JPH02124603A - 受信アンテナの姿勢制御方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、受信アンテナの姿勢制御に関し、例えば、自
動車等の移動体上で衛星放送を受信する場合の衛星追尾
に関する。

〔従来技術〕 衛星通信が実現してから、固定建造物はもとより、自動
車等の移動体においても衛星からの電波を受信しようと
する動向が見られるが、衛星からの微弱な電波を受信す
るためには高利得のアンテナ、すなわち、指向性が鋭い
アンテナを使用するため、アンテナの姿勢制御が必要に
なる。

その１つに特公昭６１−２８２４４公報に開示された衛
星通信用アンテナ装置がある。この装置は、簡単にいう
と、フライホイール式の安定台の上に通信用アンテナお
よびレートジャイロを設置し、通信方向に初期設定され
たアンテナ姿勢を維持しており、いわゆるパッシブ制御
が行なわれている。

しかしながら、衛星からの微弱な電波を受信するための
高利得アンテナは比較的大型で重量もあり、これを搭載
して安定を得るためには大きなイナーシャを有するフラ
イホイール、つまり、大重量のフライホイールが必要に
なる。このため、自動車等の小型の移動体への設置には
あまり適しているとはいえない。

これとは別に、受信に平行して電波の到来方向を検出し
て衛星を追尾する、いわゆるアクティブ制御がある。こ
の場合には、電波の到来方向が変化する毎にアンテナ姿
勢を変更すれば良いのでフライホイールは不要になり、
装置自体を小型化することができる。

アクティブ制御の１つに、複数のアンテナを用いて各ア
ンテナの受信状態の差違から電波の到来方向を検出して
姿勢制御を行なう同時ロービング方式がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

受信状態の差違は、各アンテナにおいて受信した信号の
レベル差や位相差として現われるが、前者は各アンテナ
や信号処理回路の電気的特性に大きく依存し、後者は各
アンテナの物理的な関係（配置）にのみ依存するため、
電波の到来方向を検出するためには後者が効果的である
。

ところで、例えば、２つのアンテナにおいて受信した信
号の位相差を検出する場合、一方の受信信号の位相を９
０’シフトして他方に乗することにより、該位相差が、
アンテナの指向方向と電波の到来方向が一致したときに
０となる正弦関数として摘出できるので制御を行なう上
で非常に都合が良いことがわかったが、この位相差自体
が電波の到来方向に対するアンテナの指向方向の偏角の
三角関数となっているため、それを摘出する関数はベッ
セル関数となる。

第６ａ図に示したグラフＣは正弦関数として摘出した位
相差と偏角の関係を一例で示したものであり、偏角の周
期（３６０°）に対して摘出した位相差の交番周期は遥
かに短いことがわかる。したがって、アンテナの指向方
向の正規の安定点は図中５Ｐ（０）で示されるが、多数
の疑似的な安定点ＳＰ（＋１）、ＳＰ（＋２）、・・−
・、　ＳＰ（＋１）、ＳＰ（＋２）、・−・−が現われ
る。このため、摘出した位相差をそのまま（特別な条件
付けをしないという程の意味）用いて姿勢制御を行なう
と偏角によっては疑似安定点にアンテナが指向されてし
まうことがある。具体的には、偏角が交番点ＴＰ（−１
）〜ＴＰ（＋１）の間にあれば正規の安定点５ｐ（ｏ）
に指向されるが、交番点ＴＰ（−２）〜ＴＰ（−１）の
間にあれば疑似安定点５Ｐ（−１）に指向され、交番点
ＴＰ（＋１）〜ＴＰ（＋２）の間にあれば疑似安定点Ｓ
Ｐ（＋１）に指向される。

〔発明の目的〕

本発明は、複数のアンテナの受信信号間の位相差に基づ
いて該アンテナを電波源に指向する場合のボインティン
グエラーを除去することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明においては、姿勢変
更自在の第１受信アンテナおよび第２受信、アンテナを
、それぞれのビームを平行に保って駆動し、電波源の方
向に指向する場合に、第１受信アンテナの受信信号と第
２受信アンテナの受信信号とを乗じて各受信信号の位相
差を第１関数として抽出し、第１受信アンテナの受信信
号と９０″の位相シフトを施した第２受信アンテナの受
信信号とを乗じて各受信信号の位相差を第１関数と直交
する第２関数として抽出し、第１関数として抽出した位
相差の符号と、第２関数として抽出した位相差の符号と
により、第１受信アンテナおよび第２受信アンテナのビ
ームの電波源の方向に対する偏角の位相を複数の象限に
分け、 前記偏角の位相の変化を監視しながら、過去の該位相の
象限の変化と現在の該位相の象限により第１関数として
抽出した位相差および第２関数として抽出した位相差の
少なくとも一方を補正し、補正後の該位相差に基づいて
第１受信アンテナおよび第２受信アンテナの姿勢を設定
する、ものとする。

〔作用〕

これによれば、第１および第２アンテナの電波源に対す
る偏角の位相を、直交する２関数として抽出した各アン
テナの受信信号間の位相差で示される象限により監視し
ているので、該偏差が変化した方向を逆に辿ることが容
易にできる。つまり、抽出した各アンテナの受信信号間
の位相差を過去および現在の象限により補正することで
、複数アンテナの受信信号間の位相差に基づいて該アン
チすを電波源に指向する場合のポインティングエラーを
完全に除去することが可能となる。

本発明の他の目的および特長は、以下の図面を参照した
実施例説明より明らかになろう。

〔実施例〕

第１ａ図および第１ｂ図に、本発明を一例で実施する自
動車搭載衛星放送受信システムの機械系の構成を、第２
ａ図にその制御系および信号処理系の構成をそれぞれ示
した。このシステムは、４つの平面アンテナとジャイロ
とを用いた修正同時ロービング方式により放送衛星を追
尾して衛星放送を受信し、映像および音声を自動車内に
備わるテレビジョンセットに出力する。

以下、各部を詳細に説明する。

まず、第１ａ図および第１ｂ図を参照されたい。

機械系は、各平面アンテナのビームを平行に維持してア
ジマス指向角（方位角）およびエレベーション指向角（
仰俯角）を設定し、大別すると支持機構ｌ、アジマス駆
動機構２およびエレベーション駆動機構３に分けられる
。

支持機構１はアンテナキャリッジ１１．１２．回転台１
３．固定台１４およびベース１５を主構成要素とする。

アンテナキャリッジ１１および１２は、互いに等しい長
矩形の平板であり、それぞれの裏面には長手方向の中心
線に沿って軸１１１および１２１が固着されている。こ
れら各キャリッジは、それぞれ平面アンテナや信号処理
回路、ジャイロ等を搭載している（後述）。

回転台１３は水平アーム１３１２回転軸１３２および２
つの垂直アーム１３３．１３４を備える。回転軸１３２
は水平アーム１３１の中心にそれと垂直・下向きに固着
されており、垂直アーム１３３および１３４は水平アー
ム１３１の両端にそれと垂直上向きに一体成形されてい
る。垂直アーム１３３および１３４は同形であり、対向
する各端部で、それぞれアンテナキャリッジ１１に固着
された軸１１１あるいはアンテナキャリッジ１２に固着
された軸１２１を平行に枢支している。

これにおいては、第１ｂ図に示されるとおり、軸１１１
を軸１２１より高く支持している。

固定台１４は、ベース１５上に固着されており、回転台
１３を枢支している。回転台１３と固定台１４との間に
は、スラストベアリング１４１が介挿されている。なお
、ベース１５は自動車のルーフに固着される。

アジマス駆動機構２は、アジマスモータ２１．鼓形ウオ
ーム２２および図示していないホイールギア等よりなる
。アジマスモータ２１は固定台１４に固着されており、
その出力軸に鼓形ウオーム２２が固着されている。図示
していないホイールギアは回転台１３の回転軸１３２に
固着されており、鼓形ウオーム２２と噛合っている。つ
まり、アジマスモータ２１の出力軸の回転が、鼓形ウオ
ーム２２およびホイールギアを介して回転軸１３２に伝
達され、回転台１３を回転する。本実施例では、この構
成により、最高速度を約１８０°／ｓｅｃとする回転台
１３の回転を得ている。

エレベーション駆動機構３は、エレベーションモータ３
１．鼓形ウオーム３２．扇形ホイール３３およびリンク
３４　＆　３５等よりなる。エレベーションモータ３１
は回転台１３の垂直アーム１３３に固着されており、そ
の出力軸に鼓形ウオーム３２が固着されている。扇形ホ
イール３３はアンテナキャリッジ１２の軸１２１に固着
されており、鼓形ウオーム３２と噛合っている。リンク
３４および３５は、それぞれアンテナキャリッジ１１の
軸１１１とアンテナキャリッジ１２の軸１２１の各端を
結合している。つまり、エレベーションモータ３１の出
力軸の回転が、鼓形ウオーム３２および扇形ホイール３
３を介してアンテナキャリッジ１２の軸１２１に伝達さ
れ、さらにリンク３４および３５を介してアンテナキャ
リッジ１１の軸１１１に伝達され、アンテナキャリッジ
１１および１２を同時に回転する。本実施例においては
、この構成により、最高速度を約１２０°／ｓｅｃとす
るアンテナキャリッジ１１および１２の回転を得ている
。ただし、この回転は、ベース１５に対してアンテナビ
ームが３５”上方を向く姿勢を中心に、±３０’の範囲
に制限している。

なお、以上説明した各要素は冷却ファン付きレードーム
ＲＤにより覆われている。

次に第２ａ図を参照されたい。

信号処理系は、アンテナ群４．ＢＳコンバータ群５．Ｂ
Ｓチューナ群６．同相合成回路群７およびテレビジョン
セット８を主構成要素とし、アンテナ群４で受信した電
波を合成してテレビジョンセット８に出力するとともに
、放送衛星の方向とアンテナビームの指向方向との誤差
を検出する。

アンテナ群４は、４つの平面アンテナ４１．４２゜４３
および４４を含む。これらのうち、平面アンテナ４１お
よび４２はアンテナキャリッジ１１に搭載されており、
平面アンテナ４３および４４はアンテナキャリッジ１２
に搭載されている。各平面アンテナは同諸元であり、そ
れぞれ使用周波数約１２Ｇ）ｌｚにおいてオフセット角
（法線からの偏角）約３５°、半値内約７″の主ビーム
を有する。各平面アンテナの主ビームは機械系により平
行に維持されており、アジマス駆動機構２により一体で
アジマス指向角が更新され、エレベーション駆動機構３
により一体でエレベーション指向角が更新される。

ＢＳコンバータ群５は、アンテナキャリッジ１１に搭載
されている２つのＢＳコンバータ５１　＆　５２゜およ
びアンテナキャリッジ１２に搭載されている２つのＢＳ
コンバータ５３　＆　５４を含む、ＢＳコンバータ５１
の入力は平面アンテナ４１の給電点に、ＢＳコンバータ
５２の入力は平面アンテナ４２の給電点に、ＢＳコンバ
ータ５３の入力は平面アンテナ４３の給電点に、ＢＳコ
ンバータ５４の入力は平面アンテナ４４の給電点に、そ
れぞれ接続されており、各ＢＳコンバータは、対応する
平面アンテナで受信した約１２ＧＨｚの信号を約１．３
Ｇｌ（ｚの信号に変換している。

ＢＳチューナ群６は、アンテナキャリッジ１１に搭載さ
れたＢＳチューナ６１　＆　６２および、アンテナキャ
リッジ１２に搭載されたＢＳチューナ６３＆６４および
シンセサイザ６５を含む。各ＢＳチューナは、それぞれ
ＢＳコンバータ５１．５２．５３あるいは５４で変換し
た約１．３ＧＨｚの信号を、シンセサイザ６５より与え
られる局部発振信号を用いて約４０３ＭＩＩｚの中間周
波数信号に変換する。このシンセサイザ６５の発振周波
数を制御する信号は、スリップリング（図では５ｐ−ｓ
ｐ線により境界を示している）を介して後述するテレビ
ジョンセット８のチャネルセレクタ８４より与えられる
。

同相合成回路群７は、３つの同相合成回路７１゜７２３
７５、位相シフト回路７３およびＤ／Ａコンバータ７４
を含む。このうち、同相合成回路７１２位相シフト回路
７３およびＤ／Ａコンバータ７４はアンテナキャリッジ
１１に搭載されており、同相合成回路７２および７５は
アンテナキャリッジ１２に搭載されている。

ここで、各回路の詳細を説明する前に、第３ａ図、第３
ｂ図および第３ｃ図を参照して同相合成の意義について
説明する。ただし、これらの図面においては、図面の簡
単な説明の弁室上、各平面アンテナをオフセット角がな
い線状アンテナとし、各アンテナビームを破線により、
電波を１点鎖線により、電波面を２点鎖線により、それ
ぞれ示している。

第３ａ図は、アジマス方向について注目した平面アンテ
ナ４１および４２のモデルである。これらのアンテナは
、同一直線上にあり、回転軸１３′（回転台１３のシン
ボルと考えられたい）を中心に一体で回転する。つまり
、各アンテナビームと電波のなす角θ（以下アジマス偏
角という）と、各アンテナの中心を結ぶ直線と電波面の
なす角θ′（以下アジマス位相角という）とは一致して
おり、回転軸１３′回りの回転により変化する。

これにおいて、アンテナ４１および４２のビーム指向方
向に放送衛星が存在しく平面投影像を考えられたい）、
アジマス偏角θおよびアジマス位相角θ′が零であれば
、各アンテナと放送衛星との距離は互いに等しくなるが
、それ以外のときには、悲θ・ｓｉｎ　Ｏで示される距
離差Ｌθを生ずる（Ｑθはアンテナ４１と４２との中心
距離）。

この距離差Ｌθは、各アンテナと放送衛星との距離に比
して非常に小さいので、放送衛星よりの電波の強度に影
響を与えるものではないが、電波は周期性を有している
ので位相差に大きな影響を与える。つまり、アンテナ４
１に到来した電波をｃｏｓωｔで示すと、アンテナ４２
に到来する電波は、それより　Ｌθ／Ｃ時間だけ遅れる
ので、ｃｏｓω（ｔ−Ｌθ／ｃ） ＝ｃｏｓ（ωｔ、　−２ｔｃ　・Ｑ　Ｂ　・ｇｉｎθ／
λ）・・・・・（１）で表わされる。ただし、ωは電波
の角速度、Ｃは伝搬速度、λは波長である。

この位相差、すなわち、２π・Ωθ・ｓｉｎθ／λを除
去しないで各アンテナ受信信号を合成すると互いに干渉
してしまう。そこで、同相合成回路７１においてアンテ
ナ４１と４２の受信信号の位相差を除去して合成し、同
相合成回路フ２においてアンテナ４３と４４の受信信号
の位相差を除去して合成している。

また、位相差２π・Ｑθ・ｓｉｎθｌλがアジマス偏角
θと一義的に対応することがら同相合成回路７２におい
てはこれを抽出し、Ａ／ＤコンバータＡＤＩにおいてデ
ジタル変換した後、スリップリングを介して後述するシ
ステムコントローラ９１に与えている（後述するが、こ
のことは抽出した信号がら一義的にアジマス偏角θが求
まるということを意味しているのではない）。

第３ｂ図は、エレベーション方向について注目した平面
アンテナ４１および４３のモデルであり、各々は平行を
維持してそれぞれ異なる回転軸１１１′あるいは１２１
’　（それぞれ軸１１１，１２１のシンボルと考えられ
たい）を中心に回転する。つまり、各アンテナビームと
電波のなす角φ（以下エレベーション偏角という）は各
アンテナの回転により変化するが、各アンテナの中心を
結ぶ直線（以下エレベーション基準線という）と電波面
のなす角φ′（以下エレベーション位相角という）は各
アンテナの回転に因らず一定となる。

これにおいても、上記同様に考えて、アンテナ４１とア
ンテナ４３との放送衛星に対する距離差Ｌφ（＝Ωψ・
ｓｉｎφ′＝Ｑφはアンテナ中心間の距離）によりもた
らされる位相差を除去すれば、これらのアンテナの受信
信号を干渉なく合成することができるが、エレベーショ
ン位相角φ′が各アンテナの回転に因らずに一定になる
ことがら、位相差に基づいてエレベーション偏角φを求
めることはできない。

一方、アンテナ４１および４３のビーム指向方向に放送
衛星が存在（平面投影像を考えられたい）する場合を考
えると、アンテナ４３と放送衛星との距離は、アンテナ
４１と放送衛星との距離より各アンテナ間の垂直距離Ｌ
φ′だけ長くなる。この垂直距離Ｌφ′は、第３ｃ図に
示すように、エレベーション基準線に対する各アンテナ
の偏角（上向きを正：以下エレベーション角という）Ｅ
Ｑを定義すれば、０φ・５ｉｎＥＱ　で表わされ、アン
テナ４１の受信信号に対するアンテナ４３の受信信号の
位相遅れは２π・Ｑφ・５ｉｎＥｆｌ／λで示される。

つまり、アンテナ４１の受信信号をこの位相差２π・Ｑ
φ・５ｉｎＥＬ／λだけ遅らせれば、遅らせた後のアン
テナ４１の受信信号とアンテナ４３の受信信号との位相
差はエレベーション偏角φによりもたらされたものとい
うことができる。そこで、位相シフト回路７３において
アンテナ４１および４２の同相合成出力を２π・Ωφ・
５ｉｎＥｆｌ／λだけ遅らせた後、同相合成回路７５に
おいてアンテナ４３および４４の同相合成出力と同相合
成するとともに、エレベーション偏角φに関する情報を
抽出し、Ａ／ＤコンバータＡＤＩにおいてデジタル変換
した後、スリップリングを介して後述するシステムコン
トローラ９１に与えている。

以下、各回路の詳細を説明する。

同相合成回路７１は、第２ｂ図に示すように、複数個の
スプリッタ、ミキサ、ローパスフィルタおよびコンバイ
ナ等でなる。

端子ＡにはＢＳチューナ６１よりアンテナ４１の受信信
号に基づく中間周波信号が与えられ、端子ＢにはＢＳチ
ューナ６２よりアンテナ４２の受信信号に基づく中間周
波信号が与えられる。前者は、スプリッタ７１１により
アンプ７１２とスプリッタ７１３とに分配され、さらに
、スプリッタ７１３によりミキサ７１４と７１５とに分
配され、後者は、９０°移相スプリツタ７１６によりス
プリッタ７１７と７１８とに分配され、さらに、スプリ
ッタ７１７および７１８によりミキサ７１４，７１５，
７１Ｂおよび７１Ｃに分配される。この場合、９０″移
相スプリツタ７１６は、スプリッタ７１８に対して９０
°移相シフトした入力信号を分配するので、スプリッタ
７１８を介してミキサ７１５および７１Ｃに分配される
信号は、アンテナ４２の受信信号に基づく中間周波信号
を９０°移相シフトした信号となる。

前述したように、端子Ａに与えられるＢＳチューナ６１
よりの中間周波信号と端子Ｂに与えられるＢＳチューナ
６２よりの中間周波信号との間にはアンテナ４１および
アンテナ４２の配置から生ずる位相ずれがある。いま、
ＢＳチューナ６１よりの中間周波信号をｃｏｓωｔ、位
相差をθとすると、ＢＳチューナ６２よりの中間周波信
号はｃｏｓ（ωを一〇）で表わされ、スプリッタ７１８
を介してミキサ７１５および７１Ｃに分配される信号は
−ｓｉｎ　（ωを一θ）で表わされる。

ミキサ７１４では、スプリッタ７１３を介して与えられ
た信号とスプリッタ７１７を介して与えられた信号とに
より、ｃｏｓωｔ−ｃｏｇ（ωｔ−θ）なる演算を行な
う。この演算は、ｃｏｓθ＋ｃｏｓ（２ωｔ　　ｅ）で
示されるので（算術的な係数は無意味なため省略する二
以下同じ）、ローパスフィルタ７１９において交流成分
を除去することにより、ｃｏｓ（ｉｔ　なる直流＝２０
＝ 成分を抽出することができる。この信号はミキサ７１Ｂ
に与えられ、ここでは、ｃｏｓθ・ｃｏｓ　（ωＬ−θ
）なる演算を行なう。

ミキサ７１５では、スプリッタ７１３を介して与えられ
た信号とスプリッタ７１８を介して与えられた信号とに
より、−ｃｏｓωｔ−５ｉｎ　（ωＬ−θ）なる演算を
行なう。この演算は、ｇｉｎθ十ｓｉｎ　（２ωし−ｅ
）で示されるので、ローパスフィルタ７１Ａにおいて交
流成分を除去すると、ｓｉｎθなる直流成分を抽出する
ことができる。この信号はミキサ７１Ｃに与えられ、こ
こでは、−５ｉｎｅ−ｓｉｎ（ωを一θ）なる演算を行
なう。

コンバイナ７１Ｄにおいては、ミキサ７１Ｂの出力とミ
キサ７１Ｃの出力とを加算し、 ｃｏｓ（ｌｃｏｇ（ωｔ−θ）　−ｓｉｎθ９ｓｉｎ（
ωｔ−θ）なる演算を行なう。この結果、ｃｏｓωｔな
る同相化した成分の信号を抽出することができるので。

アンプ７１Ｅにおいてレベル調整を行なった後、コンバ
イナ７１Ｆにおいてアンプ７１２の出力と合成する。

なお、第２ｂ図においてはコンバイナ７１Ｆの出力を２
ｃｏｓωＬと示しているが、この係数は算術的な意味（
つまり振幅成分）を持つものではなく、２つの信号、す
なわち、ＢＳチューナ６１および６２よりの各中間周波
信号を同相で合成したことを意味しているものと理解さ
れたい（以下同義）。

同相合成回路７１の出力信号２ｃｏｓωｔは、位相シフ
ト回路７３の端子Ｘ′に与えられる。

位相シフト回路７３は、第２ｅ図に示すように９０″ス
プリツタ７３１　＆　７３２．ミキサ７３３　＆　７３
４およびコンバイナ７３５よりなり、同相合成回路７１
の出力信号２ｃｏｓωＬの位相を前述したアンテナ間の
垂直距離Ｌφ′に基づく位相差２π・０φ・５ｉｎＥｆ
ｌ／λ（以下εと略す）だけシフトする。

つまり、端子Ｐには位相差εの余弦に対応するシフト信
号ＣＯ８ε　が与えられている。この信号は、後述する
システムコントローラ９１によりそのときのアンテナの
エレベーション角ＥＱに対応付けして出力されたデジタ
ルデータをＤ／Ａコンバータ７４においてアナログ変換
した信号である。

端子Ｘ′に与えられた信号２ｃｏｓωＬは、９０６スプ
リツタ７３１によりミキサ７３３と７３４とに分配され
、端子Ｐに与えられた信号ｃｏｓε　は、９０＠スプリ
ツタ７３２によりミキサ７３３と７３４とに分配される
。

ミキサ７３３へは、いずれも移相のない信号が与えられ
るので、２ｃｏｓωし・ｃｏｓε　なる演算が行なわれ
、ミキサ７３４へは、いずれも移相された信号が与えら
れるので、２ｓｉｎωｔ−５ｉｎε　なる演算が行なわ
れる。これらの出力信号をコンバイナ７３５において加
算することにより、その出力端から同相合成回路７１の
出力信号２ｃｏｓωＬを位相差εだけ移相した信号ｃｏ
ｇ（ωＬ−ε）が得られる。この信号は同相合成回路７
５に与えられる。

一方、同相合成回路７２においては同相合成回路７１と
全く同様にしてＢＳチューナ６３および６４よりの各中
間周波信号を同相で合成する。この構成は、第２ｃ図に
示すように、ローパスフィルタ７２Ｇおよび７２Ｈを余
計に備えていることを除けば同相合成回路７１の構成に
同一である。

前述したようにＢＳチューナ６１が出方する中間周波信
号とＢＳチューナ６３が出力する中間周波信号との間に
は、アンテナ４１およびアンテナ４３の配置から生ずる
位相ずれがある。いま、上記に倣って、ＢＳチューナ６
１が出力する中間周波信号をｃｏｓωＬとし、この位相
差をΦとすれば、ＢＳチューナ６３が出力する中間周波
信号は、ｃｏｓ（ωを一Φ）で表わされる。また、前述
同様に、アンテナ４３およびアンテナ４４の配置から生
ずる位相ずれをθとすれば、ＢＳチューナ６４よりの中
間周波信号は、ｃｏｓ（ωを一Φ−θ）と表わされる。

したがって。

ここでの信号処理過程は、第２ｃ図中に記した各式によ
り示されるとおり、上記同相合成回路７１の説明におけ
る　ω七を、（ωｔ−Φ）に読替えたものに等しくなり
、コンバイナ７２ＦよりＢＳチューナ６３および６４よ
りの各中間周波信号を同相で合成した信号２ｃｏｓ　（
ωｔ−Φ）が得られる（詳細は前述を参照されたい）。

また、ローパスフィルタ７２Ｇはミキサ７２４の出力信
号、ｃｏｓ（ω七−Φ）・ｃｏｓ（ωを一Φ−θ）より
交流成分を除去したｃｏｓθなる直流成分（以下アジ−
２４＝ マス誤差電圧の余弦成分Ｖｃθという）を摘出し、ロー
パスフィルタ７２Ｈはミキサ７２５の出力信号、−ｃｏ
ｇ（ωを一Φ）・ｓｉｎ　（ωＬ−Φ−θ）より交流成
分を除去したｓｉｎθなる直流成分（以下、アジマス誤
差電圧の正弦成分Ｖｓθという）を摘出し、それぞれ、
Ａ／ＤコンバータＡＤＩおよびスリップリングを介して
システムコントローラ９１に与えている。これらアジマ
ス誤差電圧の余弦成分Ｖｃθおよび正弦成分Ｖｓθを与
える位相差θは、アンテナ４１の受信信号とアンテナ４
２の受信信号との位相差、あるいは、アンテナ４３の受
信信号とアンテナ４４の受信信号との位相差であり、第
３ａ図を参照した前述の説明に従えば２π・Ωθ・ｓｉ
ｎθ／λ　と表わされる。

同相合成回路７２の出力信号２ｃｏｓ（ωＬ−Φ）は同
相合成回路７５に与えられる。

同相合成回路７５の構成は、第２ｄ図に示したように同
相合成回路７２の構成と同一であり、この第２ｄ図中に
式により示したとおり、この回路でなされる信号処理過
程は、前述した同相合成回路７Ｉの説明における　ωｔ
を（ωｔ−ε）に読替え、θを（ε＋（Φ−ε））に読
替えたものに等しい。したがって、コンバイナ７５Ｆよ
り位相シフト回路７３により移相された同相合成回路７
１の出力信号２ｃｏｓ（ωｔ　−ｉ　）と、同相合成回
路７２の出力信号２ｅｏｓ（ωｔ−Φ）とを同相合成し
た信号、すなわち、ＢＳチューナ５１．５２．５３およ
び５４の出力信号を同相合成した信号４ｃｏｓ（ω１−
１）を得る（詳細は前述を参照されたい）。

また、ローパスフィルタ７５Ｇはミキサ７５４の出力信
号、　ｃｏｓ（ωし−Φ）・ｃｏｇ（ωを一ε）より交
流成分を除去したｃｏｓ（Φ−ε）なる直流成分（以下
エレベーション誤差電圧の余弦成分Ｖｃφという）を摘
出し、ローパスフィルタ７５Ｈはミキサ７５５の出力信
号、−ｃｏｓ（ωｔ−Φ）・ｇｉｎ　（ωを一ε）より
交流成分を除去したｓｕｎ　（Φ＝ε）なる直流成分（
以下、エレベーション誤差電圧の正弦成分Ｖｓφという
）を摘出し、それぞれ、Ａ／ＤコンバータＡＤＩおよび
スリップリングを介してシステムコントローラ９１に与
えている。これらアジマス誤差電圧の余弦成分Ｖｃφお
よび正弦成分Ｖｓφを与える位相差（Φ−Ｅ）は、アン
テナ４１の受信信号とアンテナ４３の受信信号との位相
差Φと、アンテナ４１とアンテナ４３との垂直距離Ｌφ
′に基づく位相差εとの差、あるいは、アンテナ４２の
受信信号とアンテナ４４の受信信号との位相差Φと、ア
ンテナ４２とアンテナ４４との垂直距離Ｌφ′に基づく
位相差　εとの差であり、第３ｃ図を参照した前述の説
明に従えば、２ｓ　・Ｑ　Ｂ　・ｓｉｎφ／λ−２ｔｃ
・ＱＢ　・５ｉｎＥ　Ｑ／λと表わされる。

再度第２ａ図を参照すると、同相合成回路７５の出力は
、非接触型の結合トランスＴｒｓを介してテレビジョン
セット８に与えられている。

テレビジボンセット８は、復調回路８１．　Ｃ，ＲＴ８
２、スピーカ８３．チャネルセレクタ８４およびメイン
スイッチ８５等を備え、自動車の室内に設置されている
。

復調回路８１は同相合成回路７５より与えられた信号を
復調し、ＣＲＴ８２に画像を、スピーカ８３に音声をそ
れぞれ出力する。また、自動利得調整で用いるＡＧＣ信
号を分岐し、Ａ／ＤコンバータＡＤ２を介してシステム
コントローラ９１に与えている。

チャネルセレクタ８４は、前述したように、手動操作さ
れてシンセサイザ６５の発振周波数を設定し、メインス
イッチ８５は手動操作されて電源ユニットＤを付勢する
。電源ユニットＤは、構成各部に所定の電圧を供給する
とともに、レードームＲＤに設置された換気冷却用のフ
ァンＥを付勢する。

制御系は、システムコントロールユニット９゜アジマス
ドライブコントロールユニットＡ、エレベーションドラ
イブコントロールユニットＢおよび各種センサ等で構成
される。

システムコントロールユニット９は、システムコントロ
ーラ９１および操作ボード９２を備え、自動車の室内に
設置されている。システムコントローラ９１は操作ボー
ド９２よりのオペレータの指令に従って、放送衛星のサ
ーチおよびトラッキング（追尾）を実行するが、これに
ついての詳細は後述する。

アジマスドライブコントロールユニットＡは、アジマス
モータ２１を付勢制御するアジマスサーボコントローラ
Ａ１およびアジマスモータ２１に結合されたタイミング
ジェネレータＡ２等でなる。

アジマスサーボコントローラＡ１は、タイミングジェネ
レータＡ２が検出するアジマスモータ２１の回転（正逆
）に対応した電流値（正負）値と、システムコントロー
ラ９１より与えられた電流参照値（正負）に基づいて、
アジマスモータ２１を付勢制御する。

エレベーションドライブコントロールユニットＢは、エ
レベーションモータ３１を付勢制御するエレベーション
サーボコントローラＢ１およびエレベーションモータ３
１に結合されたタイミングジェネレータ８２等でなる。

エレベーションサーボコントローラＢ１は、タイミング
ジェネレータＢ２が検出するエレベーションモータ３１
の回転（正逆）に対応した電流値（正負）値と、システ
ムコントローラ９１より与えられた電流参照値（正負）
に基づいて、エレベーションモータ３１を付勢制御する
。

各種センサの主なものには、ジャイロＣ１＆　Ｃ２゜ロ
ータリエンコーダＣ３＆　Ｃ４，リミットスイッチＳＷ
ｕ　＆　ＳＶｄ、および、電流センサや角速度センサ（
図示せず）がある。

ジャイロＣ１およびＣ２はアンテナキャリッジ１２に搭
載されている。ジャイロＣ１はアジマス方向に自由度を
有し、ジャイロＣ２はエレベーション方向に自由度を有
し、それぞれ姿勢変更や自動車の移動等によるアジマス
、あるいはエレベーション方向の偏位角速度に応じた電
圧信号を出力する。これらの検出信号は、Ａ／Ｄコンバ
ータＡＤＩによりデジタル変換された後、スリップリン
グを介してシステムコントローラ９１に与えられる。

ロータリエンコーダＣ３は、アジマスモータ２１に結合
されており、回転台１３の回転角、すなわちアジマス角
を検出する。この場合、アンテナビームが自動車の進行
方向に正対する姿勢を基準に、右回りを正とする角度検
出を行なう。

ロータリエンコーダＣ４は、エレベーションモータ３１
に結合されており、アンテナキャリッジ１１および１２
の回転角、すなわちエレベーション角を検出する。この
場合、前述したように、エレベーション基準線（アンテ
ナ４１と４３、あるいは４２と４４の中心を結ぶ直線）
に対する偏角を、上向きを正として検出する。

リミットスイッチＳＷｕおよび５ｌｌｌｄは、ともにエ
レベーション駆動機構３に係合されており、アンテナビ
ームのエレベーション角の上下限を検出する。

本実施例では、前述したように、ベース１５に対してア
ンテナビームが６５６上方を指向する姿勢を上限をとし
、５″上方を指向する姿勢を下限としている。

アジマスサーボコントローラＡｌ内および、エレベーシ
ョンサーボコントローラＢｌ内には、図示していないが
、それぞれ電流センサおよび角速度センサが備わってい
る。これらのセンサは、それぞれアジマスモータ２１あ
るいはエレベーションモータ３１の付勢電流およびその
回転角速度を電圧信号として検出する。これらの検出信
号は、Ａ／ＤコンバータＡＤ３を介してシステムコント
ローラ９１に与えられる。

ここで、本実施例システムで実行されるアンテナ４１〜
４４の姿勢制御を第４ａ図に示したブロックダイアグラ
ムを参照して説明する。このブロックダイアグラムは、
アジマス方向の姿勢制御に関して示したものであるが、
エレベーション方向の姿勢制御に関しても全く同様にな
るので、図および説明を省略する。

いま、アジマス方向の姿勢制御の参照アジマス角Ａ　ｚ
　ｏが与えられ、所定の補償を行なって電流Ｄθにより
モータ２１を付勢しているとする。ブロックＦＡはモー
タ２１の電機子回路を示し、ＲＡは電機子抵抗を、ｔＡ
は電気的な時定数を示す。

この付勢により、モータ２１の電機子回路にＩθなる電
流が流れ、モータ２１の出力軸には電機子電流工θに比
例したトルクが発生する。つまり、ブロックＦＢは比例
要素であり、定数ＫＢはトルク定数を示している。この
トルクは、自動車の移動等によるトルク外乱Ｔ　Ｉ　Ｌ
を受ける。

モータ２１に発生したトルクは回転台１３を回動し、ア
ンテナビームのアジマス角を更新する。その角速度Ｑθ
はトルクの積分値に比例し、更新アジマス角はさらにそ
の積分値に比例する。ブロックＦＣは前者の関数を示し
、ブロックＦＤは後者の関数を示す。なお、Ｊｌは、ア
ジマス駆動機構２や回転台１３等のイナーシャによる比
例定数である。

更新されたアンテナビームの指向方向は、自動車の移動
等による角速度外乱ＡＺＬを受け、実際の放送衛星の方
向からずれる。

以上のように、アジマス方向の姿勢制御の参照アジマス
角Ａ　ｚ　ｏに基づいて設定した電流Ｄθによるアンテ
ナ４１〜４４の姿勢制御は、電気的なロスや自動車の移
動等による外乱により、期待される結果からずれる。そ
こで、本実施例では、角度制御ループ、速度制御ループ
および電流制御ループを設けている。

角度制御ループは、同相合成回路７２において検出する
アンテナビームの指向方向と放送衛星の方向のアジマス
角のずれ、すなわちアジマス偏角０をフィードバックす
るが、このアジマス角には、前述のようにアンテナビー
ムの指向方向の動きに外乱が重畳されているので、この
アジマス偏角θから、ロータリエンコーダＣ３が検出し
たアジマス角Ａｚを減じた外乱のみをフィードバックし
ている。ブロックＦ１およびＦ２は比例要素であり。

Ｋｌ、に２は比例定数を示す。

ところで、アジマス偏角θは、アンテナ４１〜４４によ
る受信がないときには得られない。したがって、その場
合には、アジマス偏角θに替えてジャイロＣ１が検出し
たアンテナ４１〜４４のアジマス方向の角速度Ｇθ　（
以下、アジマス方向のジャイロデータという）を積分し
て用いる。ブロックＦ３はこの積分を示し、ブロックＦ
ｉｌおよびＦ３１はこれらの切換えを示している。

速度制御ループは、角速度外乱を補償する。この場□合
も、上記同様に角速度外乱を含めたアンテナ４１〜４４
のアジマス方向の角速度、すなわち、ジャイロＣ１によ
るアジマス方向のジャイロデータＧθより、角速度セン
サが検出したモータ２１の角速度Ｑθを減することによ
り、角速度外乱のみを抽出してフィードバックしている
。ブロックＦ５およびＦ６は比例要素であり、Ｋ５およ
びに６はその比例定数である。ただし、この場合、受信
レベルの低下があり、すでにジャイロデータＧθを角度
制御ループでフィードバックしているときには、ジャイ
ロデータＧθの重複をブロックＦ６１において阻止する
。

電流制御ループは、電流センサが検出したモータ２１の
付勢電流Ｉθによりモータ２１および付勢回路の電気的
なロスを補償する。ブロックＦ４は比例要素であり、に
４はその比例定数である。

この制御処理においては、参照角Ａ　ｚ　ｏに対し、角
度制御ループによる角度外乱の補償を施して７１を得る
と、ブロックＦ７において比例積分補償（比例定数に７
．時定数ｔ７）を施してＺ２を得て、さらに速度制御ル
ープによる角速度外乱の補償および、電流制御ループに
よる電気的なロスの補償を施して２３を得る。この値を
比例ブロックＦ８（比例定数ＫＢ）において更新角対路
の電流値に変換し、モータ２１を付勢する。ただし、本
実施例装置は自動車に搭載されているので、電源の保護
の必要から、ブロックＦ９において電流制限を行ない、
制限後の電流Ｄθによりモータ２１を付勢している。こ
れにより、オフセットを除去するための比例積分補償（
Ｆ７）を含む角度制御ループに電流制限が付加されるこ
とになるが、その内側に速度制御ループおよび電流制御
ループが構成されているので、比例積分補償と電流制限
の組合せによるワインドアップ現象は生じない。

つまり、本実施例においては、角度制御ループの内側に
速度制御ループおよび電流制御ループを構成しているの
で、オフセットのない高速応答制御を実現するとともに
ワインドアップ現像を生じることなく電源を保護してい
る。

以上の制御処理は、システムコントローラ９１によりも
たらされる。以下、第５ａ図、第５ｂ図および第５ｃ図
に示したフローチャートを参照してシステムコントロー
ラ９１の制御動作を説明する。

システムコントローラ９１は、メインスイッチ８５が投
入されて各部に所定の電圧が供給されると、３１（フロ
ーチャートのステップに付した番号を示す二以下同義）
においてメモリ、レジスタおよびフラグ等を初期化し、
Ｓ２において放送衛星のサーチ範囲を初期化する。この
サーチは、後述する説明より明らかになろうが、いわゆ
るヘリカルスキャンであり、当初は、レジスタＥＩ２ｄ
およびＥμＵにそれぞれエレベーション角の最小値およ
び最大値を格納して全域のヘリカルスキャンをセットし
ている。

８３〜Ｓ５は、操作ボード９２よりの入力待ちループで
ある。このループにおいて、自動車が走行する地域のデ
ータが入力されるとそれにより放送衛星の仰角がある程
度特定できるので、Ｓ４においてそれに対応するサーチ
範囲をセットする。この後、操作ボード９２よりスター
ト指示が入力されるとループを解いてＳ６に進む。

Ｓ６においては、アンテナ４１〜４４のエレベーション
角をサーチ開始角ＥＩ２ｄ　（レジスタＥＱｄの値：以
下同様）にセットする。この場合、ロータリエンコーダ
Ｃ４の検出エレベーション角Ｅｆｉを監視ながら、エレ
ベーシゴンサーボコントローラＢ１に対してエレベーシ
ョンモータ３１の付勢を指示し、それがサーチ開始角Ｅ
ｎｄに一致すると消勢を指示する。

Ｓ７においては放送衛星のサーチに用いるレジスタＲｆ
ｌ、ＲａおよびＲｅをクリアし、Ｂ８においてはアジマ
ス付勢電流Ｄθを高い値に、エレベション付勢電流Ｄφ
を低い値に、それぞれセットしてアジマスサーボコント
ローラＡ１およびエレベーションサーボコントローラ８
１に向けて出力し、アジマスモータ２１およびエレベー
ション３１の付勢を指示する。これにより、アンテナ４
１〜４４が、アジマス方向に高速連続回転されながらエ
レベーション方向に低速で姿勢変更されて、アンテナビ
ームが螺旋を描くヘリカルスキャンが開始される。

この後、３９〜Ｓ１４においてヘリカルスキャンにより
最大の受信レベルを得るアンテナ姿勢を探索する。つま
り、ＳＩＯにおいて復調回路８１よりの受信レベルＬ　
（ＡＧＣ信号）を読み取り、Ｓｌｌにおいてロータリエ
ンコーダＣ３およびＣ４が検出したアジマス角Ａｚおよ
びエレベーション角ＥＱを読み取り、８１２において、
このときの受信レベルＬとレジスタＲＱに格納している
それまでの受信レベルの最大値を比較し、前者の方が大
きいときにはＳ１３において、このときの受信レベルＬ
、アジマス角Ａｚおよびエレベーション角ＥＱを、それ
ぞれレジスタＲｆｌ、ＲａおよびＲｅに格納する。

設定サーチ範囲のヘリカルスキャンを終了するとエレベ
ーション角ＥＱがサーチ終了角ＥＱｕを超えるので、Ｓ
１６において各サーボコントローラに停止を指示してサ
ーチ処理を終了する。このとき、レジスタＲＱには設定
サーチ範囲における受信レベルの最大値が、レジスタＲ
ａおよびＲｅにはそれを得るアジマス角あるいはエレベ
ーション角が、それぞれ格納されている。そこで、Ｓ１
７においてレジスタＲＱの値と最低受信レベルＬ　ｍｉ
ｎと比較する。ヘリカルスキャンによりサーチした範囲
に放送衛星がないときなどにはレジスタＲＱの値が最低
受信レベルＬ　ｗｉｎ以下となるので、その場合には８
１８において受信不能を表示して８３に戻るが、正しく
放送衛星からの電波を受信していればレジスタＲＱの値
が最低受信レベルＬ　ｗｉｎを超えるので、Ｓ１９にお
いてレジスタＲａおよびＲｅの値により示される姿勢に
アンテナをセットする。これは、ロータリエンコーダＣ
３およびＣ４によるアジマス角およびエレベーション角
ＥＡを監視ながらサーボコントローラＡ１およびＢ１を
介して各モータ２１および３１を制御することによりな
される。

最大の受信レベルを得る姿勢にアンテナをセットすると
、Ｓ２０において再度アジマス角Ａｚおよびエレベーシ
ョン角ＥＱを読み取り、８２１においてそれらを参照ア
ジマス角および参照エレベーション角としてそれぞれレ
ジスタＡ　ｚ　ｏおよびＥＱ。

に格納する。

この後は、８２２において、後述するアジマス誤差電圧
およびエレベーション誤差電圧の補正に用いるレジスタ
Ａｑ−、Ａｃｗ、　Ａｃｃｖ、　Ｅｑ−、Ｅｃｗおよび
Ｅ　ｃｃｖをクリアし、８２３〜Ｓ４４でなるループに
おいて、第４ａ図に示した制御ループに従ったアンテナ
４１〜４４の姿勢制御を行なう。

ここでは、まず、８２４においてアジマス角Ａｚとエレ
ベーション角ＥＱを読み取り、Ｓ２５においてエレベー
ション角ＥＱによりもたらされるアンテナ４１および４
３と、アンテナ４２および４４との垂直距離Ｌφ′によ
る位相差ｉ　＆ＲＯＭテーブルより読み出し、それを出
力する。このデータは、前述したように、Ｄ／Ａコンバ
ータ７４により電圧値に変換されて位相シフト回路７３
に与えられ、アンテナ４１および４３の合成受信信号を
シフトする。

８２６〜Ｓ２９においては受信レベルＬを読み取り、そ
の値が最低受信レベルＬ　ｗｉｎを超えていればＡレジ
スタに１を格納し、それ以下であればＡレジスタにＯを
格納する。このＡレジスタの値は、前述した制御パラメ
ータの切換え（ブロックＦ１１゜Ｆ３１およびＦ６１）
に用いられる。

Ｓ３０においてはアジマスモータ２１の付勢電流Ｉθお
よびエレベーションモータ３１の付勢電流Ｉφを読み取
り、８３１においてはアジマスモータ２１の角速度Ｑθ
およびエレベーションモータ３１の角速度Ｑφを読み取
り、３３２においては外乱を含めたアンテナ４１〜４４
のアジマス方向の角速度、すなわちジャイロデータＧθ
、および外乱を含めたアンテナ４１〜４４のエレベーシ
ョン方向の角速度、すなわちジャイロデータＧθを読み
取る。

さらに、Ｓ３３においては、アジマス誤差電圧の余弦成
分Ｖｃθならびに正弦成分Ｖｇθ、および、エレベーシ
ョン誤差電圧の余弦成分Ｖｃψならびに正弦成分Ｖｓφ
を読み取る。前述したとおり、アジマス誤差電圧の余弦
成分Ｖｃθはｃｏｓθなる直流成分、その正弦成分Ｖｓ
θはｓｉｎθなる直流成分であり、エレベーション誤差
電圧の余弦成分Ｖｃφはｃｏｓ　（Φ−ε）なる直流成
分、その正弦成分Ｖｓφはｓｉｎ　（Φ−ε）なる直流
成分である。

また、ｅは第３ａ図を参照した前述の説明に従って２π
・Ｑθ・ｓｉｎθ／λ　と表わされ、（Φ−ε）は第３
ｃ図を参照した前述の説明に従って２π・αθ・ｓｉｎ
φ／λ−２π・Ｑθ・５ｉｎＥＱ／λ　と表わされる。

つまり、各成分Ｖｃθ、ｖｓθ、ＶｃφおよびＶｓφは
、それぞれベッセル関数となる。

第６ａ図に示したグラフＣはアジマス誤差電圧の余弦成
分Ｖｃθを、グラフＳはアジマス誤差電圧の正弦成分Ｖ
ｓθを、それぞれ示す。ここで、グラフＳに注目すると
、アジマス偏角がｏ″のときに電圧がＯ［ｍＶ］となる
ので、アジマス誤差電圧の余弦成分Ｖｃθをフィードバ
ックすれば放送衛星（電波源）を自動追尾することが予
想されようが、これをそのままフィードバックした場合
には自動追尾が一１８０°くθ＜　＋　１８０°の範囲
に限定される。つまり、ＴＰ（−１）〜ＴＰ（＋１）の
範囲内であれば正規の安定点５Ｐ（０）への引き込みが
可能となるが、この範囲を超えると疑似安定点への引き
込みが行なわれてしまう。例えば、ＴＰ（＋１）〜ＴＰ
（＋２）の範囲では疑似安定点ｓｐ（＋ｉ）への引込み
が、ＴＰ（−１）〜ＴＰ（−２）の範囲では疑似安定点
５Ｐ（−１）への引込みが行なわれる。

本実施例装置においてＴＰ（−１）は約−２，２”であ
り、ＴＰ（＋１）は約＋２．２＠であるが、ここにグラ
フＰによりアンテナビーム（合成ビーム）のパターンを
重複図示したように、アンテナビームの半値角はこの引
込範囲の外側にあるため、疑似安定点への引き込みは充
分に予想される。これを防止するために、本実施例装置
においては、アジマス誤差電圧の余弦成分Ｖｃθと正弦
成分Ｖｓθとによりアジマス偏角の象限を設定し、それ
により正弦成分Ｖｓθの符号を補正してアジマス誤差電
圧Ｖθを求め、フィードバックしている。

具体的には、第６ｂ図に示すようにアジマス誤差電圧の
余弦成分ＶｃθをＹ軸に、正弦成分ＶｇθをＸ軸にとっ
て■〜■象限を設定する。ここに示したグラフは、第６
ａ図に示した余弦成分Ｖｃθと正弦成分Ｖｓθの写像で
あるが、アジマス偏角が正側に変化するときには安定点
５ｐ（ｏ）から右回りにこのグラフ上を移動し、負側に
変化するときには安定点５ｐ（ｏ）から左回りにこのグ
ラフ上を移動する。したがって、アジマス偏角の変化を
トレースしながら、それを戻すべく正弦成分Ｖｓθの符
号を補正してアジマス誤差電圧Ｖθを求める。

なお、これと全く同様にしてエレベーション誤差電圧Ｖ
φを求めるが、重複を避けるために図示および説明を省
略する。

以上の補正処理はＳ３４でなされる。

第５ｃ図は補正処理を詳細に示したフローチャートであ
る。

ここでは、まず、Ｓ　１０１においてアジマス誤差電圧
の余弦成分Ｖｃθおよび正弦成分ｖｓθからアジマス偏
角の象限を求め、５１０２においてその象限をレジスタ
Ａｑに格納する。

続いての説明より明らかになろうが、レジスタＡｑ−に
は過去の象限が格納されているが（最初は０）これらが
異なるときには、Ｓ　１０４においてこれらのレジスタ
の値を調べる。

レジスタＡ（１−の値が第■象限を示し、レジスタＡ９
の値が第■象限を示すときには、アジマス偏角が第６ａ
図において（以下略）右回りに変化していることになる
が、この場合、安定点ｓｐ　（ｏ）からの右回りの変化
と、安定点５Ｐ（０）から左回りに変化したときの戻り
における右回りの変化とを区別する必要がある。それは
、左回りの回数をカウントするための左回りレジスタＡ
　ｃｃｖの値を調べれば良く、その値がＯであれば少な
くとも過去にあった左回りの変化については戻し終って
いるので、８１０６において右回りの回数をカウントす
るための右回りレジスタＡｃｖを１カウントアツプする
。

以下同様に、レジスタＡｑ−の値が第■象限を示し、レ
ジスタＡｑの値が第■象限を示すときには、アジマス偏
角が左回りに変化していることになるので、左回りレジ
スタＡｃｃｖの値が０であることを条件に８１０８にお
いて右回りレジスタＡｃｗを１カウントダウンし、レジ
スタＡｑ−の値が第■象限を示し、レジスタＡｑの値が
第■象限を示すときには、アジマス偏角が右回りに変化
していることになるので、右回りレジスタＡｃｗの値が
０であることを条件に８１１０において左回りレジスタ
Ａ　ｃｃｗを１カウントダウンし、レジスタＡｑ−の値
が第■象限を示し、レジスタＡｑの値が第■象限を示す
ときには、アジマス偏角が左回りに変化していることに
なるので、右回りレジスタＡｃｗの値が０であることを
条件に８１１２において左回りレジスタＡｃｃｗを１カ
ウントアツプする。

５１１３においては、上記の他の場合も含め、アジマス
偏角の象限に変化があったときに、レジスタＡ９に格納
している現在の象限をレジスタＡＱに格納する。

このように、アジマス偏角が右回りに変化した場合には
右回りレジスタＡｃｖの値が１以上となり、左回りに変
化した場合には左回りレジスタＡｃｃｗの値が１以上と
なる。そこで、右回りレジスタＡｃｗの値が１以上で、
現在のアジマス偏角の象限が第■または第■象限であれ
ばＳ　１１６においてアジマス誤差電圧の正弦成分Ｖｓ
θの符号を変えてアジマス誤差電圧Ｖθを設定し、左回
りレジスタＡｃｃｖの値が１以上で、現在のアジマス偏
角の象限が第１または第■象限であれば、５１１９にお
いてアジマス誤差電圧の正弦成分ｖｓθの符号を変えて
アジマス誤差電圧Ｖθを設定し、それ以外のときには５
１２０においてアジマス誤差電圧の正弦成分Ｖｓθでア
ジマス誤差電圧■θを設定する。

これにより、アジマス偏角が前述したＴＰ（−１）〜Ｔ
Ｐ（＋１）の範囲を超えて変化し、アジマス誤差の正弦
成分Ｖｓθが交番したときにも正しく安定点ＳＰ　（０
）への引き込みが可能になる。

５１２１においては、記載を省略したが、上記の５１０
１〜５１２０と全く同じ処理手順でエレベーション誤差
電圧Ｖφを設定する。

二の後、第５ｂ図のフローチャートの３３５において、
アジマス誤差電圧Ｖθおよびエレベーション誤差電圧Ｖ
φの値でＲＯＭテーブルを参照し、アジマス偏角θおよ
びエレベーション偏角φを求める。

８３６においては、アジマス偏角θ、アジマス角Ａｚ、
アジマス方向のジャイロデータＧθ、アジマスモータ２
１の付勢電流工θおよび角速度Ｑθを用いて前述した各
フィードバックループにおける制御パラメータＹ１〜Ｙ
６を求めている。つまり、アジマス偏角θに定数に１を
乗じてレジスタＹｌに格納し、アジマス角Ａｚに定数に
２を乗じてレジスタＹ２に格納し、和分法によりジャイ
ロデータＧθを積分してレジスタＹ３に格納し、付勢電
流Ｉθに定数に４を乗じてレジスタＹ４に格納し、角速
度Ｑθに定数に５を乗じてレジスタＹ５に格納し、ジャ
イロデータＧθに定数に６を乗じてレジスタＹ６に格納
している。

Ｓ３７においては、参照角Ａｚ（１４１ｍ角度制御ルー
プによる角度外乱の補償を施して前述したＺｌを求める
と、それを比例積分して前述したＺ２を求め、さらに、
それに速度制御ループによる角速度外乱の補償および電
流制御ループによる電気的なロスの補償を施して前述し
たＺ３を求めた後、それをモータ２１の付勢電流値に換
算して前述したＺ４を求めている。

この場合、角度外乱の補償においては、レジスタＡの値
が１であれば、パラメータＹ１とＹ２との差を参照角Ａ
　ｚ　ｏに加え、レジスタＡの値がＯであれば、パラメ
ータＹ３とＹ２との差を参照角Ａ　ｚ　ｏに加える（オ
ーバラインは否定を示す）。

また、角速度外乱の補償および電気的なロスの補償を同
時に行ない、和分法により求めたＺｌの比例積分値ｚ２
からパラメータＹ４を減すると、レジスタＡの値が１で
あればパラメータＹ６とＹ５との差を加え、レジスタＡ
の値が０であれば、パラメータＹ５のみを加えている。

８３８〜Ｓ４２においては、前述した電流制限を行なっ
ている。これにおいては、各種の補償を行なった後の参
照アジマス角をモータ２１の付勢電流値に換算した値Ｚ
４を最大逆転付勢電流−Ｄθｈｉ以上最大正転付勢電流
Ｄθｈり以下の値番；調整して、アジマス付勢電流Ｄθ
を設定している。

８４３において、以上と全く同様の手順によりエレベー
ション付勢電流Ｄφを設定すると、Ｓ４４において、付
勢電流Ｄθ、ＤφをアジマスサーボコントローラＡｌお
よびエレベーションサーボコントローラＢ１に向けて出
力し、アジマスモータ２１およびエレベーション３１の
付勢を指示し、８２３に戻る。

以上説明した処理は、操作ボード９２よりのストップ指
示の入力により随時終了させることができる。

すなわち、ヘリカルスキャンにおいては、ストップ指示
の入力によりＳ１５でサーチ処理を終了してＳ３に戻り
、トラッキング制御においてはストップ指示の入力によ
りＳ４５でトラッキング処理を終了してＳ３に戻る。

ところで、上記の姿勢制御において、比例定数に１とに
２との間にに２＝−Ｋｌなる関係を、比例定数に５とに
６との間にに６＝−に５なる関係をそれぞれ持たせるこ
とにより、比例積分処理を行なうことなくオフセットを
除去し得ることがわかった。

これに基づいた姿勢制御のブロックダイアグラムを第４
ｂ図に示す。この第４ｂ図を参照すると、前述した第４
ａ図にブロックＦ７で示されていた比例積分処理が省略
されているばかりでなく、ブロックＦ３で示されていた
ジャイロデータＧθの積分処理が省略されている。これ
は、比例積分処理を行なわないために、角度制御ループ
、速度制御ループおよび電流制御ループの作用点（補償
を行なう点）が一致したことによるものである。したが
って、切換関数もＦｉｌだけとなり、制御は至って簡単
化する。

具体的には、システムコントローラ９１の制御動作のう
ち、第５ｂ図に示したフローの８３４および８３５にお
ける処理内容が簡略化される。すなわち、Ｓ３４におい
ては、制御パラメータＹ３を求める演算が不要となり、
また、Ｓ３４においては、Ｚｌ。

ｚ２およびＺ３を求める演算に替えて、Ａｚｏ＋ＡＹＩ
　　Ｙ２　　Ｙ４−Ｙ５＋Ｙ６なる演算を行なって直接
Ｚ３を求める。これらの他は変更がないため、新たなフ
ローチャートは示さない。

なお、上記実施例においては、２方向の同時ロービング
制御を行なうために４つのアンテナを用いているが、い
ずれか一方の制御のみであれば、アンテナは少なくとも
２つあれば良い。また、これらのアンテナは平面アンテ
ナである必要は特になく、立体アンテナを用いても何ら
本発明の効果に変わるところはない。

〔発明の効果〕

以上説明したとおり、本発明においては、姿勢変更自在
の第１受信アンテナおよび第２受信アンテナ（４１〜４
４のいずれか２つ）を、それぞれのビームを平行に保っ
て駆動し、電波源（放送衛星）の方向に指向する場合に
、 第１および第２受信アンテナの各受信信号の位相差を互
いに直交する第１および第２関数（例えば正弦、余弦関
数）として抽出し、 各関数として抽出した位相差の符号により、第１および
第２受信アンテナのビームの電波源の方向に対する偏角
の位相を複数（例えば４つ）の象限に分け、過去から現
在に至る該象限の変化に基づいて第１または第２関数と
して抽出した位相差を補正し、補正後の該位相差に基づ
いて第１および第２受信アンテナの姿勢を設定する。

つまり、これによれば、過去から現在に至る象限の変化
を逆に辿るべく抽出した各アンテナの受信信号間の位相
差を補正することにより、複数アンテナの受信信号間の
位相差に基づいて該アンテナを電波源に指向する場合の
ボインティングエラーを完全に除去することが可能にな
る。

【図面の簡単な説明】 第１ａ図は本発明を一例で実施する自動車搭載衛星放送
受信システムの機械系の構成を示す平面図、第１ｂ図は
その正面図である。 第２ａ図は実施例システムの制御系および信号処理系の
構成を示すブロック図であり、第２ｂ図。 第２ｃ図、第２ｄ図および第２ｅ図はその一部を詳細に
示すブロック図である。 第３ａ図、第３ｂ図および第３ｃ図は受信信号に生じる
位相差および放送衛星の方向の検出原理を説明するため
の説明図である。 第４ａ図は実施例システムの動作を示すブロックダイア
グラムであり、第４ｂ図はその変形例を示すブロックダ
イアグラムである。 第５ａ図、第５ｂ図および第５ｃ図は第２ａ図に示した
システムコントローラ９１の動作を示すフローチャート
である。 第６ａ図はアジマス誤差電圧の余弦成分ならびに正弦成
分および主ビームをアジマス偏角の関数として示したグ
ラフであり、第６ｂ図はアジマス偏角の位相をアジマス
誤差電圧の余弦成分および正弦成分の関数として示した
グラフである。 １：支持機構（支持手段） １１．１２　：アンテナキャリッジ １３：回転台　　　　　１４：固定台 １５：ベース ２：アジマス駆動機構 ２１：アジマスモータ　２２：鼓形ウオーム３：エレベ
ーション駆動機構（駆動手段）３１：エレベーションモ
ータ ３２：鼓形ウオーム　　３３：扇形ホイール３４．３５
　：リンク ４：アンテナ群 ４１．４２，４３，４４　：平面アンテナ（第１．第２
受信アンテナ）５：ＢＳコンバータ群 ５１．５２，５３，５４　：　ＢＳコンバータ６：ＢＳ
チューナ群 ６１．６２，６３，６４　：　ＢＳチューナ６５：シン
セサイザ ７：同相合成回路群 ７１．７２．７５　：同相合成回路 （第１．第２位相差抽出手段１位相シフト手段）７３：
位相シフト回路 ７４　：　Ｄ／Ａコンバータ ８：テレビジョンセット ８１：復調回路　　　　８２　：　ＣＲＴ８３：スピー
カ　　　　８４：チャネルセレクタ８５：メインスイッ
チ ９ニジステムコントロールユニツト ９１ニジステムコントローラ（制御手段）９２：操作ボ
ード ＡニアシマストライブコントロールユニットＡ１：アジ
マスサーボコントローラ Ａ２：タイミングジェネレータ Ｂ：エレベーションドライブコントロールユニットＢ１
：エレベーションサーボコントローラＢ２：タイミング
ジェネレータ Ｃ１，Ｃ２：ジャイロ Ｃ３，Ｃ４：ロータリエンコーダ ！Ｖｕ、ＳＶｄ　：リミットスイッチ Ｄ：電源ユニット Ｅ：ファン 一団− ＲＤニレ−ドーム ＡＤＩ、ＡＤ２．ＡＤ３　：　Ａ／ＤコンバータＴｒｓ
　：非接触型結合トランス

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）姿勢変更自在の第１受信アンテナおよび第２受信
   アンテナを、それぞれのビームを平行に保って駆動し、
   電波源の方向に指向する場合に、第１受信アンテナの受
   信信号と第２受信アンテナの受信信号とを乗じて各受信
   信号の位相差を第１関数として抽出し、第１受信アンテ
   ナの受信信号と９０゜の位相シフトを施した第２受信ア
   ンテナの受信信号とを乗じて各受信信号の位相差を第１
   関数と直交する第２関数として抽出し、第１関数として
   抽出した位相差の符号と、第２関数として抽出した位相
   差の符号とにより、第１受信アンテナおよび第２受信ア
   ンテナのビームの電波源の方向に対する偏角の位相を複
   数の象限に分け、 前記偏角の位相の変化を監視しながら、過去の該位相の
   象限の変化と現在の該位相の象限により第１関数として
   抽出した位相差および第２関数として抽出した位相差の
   少なくとも一方を補正し、補正後の該位相差に基づいて
   第１受信アンテナおよび第２受信アンテナの姿勢を設定
   する、受信アンテナの姿勢制御方法。
2. （２）第１受信アンテナおよび第２受信アンテナ；前記
   第１受信アンテナをおよび前記第２受信アンテナを姿勢
   変更自在に支持する支持手段；前記第１受信アンテナお
   よび前記第２受信アンテナの各ビームを平行に保って、
   該第１受信アンテナおよび該第２受信アンテナを駆動す
   る駆動手段； 前記第１受信アンテナの受信信号と前記第２受信アンテ
   ナの受信信号とを乗じて各受信信号の位相差を第１関数
   として抽出する第１位相差抽出手段； 前記第２受信アンテナの受信信号の位相を ９０゜シフトする位相シフト手段； 前記第１受信アンテナの受信信号と位相シフト後の第２
   受信アンテナの受信信号とを乗じて各受信信号の位相差
   を第１関数と直交する第２関数として抽出する第２位相
   差抽出手段； 前記第１関数として抽出した位相差の符号と、前記第２
   関数として抽出した位相差の符号とにより、前記第１受
   信アンテナおよび前記第２受信アンテナのビームの電波
   源の方向に対する偏角の位相を複数の象限に分け、該偏
   角の位相の象限が所定の変化を程する毎にその変化を記
   憶し、記憶している過去の該象限の変化と現在の該象限
   により前記第１関数および第２関数として抽出した位相
   差の少なくとも一方を補正し、補正後の該位相差が所定
   値に近付く方向に前記駆動手段を付勢する、制御手段； を備える受信アンテナの姿勢制御装置。