、メモリーは２つの夫々のアルファベットの予め歪
まされた値を含む。
よりアドレスされ、その出力は予め歪まされた記号ｂ′
にの列をなす。他のＲＡＭは列Ｃ’Ｈを提供するよう瞬
間ＫＴ＋丁／２でデータｃｋによりアドレスされる。か
くて、メモリーは２つの夫々のアルファベットの予め歪
まされた値を含む。
第６図はエンコーダ５１の典型的実施例を示す。
それはクロックＨの命令で夫々のデータａｋ−１゜ａｋ
−２，・・・ａ ｋ−１を所定の瞬間で蓄積する一連の
１数のシフトレジスタ６２１，６２２ 、・・・６２１
よりなる。データａｋ、ａ 、・・・ａｋ−１の組
はに−１ 例えばデータａｋをデータｂｋ及びＣＨにエンコードす
るプログラマプル・リードオンリー・メモリー（ＰＲＯ
Ｍ＞のようなメモリー６３をアドレス化するのに用いら
れる。これらのデータは、夫々データｂ をデータｂ′
ｋに、データｃｋをデに 一タＣ′ｋに、記号クロックＨで共に同相でプレディス
トーションを行うランダムアクセスメモリー５２＋ 、
５２２に入る。次に、データｂ′ｋ及びＣ′には２組の
７リツプ７０ツブ６４１，６４２に供給される。ここで
、一方６４＋はシンボルクロックＨにより、他方６４２
はインバータ６５により反転されたシンボルクロックに
より１ｌｌｔｌｌされる。従ってフリップフロップ６４
１は瞬間ＫＴでｂ’ ｋ （ＫＴ）を、即ちデータｂ’
ｋを供給し、ノリツブフロップ６４２は、瞬間ＫＴ＋Ｔ
／２でデータＣ′ を、即ちｃ ’ （Ｋ Ｔ ＋
Ｔ ／ ２ ＞をｋ ｋ 供給する。第５図に示す如く、データ ｂ′ｋ（ＫＴ）
及びｃ’ （ＫＴ＋Ｔ／２＞の追加を実に 現するために、これらのデータは上記のようなディジタ
ルｒ （ｔ）を供給するよう回路５３で多重化される： ｒ（Ｂ＝Σ［ｂ’ ｋ −δ（を−にＴ）＋ｃ’ ｋ・
６ （ｔ−ＫＴづ／２）］ このディジタル信号ｒ （ｔ）はディジタル・アナログ
変換器５４を通り、次に変調器の竹にあるアブ−ログフ
ィルタ５５を通る。このフィルタ５５は又ディジタル・
アナログ変換器５４の前に挿入されたディジタルフィル
タでもよい。
−２，・・・ａ ｋ−１を所定の瞬間で蓄積する一連の
１数のシフトレジスタ６２１，６２２ 、・・・６２１
よりなる。データａｋ、ａ 、・・・ａｋ−１の組
はに−１ 例えばデータａｋをデータｂｋ及びＣＨにエンコードす
るプログラマプル・リードオンリー・メモリー（ＰＲＯ
Ｍ＞のようなメモリー６３をアドレス化するのに用いら
れる。これらのデータは、夫々データｂ をデータｂ′
ｋに、データｃｋをデに 一タＣ′ｋに、記号クロックＨで共に同相でプレディス
トーションを行うランダムアクセスメモリー５２＋ 、
５２２に入る。次に、データｂ′ｋ及びＣ′には２組の
７リツプ７０ツブ６４１，６４２に供給される。ここで
、一方６４＋はシンボルクロックＨにより、他方６４２
はインバータ６５により反転されたシンボルクロックに
より１ｌｌｔｌｌされる。従ってフリップフロップ６４
１は瞬間ＫＴでｂ’ ｋ （ＫＴ）を、即ちデータｂ’
ｋを供給し、ノリツブフロップ６４２は、瞬間ＫＴ＋Ｔ
／２でデータＣ′ を、即ちｃ ’ （Ｋ Ｔ ＋
Ｔ ／ ２ ＞をｋ ｋ 供給する。第５図に示す如く、データ ｂ′ｋ（ＫＴ）
及びｃ’ （ＫＴ＋Ｔ／２＞の追加を実に 現するために、これらのデータは上記のようなディジタ
ルｒ （ｔ）を供給するよう回路５３で多重化される： ｒ（Ｂ＝Σ［ｂ’ ｋ −δ（を−にＴ）＋ｃ’ ｋ・
６ （ｔ−ＫＴづ／２）］ このディジタル信号ｒ （ｔ）はディジタル・アナログ
変換器５４を通り、次に変調器の竹にあるアブ−ログフ
ィルタ５５を通る。このフィルタ５５は又ディジタル・
アナログ変換器５４の前に挿入されたディジタルフィル
タでもよい。
データｂ’ （ＫＴ）及びＣ’ （Ｋ ’ｒ
＋ Ｔ ／ｋ ｋ ２）をシンボルクロックへ同相及び逆相で発生する２つ
の７リツプ７０ツブ６４＋ 、６４２により実行された
動作は、又、プレディストーション回回路５２＋ 、５
２２の前で実行されてもよい。後者は、夫々の適合回路
６１１及び６１２ （接続線７０１及び７０２第５図）
により更新される。
＋ Ｔ ／ｋ ｋ ２）をシンボルクロックへ同相及び逆相で発生する２つ
の７リツプ７０ツブ６４＋ 、６４２により実行された
動作は、又、プレディストーション回回路５２＋ 、５
２２の前で実行されてもよい。後者は、夫々の適合回路
６１１及び６１２ （接続線７０１及び７０２第５図）
により更新される。
第７図は第６図に示す特別な場合に相当する。
実際、式■でｎ＝２の場合、第７図の系統図は命中化さ
れ、次の単一シンボル周期によりデータａｋを遅延させ
る単一シフトレジスタ６２＋が必要なだけであり、信号
を成形することはα＝１のナイキストフィルタリングに
相当する。データａ （ＫＴ）及び遅延したデータａ
（ＫＴｋ ｋ−
１Ｔ）は、下式を供給する第６図のリード・オンリー・
メモリー６３に置ぎ変えられる加算器６６で互いに加算
される： ｂｋ （にＴ）＝ ａ ｋ （にＴ）＋ａ ｋ、
（に丁−■）プレディストーション回路５２１はデータ
ｂｋ（ＫＴ）によりアドレスされる。プレディストーシ
ョン回路５２２はデータ２ａｋ （ＫＴ）によりアドレ
スされ、係数２はプレディストーション回路５２２でプ
ログラムされる。２つのプレディストーション回路５２
＋ 、５２２は、例えば、夫々適合回路６２＋ 、６２
２ （接続線７０＋ 、７０２第５図）から更新され
るランダムアクセスメモリーＲＡＭである。プレディス
トーション回路５２Ｉ。
れ、次の単一シンボル周期によりデータａｋを遅延させ
る単一シフトレジスタ６２＋が必要なだけであり、信号
を成形することはα＝１のナイキストフィルタリングに
相当する。データａ （ＫＴ）及び遅延したデータａ
（ＫＴｋ ｋ−
１Ｔ）は、下式を供給する第６図のリード・オンリー・
メモリー６３に置ぎ変えられる加算器６６で互いに加算
される： ｂｋ （にＴ）＝ ａ ｋ （にＴ）＋ａ ｋ、
（に丁−■）プレディストーション回路５２１はデータ
ｂｋ（ＫＴ）によりアドレスされる。プレディストーシ
ョン回路５２２はデータ２ａｋ （ＫＴ）によりアドレ
スされ、係数２はプレディストーション回路５２２でプ
ログラムされる。２つのプレディストーション回路５２
＋ 、５２２は、例えば、夫々適合回路６２＋ 、６２
２ （接続線７０＋ 、７０２第５図）から更新され
るランダムアクセスメモリーＲＡＭである。プレディス
トーション回路５２Ｉ。
５２２の出力信号は夫々２つのフリップ７０ツブ６４＋
、６４２により第６図の場合のように処理され、次に
回路５３により多重化され、その後ディジタル・アナロ
グ変換器５４へ、そして次にフィルタ５５へ伝送される
。
、６４２により第６図の場合のように処理され、次に
回路５３により多重化され、その後ディジタル・アナロ
グ変換器５４へ、そして次にフィルタ５５へ伝送される
。
伝送器により伝送され、次に伝送システムの他端で受信
器により受信された信号は、受信端でのフィルタリング
に関連した送信端のフィルタリングが略適宜なロールオ
フファクタを有するナイキストフィルタリングに対応す
るよう、決められた受信のフィルタリングを受ける。そ
れは隣るチャンネル干渉に対して保護を決めるのがこの
Ｏ−ルオフファクタである。本発明で得られた結果を説
明する為、例示として、３０ＭＨｚチャンネル間隔で周
波数式型で動作する１４０Ｍ ｂｉｔｓ／ Ｓでの６４
−０７１１システムをとる。このシステムに対して、送
信端及び受信端に亘って等しく分配されたナイキストフ
ィルタリングでのα＝０．５の０−ルオフフ７クタは２
８ｄＢの保護を提供する。本発明によるシステムで同じ
保護を得る為に、全フィルタリングは低ロールオフファ
クタを有することできる。
器により受信された信号は、受信端でのフィルタリング
に関連した送信端のフィルタリングが略適宜なロールオ
フファクタを有するナイキストフィルタリングに対応す
るよう、決められた受信のフィルタリングを受ける。そ
れは隣るチャンネル干渉に対して保護を決めるのがこの
Ｏ−ルオフファクタである。本発明で得られた結果を説
明する為、例示として、３０ＭＨｚチャンネル間隔で周
波数式型で動作する１４０Ｍ ｂｉｔｓ／ Ｓでの６４
−０７１１システムをとる。このシステムに対して、送
信端及び受信端に亘って等しく分配されたナイキストフ
ィルタリングでのα＝０．５の０−ルオフフ７クタは２
８ｄＢの保護を提供する。本発明によるシステムで同じ
保護を得る為に、全フィルタリングは低ロールオフファ
クタを有することできる。
この例において、送信端で多項式をエンコーディングす
るオーダとしてｎ＝２を選択することは、隣るチャンネ
ル干渉に対して２８．Ｅの保護を得るよう全フィルタリ
ングで０，２５のロールオフファクタを必要とする。本
発明によれば、４０ＭＨｚチャンネル間隔の周波数式型
で２Ｘ１４０Ｍビット／Ｓでの２５６−ＱＡＨシステム
で、本発明により得られた利得は従来のプレディストー
ション技術と比較して略３（Ｅである。
るオーダとしてｎ＝２を選択することは、隣るチャンネ
ル干渉に対して２８．Ｅの保護を得るよう全フィルタリ
ングで０，２５のロールオフファクタを必要とする。本
発明によれば、４０ＭＨｚチャンネル間隔の周波数式型
で２Ｘ１４０Ｍビット／Ｓでの２５６−ＱＡＨシステム
で、本発明により得られた利得は従来のプレディストー
ション技術と比較して略３（Ｅである。
第１図は６４−ＱＡＨ接続時間の星座図、第２Ａ図はフ
ィルタリングなしのシステムにおける又は全フィルタリ
ングが増幅器段の後なされる場合における電力増幅器に
より歪まされた６４−ＯＡ）ｌ星座図、第２Ｂ図は従来
技術によって第２Ａ図に示す歪みを補償するのにＲ適化
された予め歪まされた星座図、第３Ａ図は全体のフィル
タリングが送信端及び受信端の間に等しく分υ１され、
送信端の部分が増幅器の前に置かれた場合に表わさせる
よう増幅器により歪まされた星座図、第３Ｂ図は従来の
予め歪み回路と組込んだ第３Ａ図と、同じ状況の歪み星
座図、第４Ａ図は０−ルオフフ？クタαが１であるナイ
キストフィルタ、及び０−ルオフフ７クタが１と異なる
ナイキストフィルタの２つのインパルス応答曲線の図、
第４Ｂ図はナイキストフィルタ（α）の周波数応答の図
、第５図は本発明によるプレディストーション回路の基
本系統図、第６図はエンコーダの典型的実施例の詳細系
統図、第７図はｎ＝２の場合の訂細系Ｆｋ図である。 ５０．５２＋ 、５２ｚ・・・プレディストーション、
５１・・・エンコーダ、５３．６６・・・加算器、５４
・・・ディジタル・アナログ変換器、５５．５９・・・
低域フィルタ、５６・・・変調器、５７・・・電力増幅
器、５８・・・置溝器、６０＋ 、６０２−サンプラ、
６１１゜６１２ ・＝適合回路、６２＋ 、６２２・・
・６２１・・・シフトレジスタ、６３・・・メモリー、
６４＋ 、６４２・・・フリップフロップ、６５・・・
インバータ、７０１゜７０２・・・線、Ｈ・・・クロッ
ク、Ｉ・・・同相の入力、Ｑ・・・直角位相の入力。
ィルタリングなしのシステムにおける又は全フィルタリ
ングが増幅器段の後なされる場合における電力増幅器に
より歪まされた６４−ＯＡ）ｌ星座図、第２Ｂ図は従来
技術によって第２Ａ図に示す歪みを補償するのにＲ適化
された予め歪まされた星座図、第３Ａ図は全体のフィル
タリングが送信端及び受信端の間に等しく分υ１され、
送信端の部分が増幅器の前に置かれた場合に表わさせる
よう増幅器により歪まされた星座図、第３Ｂ図は従来の
予め歪み回路と組込んだ第３Ａ図と、同じ状況の歪み星
座図、第４Ａ図は０−ルオフフ？クタαが１であるナイ
キストフィルタ、及び０−ルオフフ７クタが１と異なる
ナイキストフィルタの２つのインパルス応答曲線の図、
第４Ｂ図はナイキストフィルタ（α）の周波数応答の図
、第５図は本発明によるプレディストーション回路の基
本系統図、第６図はエンコーダの典型的実施例の詳細系
統図、第７図はｎ＝２の場合の訂細系Ｆｋ図である。 ５０．５２＋ 、５２ｚ・・・プレディストーション、
５１・・・エンコーダ、５３．６６・・・加算器、５４
・・・ディジタル・アナログ変換器、５５．５９・・・
低域フィルタ、５６・・・変調器、５７・・・電力増幅
器、５８・・・置溝器、６０＋ 、６０２−サンプラ、
６１１゜６１２ ・＝適合回路、６２＋ 、６２２・・
・６２１・・・シフトレジスタ、６３・・・メモリー、
６４＋ 、６４２・・・フリップフロップ、６５・・・
インバータ、７０１゜７０２・・・線、Ｈ・・・クロッ
ク、Ｉ・・・同相の入力、Ｑ・・・直角位相の入力。
Claims (3)
- （１）所望の入力データを伝送するよう増幅器に入る前
に入力データを逆の意味で予め歪ませるプレディストー
ション回路と、 伝送されたデータの流れの復調に応じて伝送されたデー
タの流れにプレディストーション回路を連続的に適合さ
せる適合回路と、 信号成形を行なうフィルタとからなり、データを歪ませ
る変調器及び電力増幅器の助けで周期Γを有するシンボ
ルクロックの速度で入力データを伝送するディジタル伝
送システム用の適合プレディストーション回路であって
、 ディジタルデータａ＿ｋ（ｋは整数である）を基に、第
１のパス上に、予め歪まされた状態で、シンボルクロッ
クと同相で第１のプレディストーション回路を出るディ
ジタルデータｂ＿ｋと、第２のパス上に、予め歪まされ
た状態で、シンボルクロックに逆相で第２のプレディス
トーション回路を出るディジタルデータｃ＿ｋを発生す
るエンコーダからなり、、信号ｂ＿ｋ及びｃ＿ｋはＦ（
Ｄ）＝（１＋Ｄ）＾ｎの型のｎ番目の多項式エンコーデ
ィングにより得られ、ここでＤは半分のシンボル周期の
遅れであり、Ｆはデータａ＿ｋに印加された関数であり
、周波数成形を有するこれらの信号は、ｎを正の整数と
して、｜ａ｜≦２π／Ｔに対してＦ（ｗ）＝ ｃｏｓ＾ｎ（ｗＴ／４）であり、これらの信号は下記の
様にエンコードされ、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、Ｉがｎ／２の整数部であり、Ｊが（ｎ−１）／
２の整数部であり、 係数Ｃ＾２＾ｉ＿ｎ及びＣ＾２＾ｊ＾＋＾１＿ｎはニュ
ートンの二項定理の係数であり、２つのパスの予め歪ま
されたデータは加算器で互いに加算され、次にディジタ
ル・アナログ・フィルタによりアナログ信号に変換され
、このアナログ信号は帯域幅制限 （−１／Ｔ、１／Ｔ）を得る為にフィルタでろ波され、
次に変調器に伝送され、その後増幅器へ伝送され、２つ
の適合回路の助けで伝送されたデータの復調の後適合が
なされ、適合回路の一方は同相で動作し、他方は対応す
るプレデイストーション回路を適合するシンボルクロッ
クに逆相で動作することを特徴とするプレディストーシ
ョン回路。 - （２）エンコーダは、データａ＿ｋのデータｂ＿ｋ及び
ｃ＿ｋへのエンコーディングを行なう少なくとも１つの
メモリーをアドレスするデータａ＿ｋと共に用いられる
データａ＿ｋ＿−＿１、ａ＿ｋ＿−＿２、・・・ａ＿ｋ
＿−＿Ｉが通る一連のＩ個のシフトレジスタよりなり、
プレディストーション回路は予め歪まされた値を同相と
逆相のパスに送るランダムアクセスであることを特徴と
する請求項１記載の適合プレディストーション回路。 - （３）ｂ＿ｋ＝ａ＿ｋ＋ａ＿ｋ＿−＿１及びｃ＿ｋ＝２
ａ＿ｋに対してｎ＝２で、エンコーダは単一のシフトレ
ジスタ及び第１のプレディストーション回路をアドレス
するｂ＿ｋを決める加算器からなり、データａ＿ｋは、
第２のプレディストーション回路を直接にアドレスし、
２つのプレディストーション回路により送られたデータ
はシンボルクロックへ同相及び逆相で夫々動作する２組
のフリップフロップに入ることを特徴とする請求項１記
載の適合プレディストーション回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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