JPH02126705A - コレクタ負帰還法水晶発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電源電圧及び周囲温度の変化に対する発振周
波数変動率の極めて小さい水晶発振器に関するものであ
る。

〔従来の技術及び発明か解決しようとする課題〕

従来発表されているベース入力・エミッタ出力形のタラ
ップ形水晶発振器の実際回路例を第１図（Ｃ）に示す。

エミッタより容、ＩＣ，−Ｃ，−Ｃ３と水晶振動子から
なる周波数決定回路をベースへ正帰還さ仕て発振さ仕て
いる。トランジスタ増幅器として、コレクタ接地、ベー
ス入力・エミッタ出力形を使用しており、エミッタ・ア
ース間抵抗ＲＥ２＝１０にΩ、ベースブリーダ抵抗はそ
れぞれ１００にΩ１００にΩであり、直流的にも交流的
にも負帰還が全然施されていないので、電源電圧の約４
５％の変化に対して発振周波数変動率は、Δｆ／「（ｖ
ｅ）井＋　２．８ｘ　１０−’（Ｖｃ＝　２０〜４０ｖ
）程度となり、発振周波数変動率が相当に大きいという
欠点を有する。また第１図（ａ）、（ｂ）に示すエミッ
タ・ホロワ−形らコルピッツ形水晶発振器も同様の欠点
を有する。

本発明は以上の欠点を除去してΔｆ、＃（Ｖｃ、　Ｔａ
）特性の良好な水晶発振器を実現したものである［以後
、電源電圧の変化に対する発振周波数変動率をΔｆ＃（
ｖｃ）、周囲温度の変化に対する発振周波数変動率をΔ
ｆ／ｆ”（Ｔａ）、両者によるものをΔｆ／ｆ（Ｖｃ。

Ｔａ）と表す。コ。

〔課題を解決するための手段〕

添付図面、特に第２図、第１２図、第１５図を参照にし
て詳述すると次の通りである。

ベース入力・エミッタ出力形トランジスタ１段増幅器に
エミッタ・アース間に容量Ｃ，を接続して適当値となし
、ベース・アース間に水晶振動子を接続し、かつ、コレ
クタよりベースへ抵抗ＲＦを介して直流と交流との負帰
還を施し、この抵抗ＲＦの値をなるべく小さくし、コレ
クタ負荷抵抗ＲＣ、ベース・アース間抵抗ＲＢ＋とエミ
ッタ・アース間抵抗１ン６．の抵抗値をそれぞれ適当値
にしたことを特徴とするトランジスタ・エミッタホロワ
ー形水晶発振器に係るものである。

ベース人力・エミッタ出力形トランジスタ１段増幅器に
エミッタよりベースへ容Ｎ２個と水晶振動子１個からな
る周波数決定回路を正帰還させ、コレクタよりベースへ
抵抗Ｒｙを介して直流と交流との負帰還を施し、抵抗Ｒ
Ｆの値をなるべく小さくし、コレクタ負荷抵抗ＲＣとベ
ース・アース間抵抗Ｒａ＋の抵抗値を夫々適当値にした
ことを特徴とするトランジスタ・コルピッツ形水晶発振
器に係るものである。

ベース人力・エミッタ出力形トランジスタ増幅器幅器に
エミッタよりベースへ水晶振動子１個と水晶振動子と直
列に接続される容１ｃｓと水晶振動子と並列に接続され
る容量Ｃ，，Ｃ，の計３個の容量とからなる周波数決定
回路を正帰還させ、コレクタよりベースへ抵抗ＲＦを介
して直流と交流との負帰還を施し、抵抗ＲＦの値をなる
べく小さくし、コレクタ負荷抵抗ＲＣとベース・アース
間抵抗ＲＢＩとを夫々適当値にし、容量Ｃ３を他の容量
Ｃｔ、ＣＩよりも小さい値にしたことを特徴とするトラ
ンジスタ・クラップ形水晶発振器に係る乙のである。

〔作　用〕

添付図面、特に第２図、第１２図、第１５図に示した実
施例に基づいて説明する。

請求項１の作用について説明する。

第２図において、エミッタ・アース間に抵抗ＲＣｔと容
量Ｃ，＝　４０８ｐＦを接続し、ベース・アース間に抵
抗ＲＢＩと水晶振動子とを接続し、コレクタ負荷抵抗Ｒ
Ｃ、コレクタ・ベース間抵抗１？、とを接続する。

この場合に第３図（Ｃ）に示すようにＲＦ１ｌと水晶振
動子とが並列になった場合のインピーダンス２ＱＲは ＺＱＲ＝　＋　ＲＣＸ　十ｊＹｘ　　　　　　　　　　
　　（１）となり、抵抗分とインダクタンス分との直列
となっている。

一方第２図の増幅器の等価回路図を第４図（ａ）に示す
。これよりユース゛よりみたベース入力インピーダンス
は、（２）式となり抵抗分（−ＲＡ）、　　リアクタン
ス分（−ｊＹＡ）で表される。即ち、ＺＩＩ＝　　ＲＡ
　　ｊＹＡ、　（Ｙ、ｓ＝１／ωｃＡ）（２）となり、
負性抵抗と容ｔ１（との直列となっている。

第４図（ｂ）はＲＦをパラメータとしたときの、Ｃ３の
変化に対する入力抵抗（ＲＡ）と入力界ｔｋ　（ＣＡ）
との特性曲線を示す。

ここで ＲＣＸ−ＲＡ≦０　　　・・・振幅決定条件　（３）Ｙ
ニーＹＡ　　　　　　・・・周波数決定条件（４）が容
易に成立するので、容易に発振する。

一方コレクタ負荷抵抗ＲＣは実験的に第９図に示すよう
にΔｆ／ｌ’（ＶＣ）が最小となるように、ＲＣ〜１１
にΩとする。またコレクタよりベースへ負帰還抵抗りを
介して直流と交流との負帰還を施す。第７図（Δｆ／ｆ
（ＶＣ）特性曲線）に示すようにＲＦが小さい程ΔＩ’
＃（シ）か小さいので、発振可能な限り、なるべく小さ
い値としてＲｐ＝３１．１５にΩとする。

またＲＥｔを変化させると第５図に示すように、ΔＩ’
ｄ（ＶＣ）特性曲線が、Ｌｔ”；　５．５７８ｋ　Ｑ付
近で下に凸の極小値特性を示す。さらにＲ＋：ｚ勺５．
５７８にΩにおいて、ＲＢＩを変化させろと、第６図に
示すようにΔｆ／「（ＶＣ）特性曲線は下に凸の極小値
特性を実現し、Ｒａ１勺２７．２０８にΩで最小値とな
る。この場合にＣ１を変化させると、第８図に示すよう
にΔｆ／′ｒ（ＶＣ）特性曲線は下に凸の極小値特性を
実現し、Ｃ，＝　４０８ｐＦで最小値となる。このよう
に、ＲＣ＝ｉｏ、９１１にΩ、　ＲＦ＝　３１．１５に
Ω。

ＲＥ２＝　５．５７８ｋ　Ω、Ｒ８，＝２７．２０８ｋ
　Ω。

Ｃ＋　＝　４０８ｐＦ。

と設定することにより、Δ「／ｆ（ｖｃ）特性は極小値
特性を示し、第ｉｏ図に示すように、 Δｆ＃（ＶＣ）”；　−１，４Ｘ　１０−”　（ＶＣ＝
　２４〜４４Ｖ）ΔＦ、＃（Ｔ、）：　−５ｘ　１０−
’　　（Ｔ、＝　−５〜＋５５℃）程度の高安定特性を
実現させろことができた。

ただし、水晶振動子と容量Ｃ，は室温で一定に保って実
験している。これは能動素子のトランジスタ汚パラメー
タの変化の影響を、どの程度減少させているかを観察す
ることに重点を置いたためである。なお参考までに、従
来発表されているところの第１図（ａ）のエミッタホロ
ワ−形水晶発振回路において、ＲＥ２とＲＢＩとをそれ
ぞれ独立に変化させて実験したところ、Δｒ／ｒｃＶｃ
）特性が下に凸の極小値特性曲線を得ることは不可能で
あった。

従ッテΔｆ、＃（ＶＣ）＃３　ｘ　１Ｇ−”（ＶＣ＝　
２０〜４０Ｖ）程度と比較的悪い特性を示した。

このように本発明においては、ＲＣ、Ｒｒ、ＲＥｔ、Ｒ
ａｌ。

ＣＩ値を最適値にすることによって、Δｆ／「（ＶＣ）
の極小値特性を実現させ、Δｆ＃（Ｖｃ、　Ｔ、）特性
を小さくし、ｖｃやＴ、ノ変化に対してΔｒ／Ｉ’（Ｖ
Ｃ，Ｔ、）が極めて小さいところのトランジスタ・エミ
ッタホロワー形水晶発振器を実現する。

さらに第１１図（ａ）に示すように、コレクタ容量ｃｃ
、　　トランノシフン周波数ｆＴの変化によるΔｒ／ｆ
（Ｖｃ）は正方向に変化しており、エミッタ抵抗ｒ・。

ベース抵抗ｒ、の変化によるΔｆ／ｆ（Ｖｃ）は負方向
に変化して互いに相段することによりΔＩ’、＃（ＶＣ
）を極めて小さくしていることが判る。１曲線は実測値
と回折で同傾向である。これより理論と実験値との概略
の一致性を確かめることができる。

このように、ＲＦ、ＲＣによる直交流の負帰還とＲＢＩ
。

ＲＦ２の値とを適当値にすることにより、トランジスタ
・パラメータの相殺作用によってΔｌ’、＃（ＶＣ）を
下に凸の極小値特性を具現させることができて、Δｆ／
Ｉ’（ＶＣ，Ｔ、）を極めて小さい値にすることができ
るのである。

なお第５．６．７図の特性曲線上に示した＋。

の記号はΔｒ／ｌ’（ＶＣ）が正性あるいは負性になっ
ていることを示すものである。すなわち第１１図（ｂ）
より容易に証明できるように、トランジスタパラメータ
が互いに相殺しあっている結果、このような特性が得ら
れるのである。すなわち十の正性では、Ｃｃの変化の影
響が、ｒｅ、ｒｂ、ｈの変化の影響よりも大きくなって
いることを示しており、逆に−の負性では、ｒｅ、ｒｂ
、ｂの変化の影響がＣｃの変化の影響よりも大きくなっ
ていることを示している。このことは第１１図（ｂ）に
より容易に証明できる。第１１図（ｂ）はＣ，＝　３０
０ｐＦとしたときの７ユミレーシヨン結果である。すな
わちＣｃによるΔｒ／ｆ（ＶＣ）は正性で、ｒ　＠　Ｉ
　　ｒ　ｂ　＋　ｆ’　ＴによるΔＦ＃（ＶＣ）は負性
であり、両者の差が１曲線となっている。ここで、１曲
線はｒ　ｓ　＋　Ｃｃ　＋　　ｒ　ｂ　＋　Ｉ’　ｒの
すべてかＶｃにたいして変化すると考えた場合、２曲線
はＣｃ　＋　ｒ　ｂ　。

「７を一定値としてｒ、たけがｖｃに対して変化すると
した場合、３曲線は同様にＣｃだけ、４曲線はｒ。

だけ、５曲線はｆｔだけの５つの場合について示してい
る。

この場合にＣ６による３曲線が、２，４．５曲線の和よ
りも大きくなり、全体としては正性の１曲線となってい
るのであり、この際Δｒ／ｒ（ｖｃ）；　＋７　Ｘ　１
０−’（Ｖｃ＝　２４〜４４Ｖ）ノ値を示す。そして第
１１図（ａ）に示す如く、極小値付近ではｒｅ、ｒｂと
Ｃｃ。

ｆＴとの両者の変化の影響がほぼ等しくなり、２゜４曲
線と３．５曲線との相殺効果が顕著に現れてΔｒ／ｒ（
ｖｃ）特性が平坦特性となり、Δｆ、＃（Ｖｃ）勺−Ｉ
Ｘ　１Ｏ−８（ｖＣ＝　２４〜４４ｖ）という小さい値
を示すこととなる次第である。

請求項２の作用について説明する。

第１２図において、エミッタ・アース間に、Ｃ９：１１
３１ｐＦをエミッタ・ベース間に、Ｃｔ＃９７２ｐＦを
接続し、ベース・アース間に水晶振動子と抵抗Ｒ８＋と
を、エミッタ・アース間に抵抗ＲＥ、を、コレクタ負荷
抵抗Ｒ６，コレクタ・ベース間抵抗Ｒｐとを接続する。

この場合には、水晶振動子と容量２個よりなる発振周波
数決定回路がエミッタよりベースへ正帰還している。第
４図より容易に類推できるように、ａ　−ａ’よりみた
増幅器の入力インピーダンスは ｚｘ＝−ＲＡ−ｊＹ＾　、（ＹＡ＝１／ω　ＣＡ）　　
　　　（２）となり、入力抵抗（負性抵抗）と入力容量
との直列となっている。

ゆえに負性抵抗−ＲＡが水晶振動子側の正抵抗分ＲＣｘ
にたいして大きいので ＲＣＸ　　ＲＡ≦０　　・・・振幅決定条件　　　（３
）が容易に成立するので、容易に発振する。

コレクタ負荷抵抗Ｒ６は実験的に第９図に示すようにΔ
ｒ、Ｎ（Ｖ、）が最小となるようにＲＣ＝ｉｌｋΩとす
る。またコレクタよりベースへ負帰還抵抗ＲＦを介して
直流と交流との負帰還を施す。第７図（Δｆ＃（Ｖｃ）
特性曲線）に示すようにＲｐが小さいほど八ｆ／ｆ（Ｖ
ｃ）が小さいので、発振可能な隔り、なるべく小さい値
としてＲＦ１３０，５０にΩとする。またこの場合に、
エミッタ・アース間抵抗ＲＥ２を変化させても、Δｒ／
ｒ（ｖｃ）特性は下に凸の極小値特性を得ることはでき
ないので、安定指数を考慮してＲＥ２：１１にΩとする
。さらにＲＥ２＝　ＩＯ，８９８にΩにしておいて、ベ
ース・アース間抵抗ＲＢ＋を変化さ仕ると、第１３図に
示すように、Δｆ’／「（ＶＣ）特性曲線は下に凸の極
小値特性を実現し、ＲＦ、６２７，４２にΩ。

ＲＦ＝　３０．５０にΩ。

ＲＥｖ”　ＩＯ，８９８にΩ、　ＲＦＩ＝２７．４２に
Ωと設定することにより、Δｆ＃（Ｖｃ）特性は極小値
特性を示し、第１４図に示すように Δｆ＃（Ｖｃ）勺１．２Ｘ１０−’　　（Ｖｃ＝２４〜
４４Ｖ）Δｒ、＃（Ｔ、）井−３Ｘ　ｔｏ−”　（Ｔ、
＝　−５〜＋５５°Ｃ）程度の高安定特性を実現させる
ことができた。

ただし水晶振動子と容量口、　Ｃｔからなる周波数決定
回路は室温で一定に保って実現している。これは能動素
子のトランジス各パラメータの変化の影響を、どの程度
減少させているかを観察することに重点を置いたためで
ある。なお参考までに、従来発表されているところの第
１図（ｂ）のコルピッツ形水晶発振回路において、ＲＥ
！とＲａｔとをそれぞれ独立に変化さけて実験したとこ
ろ、Δｒ／ｒ（ｖｃ）特性が下に凸の極小値特性を得る
ことは不可能であった。

従ッテΔｆ＃（Ｖｃ）井２　Ｘ　１０−”（Ｖｃ＝　２
４〜４４ｖ）程度と比較的悪い特性を示した。

またΔｆ＃（Ｖ）特性を小さくするためには、容量Ｃ１
とＣ１の値を大きくすれば良いことは公知の通りである
。しかしながＣ１，Ｃｔを大きくすると減衰度（所要増
幅度）か大きくなり、発振か困難になる傾向がある。こ
こでは、発振する限りにおいて、なるべくＣ，とＣ２と
を大きくしており、Ｃ，−１１３１ｐＦ。

（：ｙ＝９７２ｐＦとしティるため？、：　Δｆ／ｆ（
ＶＣ）ハ若干小さくなっている。

このように本発明においては、ＲＣ，ＲＦ、ＲＥ２．Ｒ
８Ｉ。

Ｃ，、Ｃ，値を最適値にすることによって、Δｆ／ｒｃ
Ｖ、）の極／１′値特性を実現すｔｌ゛、Δ「／ｆ’（
ＶＣ，Ｔ、）特性を小さくし、ｖｏやＴ、の変化に対し
てΔｆ／ｒ（ｖｃ、　Ｔ、）の極めて小さいところのト
ランジス・コルピッツ形水晶発振器を実現できる。

さらに第１１図（ａ）に示すように、（エミッタホロワ
−形水晶発振器の場合の図であるが、コルピッツ形にお
いてら同様の特性が得られるであろう事は容易に類推出
来るであろう。）コレクタ容量Ｃｃ。

トランジンヨン周波数ｆ、の変化によるΔｆ／ｒ（Ｖｃ
）は正方向に変化しており、ベース抵抗１５．エミ、。

夕抵抗ｒ。の変化によるΔｆ／ｆ（Ｖｃ）は負方向に変
化して互いに相殺することによりΔＩ’、＃（Ｖｏ）を
極めて小さくしていることが判る。このようにＲＦ、　
ＲＣによる直交流の負帰還とＲａ３．　ＲＥ２の値とを
適当値にすることにより、トランジス・パラメータの相
殺作用によって、Δｒ／ｒ（Ｖｃ）を下に凸の極小値特
性を具現させることができて、Δｆ／ｆ（Ｖｃ、　Ｔ−
）を極めて小さい値にすることができるのである。

このことは、エミッタホロワ−の場合の第１１図（ａ　
）＆第１１図（ｂ）で容易に十分に説明かつ証明できて
いる。

ゆえに、第２図のエミッタホロワ−形と第１２図のコル
ピッツ形と第１５図のクラップ形との各抵抗値がほぼ等
しく、従って直流回路構成がほぼ同じであり、かつ第６
．１３．１６図のＲＢＩによる極小値特性が同傾向を示
すことから、Δｆ、＃（Ｖｃ）が下に凸の極小値特性を
示すのは、エミッタホロワ−形で証したゆに、各トラン
ジスタパラメータの相殺によって生じていることは容易
に類推できる次第である。

なお、第１３図の特性曲線上に示した＋、−の記号はΔ
ｒ／ｒ（ｖｃ）が正性あるいは負性になっていることを
示すものである。すなわち第１１図（ｂ）より容易に類
推できるように、トランジスタパラメータが互いに相殺
し合っている結果、このような特性が得られるのである
。すなわち十の正性ではＣｃの変化の影響が、ｒｅ、　
　ｒｂ、　ｆｔの変化の影響よりも大きくなっているこ
と示しており、逆に−の負性では、ｒ　１１＋　　ｒ　
ｂ、　Ｉ’ｔの変化のΔｆ／ｆ（ＶＣ）への影響が、Ｃ
ｃの変化のΔｆ／ｆ（ＶＣ＞への影響よりも大きくなっ
ていることを示している。そして極小点付近では、両者
の変化の影響がほぼ等しくなり、相殺効果が顕著になっ
てΔｆ／ｆｃＶｃ）特性が平坦特性になることを示すも
のである。

請求項３の作用について説明する。

第１５図において、エミッタ・アース間に、Ｃ１−１１
３１９Ｆを、エミッタ・ベース間にＣｔ＝９７２ｐＦを
、ベース・水晶振動子間にＣｓ＝　２８．３ｐＦを接続
し、Ｃ５とアース間に水晶振動子を接続し、ベース・ア
ース間に抵抗Ｒ８（を、エミッタ・アース間に抵抗ＲＥ
２を、コレクタ負荷抵抗ＲＣ、コレクタ・ベース間抵抗
ＲＦとを接続する。この場合には、水晶振動子と容量３
個よりなる発振周波数決定回路がエミッタよりベースへ
正帰還している。この場合に、第４図より容易に類推で
きるように、ａ　−ａ’よりみた増幅器の入力インピー
ダンスが ２＋１＝　　ＲＡ　　）ＹＡ、　（ＹＡ＝　１／ωＣＡ
）　　　（２）となり、負性抵抗と容量との直列となっ
ている。

ゆえに負性抵抗−ＲＡが水晶振動子側の正抵抗分ＲＣｘ
に対して大きいので ＲＣ＝　　ＲＡ≦０　　・・・振幅決定条件　　　（３
）が容易に成立するので、容易に発振する。

一方コレクタ負荷抵抗ＲＣは実験的に第９図に示すよう
にΔｒ／ｌ’（％ｌｃ）が最小となるようにＲＣ〜ｌｌ
ｋΩとする。またコレクタよりベースへ負帰還抵抗ＲＦ
を介して直流と交流との負帰還を施す。第７図（ΔＩ’
／ｆ（ＶＣ）特性曲線）に示すようにＲＦが小さいほど
Δｆ／ｆ（Ｖｃ）が小さいので、発振可能な限り、なる
べく小さい値としてＲＦ＝　３４．４８にΩとする。

またこの場合に、Ｒ５を変化させても、Δｒ／ｒ（ｖｃ
）特性は下に凸の極小値特性を得ることはできないので
、安定指数を考慮してＲＥ２！＝、ｌｌｋΩとする。

さらにＲＥｔ＝　ＩＯ，８９８にΩにしておいて、ベー
ス・アース間抵抗ＲＢＩを変化させると第１６図に示す
ように、Δ１７１（ＶＣ＞特性曲線は下に凸の極小値特
性を実現し、Ｒｓｌ〜４０．６１にΩで最小値となる。

このように ＲＣ＝　ＩＯ，９１１にΩ、　ＲＦ＝　！ｔ４．４８に
Ω。

ＲＥ２＝　１０．８９８にΩ、　ＲＣ、＝４０．６１に
Ω。

と設定することにより、Δｒ／ｒ（Ｖｃ）特性は極小値
特性を示し、第１７図に示すように、 Δｆ＃（Ｖｃ）勺１　ｘ　１０−’（Ｖ、＝　２４〜４
４Ｖ）。

Δｆ＃（Ｔ、）”ｉ−２，５Ｘ　１０−”（Ｔ、＝　−
５〜＋　５５℃）程度の高安定特性を実現させることが
できた。

ただし水晶振動子と容１ｔＣ，，Ｃ，、Ｃ３からなる周
波数決定回路は室温で一定に保って実験している。

これは能動素子のトランジス各パラメータの変化の影響
を、どの程度減少させているかを観察することに重点を
置いたためである。なお参考までに、従来発表されてい
るところの第１図（Ｃ）のクラブプ形水晶発振回路にお
いて、ＲｏとＲＢＩとをそれぞれ独立に変化させて実験
したところ、Δｆ／ｒ（ＶＣ）特性が下に凸の極小値特
性曲線を得ることは不可能であった。従ッテΔｆ／ｆｃ
Ｖｃ）”；　２．８ｘ　１０−”（Ｖｃ＝２０〜４０ｖ
）程度と比較的悪い特性を示した。

またΔｆ、＃（Ｖｃ）特性を小さくするためには、容量
Ｃ８とＣ！の値を大きくし、Ｃ３を小さくすれば良いこ
とは周知の事実である。しかしながらＣＩ＋島を大きく
０３を小さくすると減衰度（所定増幅度）が大きくなり
、発振が困難になる傾向がある。ここでは、発振する限
りにおいて、なるべくＣＩとＣ７とを大きく、Ｃ１を小
さくしており、Ｃ，＝ｌＨ１ｐＦ、　Ｃｔ９７２ｐＦ、
　Ｃ，＝２８．３ｐＦとしているためにΔｆ’／　［’
　（Ｖｃ）は若干小さくなっている。

このように本発明においては、ＲＣ，ＲＦ、ＲＥｔ、Ｒ
Ｂ。

Ｃ１，Ｃｔ、　Ｃｓ値を最適値にすることによって、Δ
ｆ／ｆ’（ＶＣ）の極小値特性を実現させ、Δｒ／ｒ（
ｖｃ、　Ｔ、）特性を小さくし、ＶｃやＴ１の変化に対
してΔＩ’／ｆ’（ＶＣ。

Ｔ、）が極めて小さいところのトランジスタ・クラップ
形水晶発振器を実現できる。

さらに第１１図（ａ）に示すように、（エミッタホロワ
−形水晶発振器の場合の図であるが、クラップ形におい
てら同様の特性が得られるであろう事は容易に類推でき
るであろう。）ＣＣの変化によるΔ［’＃（Ｖｃ）は正
方向に変化しており、ｒｓ＋　　ｒｂ、　ｆｒの変化に
よるΔｒ／ｆｃＶｃ）は負方向に変化して互いに相殺す
ることによりΔｒ／ｒ（ｖｃ）を極めて小さくしている
ことが判る。このようにＲＦ、　ＲＣによる直交流の負
帰還とＲＢＩ＋　Ｒｒ＋２の値とを適当値にすることに
より、トランジスタ・パラメータの相殺作用によって、
Δ［’／Ｉ’（ＶＣ）を下に凸の極小値特性を具現させ
ることができて、Δｒ／ｒ（ｖ、、　Ｔ、）を極めて小
さい値にすることができるのである。

なお、第１６図の特性曲線上に示した半、−の記号は八
ｆ、＃（ＶＣ）が正性あるいは負性になっていることを
示すものである。すなわち第１１図（ｂ）より容易に類
推できる。すなわちエミッタホロワ−の場合の第１１図
（ｂ）で容易に証明できている。

ゆえに第２図のエミッタホロワ−形と、第１２図のコル
ピッツ形と、第１５図のクラップ形との各抵抗値がほぼ
等しく、直流回路構成がほぼ同じであり、かつ第６．　
Ｈ，１６図のＲａｌによる極小値特性が同傾向を示すこ
とから、Δｆ’＃（Ｖｃ）が下に凸の極小値特性を示す
のは、エミッタホロワ−形で証明したように各トランジ
スタパラメータの相殺によって生じていることは容易に
類推できる次第である。トランジスタパラメータが互い
に相殺し合っている結果、このような特性が得られるの
である。

すなわち、十の正性ではＣ６の変化の影響か、ｒ。。

ｒｂ、ｆｔの変化の影響よりも大きくなっていることを
示しており、逆に−の負性では、ｒａ＋ｒｂ＋ｒＴの変
化の影響がＣｃの変化の影響よりも大きくなっているこ
とを示している。

そして極小値付近では、両者の変化の影響がほぼ等しく
なり、相殺効果が顕著になってΔｒ／ｒ（ｖｃ）特性が
平坦特性になることを示すものである。

〔実施例〕

［１］　　請求項１についての具体的回路構成例につい
て説明する。

第２図はその一実施例を示したのらので、コレクタ負荷
抵抗Ｒ（：＝　ＩＯ，９１１にΩ、コレクタよりベース
への負帰還抵抗Ｒｐ＝３１．Ｉ５にΩ　ベース・アース
間に水晶振動子（発振周波数的ＩＭＩＩＺ）と抵抗ＲＣ
＋　＝　２７．２０８にΩとを接続し、エミッタ・アー
ス間にＲＥ！＝　５．５７８にΩとＣ，＝　４０８９Ｆ
とを接続して構成したトランジスタ・エミッタホロワー
形水晶発振器を図示している。

［２コ　　請求項２についての具体的回路構成例につい
て説明する。

第１２図はその一実施例を示したのらので、コレクタ負
荷抵抗ＲＣ＝１０．９１１にΩ、コレクタよりベースへ
の負帰還抵抗ＲＦ＝　３０．５０にΩ、ベース・アース
間に水晶振動子（発振周波数的ＩＭＩＩＺ）と抵抗ＲＢ
Ｉ＝　２７．４２にΩとを接続し、エミッタ・アース間
にＲＥ、＝　１０．８１８にΩとＣ，＝　１１３１ｐＦ
、エミッタ・ベース間にＣｚ＝９７２ｐＦとを接続して
構成したトランジスタ・コルピッツ形水晶発振器を図示
している。

［３］　　請求項３についての具体的回路構成例例につ
いて説明する。

第１５図はその一実施例を示したのらので、コレフタ負
荷抵抗ＲＣ＝　１０．９１１にΩ、コレクタよりベース
への負帰還抵抗ＲＦ＝　３４．４８にΩ、ベース・アー
ス間に水晶振動子（発振周波数的ＩＭＩＩＺ）と直列に
Ｃ３＝２８．３ｐＦを、また並列に抵抗Ｒａｌ　＝　４
０．６１にΩとを接続し、エミッタ・アース間にＲｇｔ
＝　ＩＯ，８９８にΩとＣ，＝　１１３１ｐＦ、エミッ
タ・ベース間にＣ！＝９７２ｐＦとを接続して構成した
トランジスタ・クラップ形水晶発振器を図示している。

次に、以下に記載する［４１においてエミッタホロワ−
形水晶発振器の理論と各素子値の実験的決定法について
述べ、Δｆ／ｆ（Ｖｃ）値が理論と実験とほぼ一致する
ことを示すとともに、Δｒ／ｆ（Ｖｃ）に影響を与える
トランジスタ・パラメータを明らかにする。さらにコル
ピッツ形とクラップ形水晶発振器について、ベース・ア
ース間抵抗Ｒａ＋を変化させることによって、Δｆ／ｆ
（Ｖｃ）特性に極小値を実現させる方法等について述べ
る。すなわち、エミッタホロワ−形テハ、Δｆ’／ｆ（
Ｖｃ）”；　−１，４Ｘ　１０−＠（Ｖｃ＝　２４〜４
４Ｖ）、ΔＩ’／ｒ（Ｔａ）ｉ−５、Ｘ　１０−＠（Ｔ
ａ５〜＋５５℃）であり、コルピッツ形では、Δｆ’／
ｆ（Ｍｅ）”；　＋１．２ｘ　１０−”（Ｖｃ＝　２４
〜４４ｖ）、Δｆ’／ｆ（Ｔａ）勺−３ｘｌｏ−”（Ｔ
ａ＝　−５°〜＋５５℃）であり、クラップ形では、Δ
ｆ／ｆ（Ｖｃ）：＋　１．ｏｘ　１０−”（Ｖｃ＝　２
４〜４４Ｖ）、Δｔ／ｒ（Ｔ、）＃　−２，５ｘ　１０
−’（Ｔａ＝　−５〜＋５５℃）となり、かなり良好な
特性を得ている。

［４コ　　水晶発振器の理論、各素子値の実験的決定方
法、Δｒ／ｒ（ｖｃ）特性の極小値を実現させる方法等 ［４・１］　請求項第１項（エミッタホロワ−形水晶発
振器）について ［４・１・ｌ］　　発振回路構成の特長本発明は上記の
欠点を除去した新しい構成法によるエミッタホロワ−形
水晶発振器である。第２図に示すように本回路方式の特
長としては、（１）水晶振動子１個と容量１個のみを用
い、エミッタ・アース間に容量Ｃ８を、ベース・アース
間に水晶振動子を接続している。（２）コレクタ負荷抵
抗ＲＣを適当値となし、コレクタよりベースへ抵抗ＲＦ
を介して直流と交流との負帰還を施している。（３）エ
ミッタ抵抗ＲＥ２を変化させてΔｆ／ｆ（Ｖｃ）か極小
値になるようにＲ０値を適当値としている。（４）ベー
ス抵抗ＲＢＩを変化させてΔｆ／ｆ（ｖｃ）が極小値に
なるようにＲａｔ値を適当値としている。（５）容里鈷
を変化させてΔｒ／ｆ（Ｖｃ）が極小値になるように０
１値を適当値に選定している。その結果Δｆ＃（Ｖｃ）
ξ−１，４ｘ　１０−”（Ｖｃ＝　２４〜４４Ｖ）、Δ
ｆ、＃（Ｔａ）’、−５ｘ　１０−”（Ｔａ５〜＋５５
℃）という良好な特性を得た。電源電圧ｌ■当タリノΔ
ｒ／ｒハΔｒ／ｆ／ｖ＝７×１Ｏ−１０／ｖとなり極め
て小さい値となっている。これは従来知られている発振
方式に比較して同等あるいはそれ以上の周波数安定度で
ある。本発明ではこの提案方式の原理を述べ第２図の提
案回路の数式的解析を行い、発振周波数変動率の原因と
なる増幅用トランジスタバメラータを明らかにする。

［４・ｌ・２］　理論 ［４・１・２・−１］　発振回路 第２図は本発明の一実施例を示した具体的な発振回路で
ある。

ＲＣ，ＲＦ、　ＲＢＩ、　Ｌｌはそれぞれコレクタ負荷
抵抗、コレクタ・ベース間の負帰還用抵抗、ベース・ア
ース間抵抗、エミッタ・アース間抵抗であり、容量Ｃ，
をエミッタ・アース間に水晶振動子をベースアース間に
接続して発振させている。第１８図に示す表１に回路定
数を示４−０ ［４・ｌ・２・−２］　水晶振動子の等価回路本節では
水晶振動子の等価回路を導出する。

般に水晶振動子の等価回路は第３図（ａ）で表される。

ここでＲｘ、　ｃｘ、　Ｌｘ、　ｃｓ、　ＲＱ、　ＸＱ
は水晶振動子の等価抵抗、等価容量、等価インダクタン
ス、並列容量、水晶振動子の抵抗分とりアクタンス分で
ある。これを第３図（ｂ）のように等価変換することが
できる。すなわち水晶振動子のインピーダンスＺＱは、 そこで が言えるので ＝ＲＱ＋　ｊＸｑ である。実際の発振周波数ｒｏ、ｓｃ、＝　９９９９０
９，９１２Ｈ２（３２ＶＣ，＋　２５℃）を（５）、（
６）式に代入スルト、ＲＱ＃７４．６０８Ω、　ＬＱ勺
５，３９６Ｘ　１０°’＋１となる。さらに第３図（Ｃ
）に示すように抵抗Ｒａ＋と水晶振動子とが並列になっ
た場合の実数分と虚数部分とを示すと次式となる。

２ＱＢ＝　ＲＣＸ＋　ｊＹｘ ・・・・・（７°） 但し、Ｒｓ　＝Ｒａｔ　＋　Ｒ。

［４・１・２・−３１発振周波数決定条件の導出本節で
はまず増幅器の解析を行い、入力インピーダンス２＋１
を求め、さらにこれに第３図（Ｃ）の水晶振動子回路を
付加しへ回路全体の解析を行い、発振周波数決定条件式
を導出する。増幅器の等価回路図を第４図（ａ）に示す
。これよりベース入力インピーダンスを求めろと次式を
得る（計算式は紙面の関係で省略している。）。

ＲＡ＝　−（ω！（ω’ＣｃＣ１Ｃ−Ｃ５）（Ｇｓ−ω
２１５）ＣＢｓ　　＆ｌ”ＣＣＡＳＸＤ５　　ｂｒ″Ｆ
ｓ））／　（（Ｄｓ　　ｉ＋＋”Ｆ６）’＋　ω’（０
，ｕ’ｌｓ）’）ｊＹＡ＝　−ｊ　（（Ｂ６−　ｕ’ｃ
ｃＡｓＸＧｓ　−ｉｌ＋’　＋５）　＋　（Ｄ５−　ｖ
’ＰｓＸω’ＣｃＣ＋Ｃ−−Ｃ５））×ω＃（Ｄｓ　　
、ｔｐ、）ｆｉ＋ω’（ｃｓ−Ｉｌｌ’Ｌ）”）・・・
・・（９） 第４図（ｂ）はＲＦをパラメータとしたときの、ＣＩの
変化に対する入力抵抗（ＲＡ）と入力容ｊｌ（Ｃのとの
特性曲線を示す。

ここで、 ＲＣＸ＜ｌ　　ＲＡＩ　　（振幅決定条件）　　−・・
（１０）Ｙ、＝ＹＡ（周波数決定条件）　　　・・・・
・（ＩＩ）か発振条件である。（１０）式は容易に満足
される。

ここでは（１１）式を詳細に求めて、コンピュータシュ
ミレーションにより理論と実験との概略の一致性を確か
める。（１１）式を計算すると次式を得る。

Ａ、ωＩ４＋８６ω′″十０６ω′。＋Ｄｌｌω８＋Ｅ
６ω８＋Ｆ６ω’＋Ｇａ＆＋″＋Ｈ６＝０・・・・・（
１２） 但し、 八ｓ”　　（１５”Ａｌｌ＋　Ａ？Ｆｌｌ）Ｂ＝＝（Ｉ
ｓ”Ｂ−Ｆ？＾ｍ　　ＧＩＡ？　　Ｃ？Ｆ１１）Ｃａ＝
　　（Ｉｓ”Ｃｓ　　Ｆ？ＢＩ＋　Ｈ？Ａ１１＋　Ｈ１
ｌＡ？＋　Ｃ？Ｇｌｌ＋　ＦｓＢｔ）Ｄｓ＝　（Ｉｓ”
Ｄｓ　　ＦｔＣｓ＋ＨｔＢｓ−ＡｓＤｓ’　　ＩＩＩＡ
？　　ＣＪ＊　　Ｂ？Ｇ１１）Ｅ＠＝　（ＰＪｓ　　Ｉ
ｓ”Ｅｅ−）１７ｃ、＋　Ｂ１１Ｄ！’　　ＪＩＩＡ？
　　ｌ５Ｃｔ’　　ｎｅｓｔ）Ｆｓ＝（ＨｔＤｓ Ｐ？Ｅｌｌ ＣｓＤｓ’　　ＫＩＩＡ？　　Ｊ９Ｃ？１９Ｂ？） Ｇａ　＝（ＤＪｓ’　　ＨｔＥ＊ に９Ｃ７ＪＩＩＢ？） Ｈ＊−、（Ｅ８Ｄ６’＋　Ｋ８Ｂ７） ・・・・・（１３） ＾ｅ＝Ｌｘ’ｃｓ’ ＾？＝ＣＣ（Ａ５１５　　ＣＴＣ−Ｆｓ）Ｂ？＝（８６
Ｇ５ ＤｓＣｓ） Ｃｔ＝　（ＤｓＣｃＣＩＣ＊＋　ＦｓＣｓ−＾５Ｇ５Ｃ
Ｃ１５８５）Ｆ７−（Ｆｓ”　　２Ｇｓｌｓ）。

（１゜ （Ｇ、′ ２Ｄ５Ｆ５） ・・・・・・（１５） Ｉｓ”Ｃ１Ｃ，ＣｃＰ ・・・・・・（１６） とする。

但しＣｃ。

Ｃ０゜ ｒ　・ α ｒ５はそれぞれコ レクタ容虫、エミッタ容量、エミッタ抵抗、ベース接地
電流増幅率、ベース抵抗である。

（１２）式が発振周波数決定条件式である。上式は１４
次方程式で解析的に解くことは困難である。

そこで具体的な回路定数を代入することにより計算機で
発振周波数ω（（“）を求め、さらにω（ｆ）に対する
回路定数、トランノスタパラメータの影響を明らかにし
、理論と実験との概略の一致性を確認する。

［４・ｌ・２・−４コ　各回路定数の決定方法本節では
Δｆ／ｒ（ＶＣ，Ｔ、、）と極めて密接に関係する回路
構成素子である抵抗ＲＥ２、　Ｒ８２，ＲＦ、　ＲＣ等
の決定方法を実験で吟味し選定する。

［４１４・４　　ａ　］　　　Ｒａｔの決定第５図は実
験的にＲＥ２を変化させた場合のΔＩＮ（ｙｃ）特性曲
線を示す。（ＲＦをなるべく小さ（して一定とし、ＲＣ
、を一定として実験している。）図示のように比較的鋭
い極小値を持つ曲線が得られる。

極小値で、ＲＦｔ＝　５，５７８にΩのときΔｆ／ｆ（
ＶＣ）＝　−１，４Ｘ　Ｉ（Ｉ”　（ｖｃ＝　２４〜４
４Ｖ）となる。なお右曲線の＋符号はΔｒ／ｒｃＶｃ）
がＶｃの上昇と共に上昇する曲線を示し、−符号はその
逆を示す。この鋭い極小値特性は、負帰還抵抗ＲＦと密
接な関係を持っており、本発明の主眼の一つでもある。

なお第１図に示すような負帰還抵抗ＲＦが無いところの
エミッタホロワ−形　コルピッツ形、クラップ形水晶発
振器で、ＲＥｔやＲＦ１１をそれぞれ独立に変化させて
実験したが、極小値曲線は全然得られず、またΔｆ＃（
Ｍｅ）値は前述の如く極めて大きな値で悪い特性を示し
た。

［４・１１２・−＋−ｂ］　　Ｉ？ａ、の決定第６図は
、実験でＲＢＩを変化させた場合のΔｒ／ｆ（ＶＣ）特
性曲線を示す。（ＲＦをなるべく小さく一定値として実
験している。）図示のように比較的鋭い極小値を持つΔ
ｒ／ｆ（’／Ｃ）特性曲線を得ることができる。極小点
でＲａ１＝　２７，２０８にΩでΔｒ＃（Ｖｃ）　＝−
１，２Ｘ　１０−”　（ＶＣ＝　２４〜４４Ｖ）　テあ
る。右曲線が−で左曲線が十となっている。

なお第５．６図”Ｃ’　Δｒ／ｒ（ｖｃ）＃１．４ｘ　
１０−”　（Ｖｃ＝２４〜４４ｖ）程度を得るためのＲ
ａｔ、　ＲＢＩ値の選定幅は約７０〜２２０Ω程度ある
ので、抵抗値の固定化は比較的容易である。

［４・ｌＬ　　４−　ｃ　］　　ＲＦの決定第７図は実
験でＲＦを変化させた場合のΔｒ／ｆｃＶｃ）特性曲線
を示す（ＲＦ２，ＲＦ、は共に一定値として実験してい
る。）。図示のようにＲＦの減少とともにΔｒ／ｆ（Ｖ
ｃ）が急減することが判る。ここではΔ「／！゛（Ｖｃ
）勾１．２Ｘ　１０°８（Ｖｃ＝　２４〜４４Ｖ）程度
を実現するようにＲＦ＝３１．１５にΩと決定する。

［４・Ｉ・２・−４−ｄ］　　Ｃ，の決定第８図の２曲
線は、実験でＣＩを変化した場合の八ｒＮｃＶｃ）特性
曲線を示す。（ＲＥ、、　ＲＦ、、ＲＦはそれぞれ一定
値として実験している。）図示のように０１”＝　４０
８ｐＦで極小値を示すので、０１舛４０８ｐＰと決定す
る。

このときΔｒ／ｒ（ＶＣ＞勺１．２Ｘ　１０−＠（Ｖｃ
＝　２４〜４４Ｖ）である。なおコレクタ負荷抵抗ＲＣ
は（第９図に示すように）実験的に比較的なだらかな極
小曲線を示すことより、ＲＣ丼１１にΩと選定する。

［４・１・３］　実験結果 第２図の実際回路でΔｒ／ｆ（ＶＣ，Ｔ、）特性を測定
した結果を第１０図に示す。電源電圧の約４５％変化に
対して、Δｆ／ｆ’（Ｖｃ）勺−１，４ｘ　ｔＯ−８（
Ｖｃ＝　２４〜４４Ｖ）程度であり、発振周波数変動は
約０．０１４Ｈ２となっている。理論値と回折で同傾向
である。従って電源電圧！■当たりのΔｆ／ｆは、Δｒ
／ｆ’／Ｖ＝　７　ｘ　１０−”／Ｖとなり極めて小さ
い値となっている。この値は従来知られているトランジ
スタ、コレクタ・エミッタ間容量発振器、エミッタポロ
ワー形、クラップ形、コルピッツ形ベース・エミッタ、
コレクタ・エミゾタ間容量発振器１分圧帰還形５コレク
タ・エミッタ間容量発振器、　Ａ、Ｇ、Ｃ，をかけたク
ラップ形、ベース・エミッタ、コレクタ・エミッタ間容
ち１発振器などにくらべて、Δｒ／ｆ／Ｖはそれぞれ１
、／４７２〜ｌ／１４２．　ｌ／９４〜１／２８．　ｌ
／９〜１／８程度小さい値となっている。これを発振周
波数安定度の観点よりみると、ΔＩＮ／Ｖの逆数が周波
数安定度の目安となるから、本回路方式の周波数安定度
は従来知られているところの上記の各発振方式にくらべ
て、それぞれ約４７２〜１４２倍、９４〜２８倍、９〜
８倍良好な安定特性を得ている。表２は各文献での電源
電圧ＩＶ当たりのΔＩ’　／　ｒ　／　Ｖを示ず。

また周囲温度の変化に対してはΔｆ／Ｉ’（Ｔ、）”−
５Ｘ　１０−”（Ｔａ−−５〜４−５５℃）程度である
。但し水晶振動子と容量とは室温で一定に保って実験し
ている。

これは能動素子のトランジスタ各パラメータの変化の影
響をどの程度減少させているかを観察することに重点を
おいたためである。安定指数Ｓ−θ１ｃ／（アＩｃｏ″
、２，２と小さくしており、またＲＦによる直交流の負
帰還を施しているので周囲温度の変化に対しては比較的
安定である。なお本発明の回路をＩＣ３化することは罎
めて容易である。

［４・ｌ、４］　　考察 本節では前述の周波数決定条件式（１２）式を用いて、
電＃ｉ電圧変化に対する発振周波数変動率特性曲線を計
算機を使って求める。まず第２図において、ＶＣが２４
〜４４Ｖに変化した場合のトランジスタの各部電圧など
の変化によるトランジスタパラメータの変化を考慮した
（１２）式の１４次方程式を作る。

これをコンピュータで収束計算して発振周波数ｆを求め
る。この擦取に示した表１の回路定数はｖｃに対して変
化しないものとする。

一方トランジスタパラメータはＶｃに応じて増減する。

すなわちエミッタ直流電流Ｉ９はＶｃに対して実１ｊｌ
Ｊ　ニ、ｋ　ｉ　ｉｉ’　ｌＥ＝　１．６６８Ｊ！Ａ（
Ｖｃ＝　４４Ｖ）　〜０．８７３Ｊ！Ａ（ＶＣ２４ｖ）
と変化する。またコレクタ・ベース間の直流電圧ｖｃ６
＝　１１．７４Ｖ（４４Ｖｃ）〜６．５Ｖ（２４ｖｃ）
と大きく変化する。ＣｃＯＣ’／（Ｂ　−”　”と仮定
する。またｒ。−ｋＴ・１０３／ｅ−１ａ（ｍＡ）　＝
　２５．６Ω／＋ａ（ｘＡ）としてＶ、よりＩＥを求め
ｒ、を算出する。

ここでｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｅは電子電
荷である。例えばＶｃ＝３２Ｖでは、ｒ　ｌｌ＋　Ｃｃ
。

αの実測値やｆ　Ｔ　ｌ　　ｒ　ｂのカタログ値は表３
に示す値となる。これらの数値を（１２）式に代入して
、ニュートン法により収束計算して発振周波数を得る。

するとＶｃ＝　３２Ｖ、　Ｔａ＝　２５℃での発振周波
数は、ｒ、（、ｓ、　＝　９９９８６７．７０１４Ｈ２
となる。この際トランジション周波数ｆｔはカタログの
ｆＴＩｗ特性曲線より求めている。第１１図（ａ）はΔ
ｒ／ｒ（ｖｃ）の実測値と計Ｗ値とを示す。計算値は（
１）ｒ　１１．、　Ｃｃ、　　ｒ　ｂ、　Ｌｒのすべて
がｖｃにたいして変化すると考えた場合、（２）　Ｃｃ
、　　ｒｂ、　ｆＴを一定値としてｒ、たけがＶｃにた
いして変化するとした場合、（３）同様にｃｃだけ、（
４）ｒ−だけ、（５）　「Ｔだけの５つの場合について
示しティる。（３）ノＣＣニよルΔｒ／ｒ（ＶＣ）と（
５）ノｆｒによるΔｆ＃（ｖｃ）の曲線は、共に上昇曲
線であり、この２者の和と、（２）のｒ、によるΔｆ’
＃（ＶＣ）と（４）のｒｂによるΔｒ／ｒ（ＶＣ）曲線
は共に下降曲線であり、この２者の和とは互いに相殺し
てΔｒ／ｆ（ＶＣ）を減少させている。（１）の曲線と
実測値とは同傾向でほぼ等しい値を示している（第１Ｏ
図参照）。このことより理論値と実測値との概略の一致
性を確かめることができた。従ってΔｒ／ｒｃＶ、）特
性に対してはｒ　ａ、Ｃｃ、ｒ　ｂ＋　ｆｔの影響か最
も強い。すなわちΔｒ／ｒ（ｖｃ）は本質的にΔｒｓ＃
ｅ、ΔＣＣ／ＣＣ、ΔｆＴ／ｆＴとΔｒｂ／ｒｂ、と１
こより変化していることが判明した。ゆえにＶ。に対ず
ろΔｆ／ｆ特性はエミッタ抵抗、コレクタ容量、ベース
抵抗、トランジンコン周波数の変化によって大きく影響
を受けていることが明らかとなった。すたＲＥｘ、　Ｒ
Ｂ１、　Ｃ２の変化によるΔｒＮｃＶｃ）の鋭い極小値
特性曲線は、主として、Δｒｓ／ｒ＊、ΔＣｃ／Ｃｃ、
　　Δｒ　ｂ／　ｒ　ｂ　＋　　Δ「Ｔ／ｆＴとによる
Δｒ／ｒ（ｖＣ）特性の相殺によって効果を発揮してい
ることが明らかとなった。しかも前述の如く、その極小
値を実現させるためのＲＢＩの変化幅にはゆとりかある
ので実際回路の設計は比較的容易である。

さらに第８図の１曲線は計算機による理論値であって、
容量Ｃ１を変化さＵた場合のΔＩ’／ｆ（ＶＣ）の特性
曲線を示す。図示のようにＣ４〜４０４ｐＦを中心にし
た鋭い極小値特性曲線を示している。またＣ１の増減と
とらにΔｆ／ｆ（ＶＣ）は大きくなっている。

しかも計算値と実測値とはほどよい一致性を示して共に
鋭い極小値特性曲線を示している。ちなみに第１図に示
す従来の回路方式では、理論的にら実験的にも極小値特
性曲線を得ることは不可能なのである。よって本発明の
回路構成がΔＩ’／ｆ（ＶＣ。

Ｔ、）を減少させることに秀れた方法であることか理論
的にも実験的にら証明された次第である。

以上述べた一連の傾向は次に述べるところのコルピッツ
形とクラップ形水晶発振器についてらおよその類推がで
きるであろう。

［４・２コ　請求項第２項（コルピッツ形水晶発振器）
について ［４・２．■］　　発振回路構成の特長と実際回路本発
明は、前述の従来の方法の欠点を除去した新しい構成法
によるコルピッツ形水晶発振器である。

第１２図に示すように本回路方式の特長としては、（１
）水温振動子１個と８晴２個からなる周波数決定回路を
エミッタよりベースへ正帰還さ仕ている。

（２）コレクタ負荷抵抗１１．を適当値となしコレクタ
よりベースヘ抵抗ＲＦを介して直交流の負帰還を施して
いる。（３）ベース抵抗ＲＢＩ値を選定している。

（４）容量Ｃ，，Ｃ，をかなり大きくシ、てΔｆ／ｆ’
（Ｖ、）を小さくしている。

「４・２，２１　　回路定数決定法 まずコレクタ負荷抵抗ＲＣは第９図よりＲＣ＃ｌｌｋΩ
程度とする。次にコレクタよりベースへの直交流の負帰
還用抵抗ＲＦは第７図と同じ方法によりＲＦ３０．５０
にΩと決める。ここでＲＥｔを変化さけてらΔｆ／ｆ（
ＶＣ）特性に極小値が現れないのである。ゆえに安定指
数Ｓを小さくするためＲＥ２：１０．８９８にΩと決め
る。第１３図は実験的にＲＢＩを変化させた場合のΔＩ
Ｎ（ＶＣ＞特性曲線を示す（ＲＰはなるべく小さくして
一定値とし、ＲＣｖ、　ＲＣを一定値として実験してい
る。）。図示のように比較的鋭い極小値を持つ曲線か得
られる。表・１に回路定数を示す。

［４・２．３］　　実験結果 第１２図の実際回路でΔｆ／ｆ’（Ｖｃ、　Ｔ、）特性
を測定した結果を第１４図に示す。電源電圧の約４５％
の変化に対し　”ＣΔｒＮ（Ｖｃ）　井＋　１．２Ｘ　
１Ｏ−８（Ｖｏ＝　２４〜４４Ｖ）程度であり発振周波
数変動は約０．０１２Ｈ２となっている。従って電源電
圧１ｖ当たりのΔｆ／ｆはΔＩＮ／Ｖ＝　６　Ｘ　１０
−１０／Ｖとなり、コノ値は従来知られている発振方式
等に比べて、Δｒ／ｒ／Ｖはそれぞれ１１５５０〜ｌ／
１６５．　！／１０９〜ｌ／３２．１／１０〜ｌ／９程
度小さい値となっている。一般にΔｒ／ｒ／Ｖの逆数か
周波数安定度の目安となるから本回路方式の周波数安定
度は従来知られているところの上記の各発振方式に比べ
て、それぞれ約５５０〜１６５倍、１０９〜３２倍、１
０〜９倍良好な安定特性を得ている。

また周囲温度の変化に対してはΔｌ’／ｆ（Ｔ、）→３
　ｘ　１０−”（Ｔ、＝　−５〜＋５５℃）程度である
。ただし水温振動子と容量とは室温で一定に保って実験
している。これは能動素子のトランジスタパラメータの
変化の影響をどのｆ？度減少さ仕ているかを観察するこ
とに重点をおいたためである。安定指数Ｓ＝θＩＣ／θ
Ｉ　ｃｏ舛１．８と小さくしており、またＲｐによる直
交流の負帰還を施しているので比較的安定である。

なお第１図（ｂ）に示すような、コレクタよりベースへ
のＲｒによる直交流の負帰還の無いところのいわゆる従
来方式によるコルピッツ形水晶発振器にて、ＲＥｔとＲ
ｏｌｌとを実験的に変化させてΔｆ／Ｉ’（ＶＣ）特性
を測定した結果、極小値特性曲線は得られなかった。

ゆえに本発明の回路構成がΔｆ／ｆ’（ＶＣ，Ｔ、）を
減少させるための秀れた方式であることが実証された次
第である。

［４・３］　請求項第３項（クラップ形水晶発振器）に
ついて ［４・３，１］　　発振回路構成の特長と実際回路本発
明は前述の従来の方法の欠点を除去した新しい構成法に
よるクラップ形水晶発振器である。

第１５図に示すように本回路方式の特長としては、（１
）水晶振動子１個と容量３個とからなる周波数決定回路
をエミッタよりベースへ正帰還させている。（２）コレ
クタ負荷抵抗ＲＣを適当値となし、コレクタよりベース
へ抵抗ＲＦを介して直交流の負帰還を施している。（３
）ベース抵抗ＲＢＩを変化させてΔｆ＃（Ｖｃ）特性が
極小値になるようにＲａｔ値を選定している。（４）容
量Ｃ，，Ｃ，をかなり大きくし、Ｃ３値をかなり小さく
して、Δｆ＃’（Ｖｏ）を小さくしている。

［４・３，２］　　回路定数決定法 まずコレクタ負荷抵抗Ｒ６は第９図よりＲＣ舛１１にΩ
程度とする。次にコレクタよりベースへの直交流の負帰
還用抵抗ＲＦは第７図と同じ方法によりＲ。

３４．４８にΩと決める。ここでＲＥ２を変化させても
Δｒ／ｒ＜Ｖｏ＞特性に極小値が現れない。ゆえに安定
指数Ｓを小さくするためＲＥ、勺１０．１ｌ１９８にΩ
と決める。

次にＲａｔを変化させるとΔｒ＃（Ｖｃ）特性は第１６
図に示すように極小値曲線となる（ＲＦはなるべく小さ
くして一定値とし、ＲＥ２．　ＲＣを一定値として実験
している。）。図示のごとく、Δｆ／ｆ（Ｖｃ）＃１．
０ｘ１０−８（ｖｃ＝２４〜４４ｖ）を得るため（７）
Ｒａｔ（７）許容範囲は１４００Ωなので、実際回路の
設計は比較的容易である。表５に回路定数を示す。

［４・３．３］　　実験結果 第１５図の実験回路でΔｆ／ｆ（ＶＣ，Ｔａ）特性を測
定した結果を第１７図に示Ｗ０電源電圧の約４５％の変
化に対してΔｒ＃（ＶＣ）＃　＋　１．ＯＸ　１０−’
（Ｖｃ＝　２４〜４４Ｖ）程度であり発振周波数変動は
約０．０１Ｈ２となっている。従って電源電圧！Ｖ当た
りのΔ「／ｆはΔｆＮ／Ｖ５　ｘ　１０−”／Ｖとなり
、この値は従来知られている発振方式等に比べて、Δｒ
Ｎ／Ｖはそれぞれ１７６６０〜１／１９８．１／１３１
〜１／３９．１／１２〜１／１１程度小さい値となって
いる。これを発振周波数安定度の観点よりみると、Δｒ
Ｎ／Ｖの逆数が周波数安定度の目安となるから、本回路
方式の周波数安定度は従来知られているところの上記の
各発振方式に比べて、それぞれ約６６０〜１９８倍、１
３１〜３９倍、　１２〜１１倍良好な安定特性を得てい
る。表２は各文献での電源電圧ｔＶ当たりのΔＩＮ／Ｖ
を示す−０また周囲温度の変化に対しては、Δｆ’／ｆ
（Ｔ、）　＃２．５Ｘ　１０−”（Ｔ、＝　−５〜＋５
５℃）程度である。但し水晶振動子と容量とは室温で一
定に保って実験している。

これは能動素子のトランジスタ各パラメータの変化の影
響をどの程度減少させているかを観察することに重点を
おいたためである。安定指数Ｓ−θ＋ｃ／θＩｃｏ井２
．０と小さくしており、またＲ、による直交流の負帰還
を施しているので周囲温度の変化に対しては比較的安定
である。なお本発明の回路を１．Ｃ，化することは極め
て良好である。

なお第１図（Ｃ）に示すような、コレクタよりベースへ
のＲＦによる直交流の負帰還の無いところのいわゆる従
来方式によるクラップ形水晶発振器において、ＲＥ！と
Ｒａｔとを実験的に変化させてΔＩ’／ｆ（ＶＣ）特性
を測定した結果、極小値特性曲線は得られなかった。

ゆえに本発明の回路構成がΔｆ＃（ｖｃ、　Ｔ、）を減
少させるための秀れた方式であることが実証された次第
である。

〔発明の効果〕

請求項１についての効果を説明する。

以上のように構成したエミッタ・ホロワ−形水晶発振器
においては、コレクタよりベー゛スヘ抵抗ＲＣ，ＲＦを
介して直交流の負帰還を施し、かつΔｆ／ｆ（ｖｃ）特
性曲線が下に凸の極小値特性を実現するように、エミッ
タ・アース間抵抗ＲＩ！２とベース・アース間抵抗Ｒａ
ｌとを選定しているので、ΔＩ’／ｆ’（Ｖ。

Ｔ、）特性は極めて小さい値となるから、電源電圧及び
周囲温度の変化に対セる発振周波数変動率が、従来の水
晶発振器に比べて極めて小さく、周波数安定度の良好な
トランジスタ・エミッタホロワー形水晶発振器を実現で
きた。

請求項２についての効果を説明する。

以上のように構成したコルピッツ水晶発振器においては
、コレクタよりベースへ抵抗Ｒ６，ＲＦを介して直交流
の負帰還を施し、ＲＥ２を比較的大きくして、Δｒ／ｆ
（ＶＣ）特性曲線が下に凸の極小値特性を実現するよう
に、ベース・アース間抵抗Ｒｈ＋を適当値に選定したの
で、Δｆ＃（ＶＣ，Ｔ、）特性は極めて小さい値となる
から、電源電圧及び周囲温度の変化に対する発振周波数
変動率が、従来の水晶発振器に比べて極めて小さく、周
波数安定度の良好なトランジスタ・コルピッツ形水温発
振器となる。

請求項３についての効果を説明する。

以上のように構成したクラップ水晶発振器においては、
コレクタよりベースへ抵抗ＲＣ、　ＲＦを介して直交流
の負帰還を施し、ＲＥ！を比較的大きな値とし、Δｒ／
ｌ’（ＶＣ）特性曲線が下に凸の極小値特性を実現する
ように、ベース・アース間抵抗ＲＦ１１を過当値に選定
したので、Δｒ／ｆ（ｖｏ、　Ｔ、）特性は極めて小さ
い値となるから、電源電圧及び周囲温度の変化に対する
発振周波数変動率が、従来の水晶発振器に比べて極めて
小さく、周波数安定度の良好なトランジスタ・クラップ
形水晶発振器となる。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、トランジス水晶発振
器の一例を示す回路図。 第２図は、本発明の一実施例を示す具体的回路図。 第３図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、水晶振動子の等価回
路を示す図。 第４図（ａ）は、第２図の交流的等価回路を示す図。 第４図（ｂ）は、ベース入力インピーダンスを示す図。 第５図は、抵抗ＲＥ２に対する発振周波数変動率特性曲
線を示す図。 第６図は、抵抗ＲＢ□に対する発振周波数変動率特性曲
線を示す図。 第７図は、抵抗ＲＦに対する発振周波数変動率特性曲線
を示す図。 第８図は、８債Ｃ３に対する発振周波数変動率特性曲線
を示す図。 第９図は、抵抗ＲＣに対する発振周波数変動率特性曲線
を示す図。 第１０図は、第２図に示した回路の電源電圧と周囲温度
の変化に対する発振周波数変動率特性を示す図。 第１１図（ａ）、（ｂ）は、第２図に示した回路の電源
電圧の変化に対する発振周波数変動率特性を示す図。 第１２図は、本発明の一実施例を示す具体的回路図。 第１３図は、抵抗Ｒａｌに対する発振周波数変動率特性
曲線を示す図。 第１４図は、第１２図に示した回路の電源電圧と周囲温
度の変化に対する発振周波数変動率特性を示す図。 第１５図は、本発明の一実施例を示す具体的回路図。 第１６図は、抵抗Ｒａｌに対する発振周波数変動率特性
曲線を示す図。 第１７図は、第１５図に示した回路の電源電圧と周囲温
度の変化に対する発振周波数変動率特性を示す図。 第１８図は、第２図に示した回路の回路定数と水晶振動
子の定数を示を表。 第１９図は、従来知ら机でいるところの各トランジス水
晶発振器の電源１は圧ＩＶ当たりの発振周波数変動率値
を示す表。 第２０図は、第２図に示した回路のし一３２Ｖの際のト
ランジス・パラメータ値を表す表。 第２１図は、第１２図に示した回路の回路定数と水晶振
動子の定数を示す表。 第２２図は、第１５図に示した回路の回路定数と水晶振
動子の定数を示す表。 昭和６３年１１月５日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ２　特許登録請求の範囲 １　ベース入力・エミッタ出力形トランジスタ１段増幅
   器にエミッタ・アース間に容量Ｃ＿１を接続して適当値
   となし、ベース・アース間に水晶振動子を接続し、かつ
   、コレクタよりベースへ抵抗Ｒ＿Ｆを介して直流と交流
   との負帰還を施し、この抵抗Ｒ＿Ｆの値をなるべく小さ
   くし、コレクタ負荷抵抗Ｒ＿Ｃ、ベース・アース間抵抗
   Ｒ＿Ｂ＿１とエミッタ・アース間抵抗Ｒ＿Ｅ＿２の抵抗
   値をそれぞれ適当値にしたことを特徴とするトランジス
   タ・エミッタホロワー形水晶発振器。 ２　ベース入力・エミッタ出力形トランジスタ１段増幅
   器にエミッタよりベースへ容量２個と水晶振動子１個か
   らなる周波数決定回路を正帰還させ、コレクタよりベー
   スへ抵抗Ｒ＿Ｆを介して直流と交流との負帰還を施し、
   抵抗Ｒ＿Ｆの値をなるべく小さくし、コレクタ負荷抵抗
   Ｒ＿Ｃとベース・アース間抵抗Ｒ＿Ｂ＿１の抵抗値を夫
   々適当値にしたことを特徴とするトランジスタ・コルピ
   ッツ形水晶発振器。 ３　ベース入力・エミッタ出力形トランジスタ１段増幅
   器にエミッタよりベースへ水晶振動子１個と水晶振動子
   と直列に接続される容量Ｃ＿３と水晶振動子と並列に接
   続される容量Ｃ＿１、Ｃ＿２の計３個の容量とからなる
   周波数決定回路を正帰還させ、コレクタよりベースへ抵
   抗Ｒ＿Ｆを介して直流と交流との負帰還を施し、抵抗Ｒ
   ＿Ｆの値をなるべく小さくし、コレクタ負荷抵抗Ｒ＿Ｃ
   とベース・アース間抵抗Ｒ＿Ｂ＿１とを夫々適当値にし
   、容量Ｃ＿３を他の容量Ｃ＿２、Ｃ＿１よりも小さい値
   にしたことを特徴とするトランジスタ・クラップ形水晶
   発振器。