JPH02131364A - 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電力変換器に係り、特に低損失の共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関する。

〔従来の技術〕

電源の小型軽量化および高効率化のためにスイッチング
電源が広く用いられている。しかし，現在、広く用いら
れているスイッチング電源は、基本的にＰＷＭ制御して
いる。このため、取り扱う電圧および電流波形が方形波
となり、次の問題点がある。

（１）スイッチング時におけるスイッチング素子での損
失が大きい。

（２）変換器の動作周波数の上限がスイッチング素子の
スイッチング時間に大きく依存する．（３）スイッチン
グノイズが発生しやすい。

これらの問題の解決策として、コンバータの一部に共振
素子を挿入して電圧波形あるいは電流波形を正弦波状に
し、スイッチング時のスイッチング素子の負担を軽減す
る共振型コンバータの開発が進んでいる。

この共振形コンバータの出力電圧を制御する方法として
、位相差制御方式がある。この方式の動作については特
開昭６３−１９０５５６号に詳細な記載があるが，以下
に第３図および第４図のタイムチャートを用いて簡単に
動作を説明する。

第３図は、共振型コンバータの主回路構成を示す。１は
直流電圧源、２〜５はスイッチ２ａ，３ａ，４ａ，５ａ
およびそれぞれのスイッチに逆並列に接続したダイオー
ド２ｂ，３ｂ，４ｂ，５ｂからなるアームであり、２〜
５によってインバータを構成する。１０はインダクタン
ス、１１はキャパシタンス、１３は１３ａ〜１３ｄのダ
イオードからなる余波整流回路、１４は全波整流回路１
３の出力を平滑するキャパシタンス、１５は負荷である
。

第４図において、（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）はそ
れぞれスイッチ２ａ，５ａ，３ａ，４ａのオン／オフ期
間を示す。図に示すように，スイッチ２ａとスイッチ５
ａは位相差αだけずれてオンし、スイッチ３ａとスイッ
チ４ａのオン期間も位相差αがある。また、スイッチ２
ａとスイッチ３ａ、およびスイッチ４ａとスイッチ５ａ
はそれぞれ１８０”の位相で交互にオンする。

以上の動作では、スイッチ２ａと５８が同時にオンして
いる期間（ｔ　ｂ　３〜ｔｂ４）．およびスイッチ３ａ
と４８が同時にオンしている期間（ｔｂ６〜ｔｂ７）だ
け電源から電力が供給されるので、インバータの出力電
圧波形ｖしは上記期間だけ電圧を正負の波高値とする方
形波となる。

したがって、スイッチ２ａとスイッチ５ａの位相差α、
あるいはスイッチ３ａとスイッチ４ａの位相差αを変化
すると、それぞれのスイッチが同時にオンする期間を変
化することができ、負荷に供給する電力を制御できる。

第５図に位相差と出力電圧との関係を示す． 〔発明が解決しようとする課題〕 まず、ターンオンが遅れないとスイッチ２ａと逆並列ダ
イオード２ｂからなる第１のアームおよびスイッチ３ａ
と逆並列ダイオード３ｂからなる第２のアームの動作に
注目する。第４図に示すように、第１のアームに流れる
電流はスイッチ２ａへのオン信号が入力される時点ｔｂ
ｌでは負である。したがって、このときにはスイッチ２
ａに印加する電圧はダイオード２ｂのオン電圧だけでほ
ぼ零である。電流が負から正に変化してスイッチ２ａに
電流が流れ始めるときのスイッチ２ａの損失はそのとき
の電圧と電流の積となるので零である。

しかし、スイッチ２ａがターンオフするときｔｂ４では
、スイッチ２ａの電流は正である。スイッチ２ａがター
ンオフを開始して電流が零になるまでの動作を第６図に
示すが、図に示すように電流が零になる前にスイッチの
電圧が増加し始めるので、この電流と電圧によってスイ
ッチ２ａは損失を生じる。上記の動作は第２のアームも
同様である。

この損失を低減するために，たとえば、第７図に示すよ
うにスイッチ２０と並列にキャパシタンス２１と抵抗２
２とからなる構成や第８図に示すようなキャパシタンス
２１と抵抗２２とダイオード２３からなる構成のスナバ
回路とよばれる回路を利用していた。これらのスナバ回
路を用いると、スイッチがターンオフするときの電圧の
立ち上がりが抑制されてターンオフ時のスイッチ損失が
低減できる。

しかし、以上のようなスナバ回路ではスイッチがオフし
ているときにキャパシタンス２１に蓄積された電荷はス
イッチ２０がターンオンするときに、スイッチ２０と抵
抗２２を介して放電されるので、抵抗２２によって損失
が生じる。抵抗２２はこのときの電流の最大値を抑制す
るものなので、抵抗２２がないと過大な電流が流れスイ
ッチを破壊する。

上記の抵抗２２による損失は、スイッチ２０がターンオ
ンとターンオフを繰り返すごとに生じるので、第３図の
ようなインバータにおいてはスイッチの損失がインバー
タの周波数に比例して増加する。特に共振形コンバータ
においては装置の小型軽量のために周波数を高くするこ
とが一般的であり、スイッチ損失が非常に大きくなる。

一方、ターンオンが遅れるスイッチ４ａと逆並列ダイオ
ード４ｂからなる第３のアームおよびスイッチ５ａと逆
並列ダイオード５ｂからなる第４のアームの動作を考察
する。

第４図に示す例では、スイッチ５ａのオン信号が出力さ
れている間（ｔ　ｂ　３〜ｔｂ６）のｔｂｓにスイッチ
の電流は零となり、ｔｂ５以後は負の電流が流れる。つ
まり、逆並列ダイオード５ｂに電流が流れる。

つぎに、ｔｂ６の時点でスイッチ５ａへのオン信号がな
くなり、スイッチ４ａがターンオンを開始する。すると
、それまで逆並列ダイオード５ｂを流れていた電流はス
イッチ４ａに転流し、逆並列ダイオード５ｂは逆バイア
スされてターンオフする。しかし、このとき、ダイオー
ドは瞬時にはターンオフすることができず、そのＰＮ接
合の接合容量を充電するまでダイオードにリカバリ電流
とよばれる電流が流れる。したがって、このリカバリ電
流が流れている間は第３のアームと第４のアームは短絡
されている状態と等しく、過大な電流が流れスイッチの
損失が増大するばかりでなく、スイッチを破壊すること
もある。この動作はスイッチ４ａがターンオフするとき
にも同様の動作をする。

以上のように第１のアームと第２のアームの動作と、第
３のアームと第４のアームとの動作は異なり、 （イ）第１および第２のアーム：スナバ回路による損失
の増大 （口）第３および第４のアーム：ダイオードのリカバリ
電流によるアーム短絡 という問題がある。

〔発明の目的〕

本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、その目的
は、 ■　インバータのスイッチング素子での損失を低減し、
効率の良い共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

■　インバータのアームのターンオン時の初期電流を負
とし、アーム短絡が生ずることを防止し，スイッチング
素子への過電流をなくし、スイッチング素子の破損等の
ない信頼性の良い共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

■　上記■，■に加えて、さらに、出力電圧の安定性の
良い共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

を提供することにある。

〔目的を達成するための手段〕

上記目的は以下の各発明によって達成され、目的の■お
よび■は以下の第一，第二発明により、そして目的の■
は以下の第三，第四発明により達成される。

第一発明は、 直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１のス
イッチおよびその負極に接続された第２のスイッチから
なる第１の直列接続体を有するとともに，正極に接続さ
れた第３のスイッチおよび負極に接続された第４のスイ
ッチからなり上記第１の直列接続体に並列接続された第
２の直列接続体を有し、さらに上記第１から第４のスイ
ッチにそれぞれ逆並列接続された第１から第４のダイオ
ードを有し、上記直流電源から直流を受電し、交流に変
換するインバータと， 上記インバータの出力に接続されたインダクタンスと、 上記インダクタンスに直列接続されたキャパシタンスと
、 上記インダクタンスとキャバシタンスとに直列接続され
出力と絶縁する変圧器と、 上記変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流
器の出力に接続された負荷とを有する共振形ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、 上記インバータの第１から第４のスイッチにそれぞれ並
列接続されたキャパシタンスと、上記負荷に印加する電
圧および負荷に流す電流の設定信号に応じて上記第１か
ら第４のスイッチの動作位相を制御する位相決定回路と
、上記負荷に印加する電圧および負荷に流す電流の設定
信号に応じて上記第１から第４のスイッチの動作周波数
を制御する周波数決定回路と、上記位相決定回路および
上記周波数決定回路からの出力信号に応じて上記インバ
ータの第１から第４のスイッチの動作位相および周波数
を制御する周波数位相制御回路とを設け、 上記インバータの第１のスイッチと第２のスイッチは１
８ｏ゜の位相差で交互にオンさせ、第３と第４のスイッ
チは同様に１８００の位相差でオンさせ、 第１のスイッチがターンオンしてから第４のスイッチが
ターンオンする位相差すなわち第２のスイッチがターン
オンしてから第３のスイッチがターンオンする位相差を
変化させることによって、上記負荷に供給する電力を制
御するとともに、上記インバータの第１から第４のスイ
ッチへオン信号が入力される時点では、第１から第４の
ダイオードに電流が流れているような周波数および位相
差で上記インバータを動作させることを特徴とし、 第二発明は、 直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１のス
イッチおよびその負極に接続された第２のスイッチから
なる第１の直列接続体を有するとともに、正極に接続さ
れた第３のスイッチおよび負極に接続された第４のスイ
ッチからなり上記第１の直列接続体に並列接続された第
２の直列接続体を有し、さらに上記第１がら第４のスイ
ッチにそれぞれ逆並列接続された第１から第４のダイオ
ードを有し、上記直流電源から直流を受電し交流に変換
するインバータと、 上記インバータの出力に接続されたインダクタンスと、 上記インダクタンスに直列接続されたキャパシタンスと
、 上記インダクタンスとキャパシタンスとに直列接続され
出力と絶縁する変圧器と、 上記変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流
器の出力に接続された負荷とを有する共振形ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、 上記インバータの第１から第４のスイッチにそれぞれ並
列接続されたキャパシタンスと、上記インバータの出力
電流を検出する電流検出器と、 上記電流検出器の出力信号からインバータの出力電流の
周波数に同期した信号を出力する周波数検出器と， 上記負荷に印加する電圧および負荷に流す電流の設定信
号に応じて上記第１から第４のスイッチの動作位相を制
御する位相決定回路と、この位相決定回路からの出力信
号および上記周波数検出器からの出力信号に応じて上記
インバータの動作周波数およびインバータの第１から第
４のスイッチの動作位相を制御する周波数位相制御回路
とを設け， 上記インバータの第１のスイッチと第２のスイッチは１
８０”の位相差で交互にオンさせ，第３と第４のスイッ
チは同様に１８０゜の位相差でオンさせ、 第１のスイッチがターンオンしてから第４のスインチが
ターンオンする位相差すなわち第２のスイッチがターン
オンしてから第３のスイッチがターンオンする位相差を
変化させることによって、上記負荷に供給する電力を制
御することを特徴とする。

第三発明は、 直流電源と，この直流電源の正極に接続された第１のス
イッチおよびその負極に接続された第２のスイッチから
なる第１の直列接続体を有するとともに、正極に接続さ
れた第３のスイッチおよび負極に接続された第４のスイ
ッチからなり上記第１の直列接続体に並列接続された第
２の直列接続体を有し、さらに上記第１から第４のスイ
ッチにそれぞれ逆並列接続された第１から第４のダイオ
ードを有し、上記直流電源から直流を受電し、交流に変
換するインバータと、 上記インバータの出力に接続されたインダクタンスと、 上記インダクタンスに直列接続されたキャパシタンスと
、 上記インダクタンスとキャパシタンスとに直列接続され
出力と絶縁する変圧器と、 上記変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流
器の出力に接続された負荷とを有する共振形ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、 上記インバータの第１から第４のスイッチにそれぞれ並
列接続されたキャパシタンスと、上記負荷に印加する電
圧および負荷に流す電流の設定信号に応じて上記第１か
ら第４のスイッチの動作周波数を制御する周波数決定回
路と、上記負荷に印加された電圧を検出する分圧器と、
この分圧器からの検出信号および予め設定した目標電圧
信号を入力してその差を増幅するとともにこの誤差によ
って上記インバータの第１から第４のスイッチの動作位
相を決める誤差増幅回路と、この誤差増幅回路からの出
力信号および上記周波数決定回路からの出力信号に応じ
て上記インバータの動作周波数およびインバータの第１
から第４のスイッチの動作位相を制御する周波数位相制
御回路とを設け、 上記インバータの第１のスイッチと第２のスイッチは１
８ｏ６の位相差で交互にオンさせ、第３と第４のスイッ
チは同様に１８００の位相差でオンさせ、 第１のスイッチがターンオンしてから第４のスイッチが
ターンオンする位相差すなわち第２のスイッチがターン
オンしてから第３のスイッチがターンオンする位相差を
変化させることによって、上記負荷に供給する電力を制
御するとともに、上記インバータの第１から第４のスイ
ッチへオン信号が入力される時点では、第１から第４の
ダイオードに電流が流れているような周波数で上記イン
バータを動作させることを特徴としている。

そして、第四発明は、 直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１のス
イッチおよびその負極に接続された第２のスイッチから
なる第１の直列接続体を有するとともに、正極に接続さ
れた第３のスイッチおよび負極に接続された第４のスイ
ッチからなり上記第１の直列接続体に並列接続された第
２の直列接続体を有し、さらに上記第１から第４のスイ
ッチにそれぞれ逆並列接続された第１から第４のダイオ
ードを有し、上記直流電源から直流を受電し、交流に変
換するインバータと、 上記インバータの出力に接続されたインダクタンスと、 上記インダクタンスに直列接続されたキャパシタンスと
、 上記インダクタンスとキャパシタンスとに直列接続され
出力と絶縁する変圧器と、 上記変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流
器の出力に接続された負荷とを有する共振形ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、 上記インバータの第１から第４のスイッチにそれぞれ並
列接続されたキャパシタンスと、上記インバータの出力
電流を検出する電流検出器と、 上記電流検出器の出力信号からインバータの出力電流の
周波数に同期した信号を出力する周波数検出器と、 上記負荷に印加する電圧を検出する分圧器と、この分圧
器からの検出信号および予め設定した目標電圧信号を入
力してその差を増幅するとともにこの誤差によって上記
インバータの第１から第４のスイッチの動作位相を決め
る誤差増幅位相決定回路と、 この誤差増幅位相決定回路からの出力信号および上記周
波数検出器からの出力信号に応じて上記インバータの動
作周波数およびインバータの第１から第４のスイッチの
動作位相を制御する周波数位相制御回路とを設け、 上記インバータの第１のスイッチと第２のスイッチは１
８０６の位相差で交互にオンさせ、第３と第４のスイッ
チは同様に１８０゜の位相差でオンさせ、 第１のスイッチがターンオンしてから第４のスイッチが
ターンオンする位相差すなわち第２のスイッチがターン
オンしてから第３のスイッチがターンオンする位相差を
変化させることによって、上記負荷に供給する電力を制
御することを特徴とする。

〔本発明の技術的原理〕

本発明は上記の（イ），（口）の問題点を解決する技術
的原理によりなされている。そこで、まずその原理を説
明する。

まず、（１）第１のアームと第２のアーム：スナバ回路
による損失の増大を解決する。第７図や第８図に示すス
ナバ回路ではキャパシタンスの電荷を放電するときに抵
抗によって損失を生じた。

ここで、再び第１のアームと第２のアームの動作を考察
する．先にも述べたように、第４図に示す通り第１のア
ームへのオン信号が入力されるときにはそれぞれのスイ
ッチに電流が流れる前に逆並列ダイオードに電流が流れ
る。このため、逆並列ダイオードに電流が流れた時点で
そのアームに印加される電圧は零となる．したがって、
このような動作をする場合には第７図や第８図のように
キャパシタンスの電荷を消費するための抵抗が不要であ
ることがわかる．つまり，第１０図のようにスイッチと
並列にキャパシタンスを接続する構成でも、ターンオフ
時の電圧の立ち上がりを抑制でき、逆並列ダイオードに
電流が流れ始める前に，キャパシタンスの電荷を負荷電
流とともに放電することが可能となる。

つぎに、（２）第３のアームと第４のアーム：ダイオー
ドのリカバリ電流によるアーム短絡を考える。

第１１図はインバータの周波数と第３あるいは第４のア
ームにオン信号が入力されたときの初期電流の値（以下
、単にアームの初期電流と記す。）との関係を示す。図
示のようにインバータの周波数が高くなると，アームの
初期電流は正から負へ移行する。つまり、アームの初期
電流が負となることは第１のアームおよび第２のアーム
と同様の動作となるので、アーム短絡も生ずることなく
第１のアームおよび第２のアームと同様のスナバ回路に
よって，損失を低減できる。

以上のように、電力制御のために位相差制御するとき、
インバータの動作周波数を変化することによって、イン
バータの４つのアームのターンオン時の初期電流を負に
することができるので，（１）ターンオンにおいて、ス
イッチの印加電圧が零であり、電流も零であるので、ス
イッチ損失を零にできる。

（２）ターンオフにおいてアームと．並列に接続したキ
ャパシタンスの電荷を負荷電流とともに放電できスナバ
回路の損失が零となる。

（３）ターンオフにおいてアームと並列に接続したキャ
パシタンスによって，スイッチに印加する電圧の立ち上
がりを遅くでき、スイッチ損失が低．減できる。

となるので、低損失で、スイッチ素子の負担が少ないコ
ンバータを構成が可能となる。

第１２図には位相差と出力電圧およびアームのターンオ
ン時の初期電流を負にすることができる周波数との関係
を示す。なお、周波数はインバータ周波数Ｆｉと共振周
波数ＦＯとの比Ｆ　ｉ　／　Ｆ　ｏで示した。

〔作用〕

本発明の作用を以下に説明する。第一発明は、出力電圧
および負荷電流の組み合わせによって、インバータの４
つのアームのターンオン時の初期電流を負にすることが
できる周波数および位相差を生成して、設定された出力
電圧および負荷電流に対応して、前記周波数および位相
差にしたがって、インバータを動作させるものである。

第二発明は、出力電圧および負荷電流の組み合わせによ
って、インバータの位相差を生成して、設定された出力
電圧および負荷電流に対応して、前記位相差にしたがっ
て、インバータを動作させる。また、インバータの出力
電流が零となる時点を検出してその時点に同期させてイ
ンバータを動作させることでインバータの４つのアーム
のターンオン時の初期電流を負にするようにしたもので
ある。

第三発明は、出力電圧および負荷電流の組み合わせによ
って位相差が変化してもインバータの４つのアームのタ
ーンオン時の初期電流を負にすることができる周波数を
生成して、設定された出力電圧および負荷電流に対応し
て、前記周波数にしたがって、インバータを動作させる
ものである．出力電圧の安定化は出力電圧を検出し，フ
ィードバック制御によって位相差を変化させて行う。

第四発明は、第二発明と第三発明とを組み合わせたもの
である。つまり、出力電圧の安定化はフィードバック制
御を用い、インバータの出力電流を検出し，その零の時
点に同期させてインバータを動作させることでインバー
タの４つのアームのターンオン時の初期電流を負にする
ようにしたものである。

〔実施例〕

第１図に本発明の第一の実施例を示す。５１は直流電源
，５２〜５５はベース電流を流すことによってターンオ
ンするトランジスタ、５６〜５９は５２〜５５のトラン
ジスタにそれぞれ逆並列接続するダイオードであり、５
２と５６で第１のアーム、５３と５７と第２のアーム、
５４と５８で第３のアーム、５５と５９で第４のアーム
を構成し、第１から第４のアームによってインバータ４
０を構成する。６７はコンデンサ、６８はインダクタン
スでありコンデンサ６７とともに共振回路を形成する。

６０は高圧変圧器、６１〜６４はダイオードであり、高
圧変圧器６０の出力電圧を余波整流する整流器４１を構
成する。６５は整流器４１の出力電圧を負荷であるＸ線
管６６に印加するための高電圧ケーブルの静電容量であ
る。静電容量６５には整流器４１の出力電圧の平滑作用
がある。

７０はＸ線管６６に印加する電圧（以下、管電圧と記す
。）およびＸ線管６６に流す電流（以下、管電流と記す
。）に対応した信号によってトランジスタ５２〜５５の
動作位相を決める位相決定回路、７６は管電圧および管
電流に対応した信号によってトランジスタ５２〜５５の
動作周波数を決める周波数決定回路、７１は位相決定回
路７０および周波数決定回路７３の信号に応じてトラン
ジスタ５２〜５５の動作する位相および周波数に対する
信号をＸ線曝射信号によって出力する周波数位相制御回
路、７２〜７５はそれぞれ位相制御回路からの信号にし
たがってトランジスタ５２〜５５を駆動する駆動回路で
ある。

第１図の動作は次の通りである。

管電圧および管電流が決まると，管電圧に対応した管電
圧設定信号Ｓ１．および管電流に対応した管電流設定信
号Ｓ２を位相決定回路７０および周波数決定回路７６に
入力する６位相決定回路７０では管電圧信号Ｓｌおよび
管電流信号Ｓ２から負荷抵抗値を求め、負荷抵抗値と管
電圧とから第５図の関係を用いてインバータ４０のトラ
ンジスタの動作位相差α（以下，インバータの位相と略
記す。）を決定する。また，周波数決定回路７６では管
電圧信号Ｓ１から第１２図の関係を用いてインバータ４
０のトランジスタの動作周波数Ｆｉ／Ｆｏ（以下、イン
バータの周波数と略記す。）を決定する。以上の動作位
相および動作周波数に応じた信号が周波数位相制御回路
７１に入力され、周波数位相制御回路７１ではこの信号
からそれぞれのトランジスタ５２〜５５がターンオンお
よびターンオフする信号を作る．Ｘ線曝射信号Ｓ４が周
波数位相制御回路７１に入力されると，トランジスタ５
２〜５５がターンオンおよびターンオフする信号が駆動
回路７２〜７５へ出力され、駆動回路７２〜７５は周波
数位相制御回路７１からの信号にしたがってトランジス
タ５２〜５５を駆動する。トランジスタ５２〜５５が動
作を開始すると、第２図のような共振電流が高圧変圧器
６ｏに流れ、Ｘ線管６６には設定した管電圧が印加され
、管電流が流れる。第２図では各アームへオン信号が入
力される時点と電流をみると、１）第１のアームへのオ
ン信号の開始：Ｔａｌ・・・第１のアームのスイッチ５
２のターンオン：Ｔａ３ ２）第４のアームへのオン信号の開始：Ｔａ２・・・第
４のアームのスイッチ５５のターンオン：Ｔａ３ ３）第２のアームへのオン信号の開始：Ｔａ４・・・第
２のアームのスイッチ５３のターンオン：Ｔａ６ ４）第３のアームへのオン信号の開始：Ｔａ５・・・第
３のアームのスイッチ５４のターンオン：Ｔａ６ となるように、すべて負になっている。

本実施例では、出力電圧および負荷電流の組み合わせに
よって予めインバータの４つのアームのターンオン時の
初期電流を負にすることができる周波数および位相差を
生成可能としたので、設定された出力電圧および負荷電
流に対応した周波数および位相差にしたがって、インバ
ータを動作させるので，インバータのスイッチの損失を
低減でき、低損失のコンバータを構成できる。

なお、位相決定回路７０，周波数決定回路７６は第５図
，第１２図のような関係をテーブル化したメモリ、また
は関数発生器あるいはオペアンプなどで容易に構成でき
るので詳細な説明は省略する。

第１３図に本発明の第二の実施例を示す。図中、４０，
４１．５１〜６８．７０〜７５は第１図と同種のもので
あるので説明を省略する。１００はインバータ４０の出
力電流を検出する電流検出器、１０１は電流検出器１０
０の出力信号に同期した方形波を出力する周波数検出器
である。１０２は位相決定回路７０からの位相差信号と
周波数検出器１０１の出力信号に応じてトランジスタ５
２〜５５の動作する位相および周波数に対する信号をＸ
線曝射信号Ｓ４によって出力する周波数位相制御回路で
ある。

また、第１４図は周波数位相制御回路１０２の構成図で
ある。１１０および１１６は２つの入力方形波の位相差
を検出する位相比較器、１１１は位相比較器１１０の出
力を平滑し、１１７は位相比較器１１６の出力を平滑す
るローバスフィルタ（以下、ＬＰＦ），１１２，１１８
は入力電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振
器（以下、ＶＣ○）．１１３および１１９はＶＣＯの出
力をそのまま出力するバツファ、１１４および１２０は
入力信号の否定を出力するインバータ、１１５は信号を
遅延する遅延回路である。１３０および１３１はＡＮＤ
回路である。

第１４図の周波数位相制御回路１０２の動作は次の通り
である。位相比較器１１０外部から入力された方形波信
号ｆとＶＣＯ　１　１　２の出力信号が遅延した信号Ｘ
とが比較され、ＬＰＦＩＩＩで平滑されてｖＣＯ１１２
に入力される。Ｖ　Ｃ　０１１２はＬＰＦＩＩＩの出力
電圧に応じて発振する。このような構成は、ｖＣ○１１
２は位相比較器１１０へ外部から入力された方形波信号
と同期した等しい周波数で発振する、いわゆるＰ　Ｌ　
Ｌ　（ＰｈａｓｅＬｏｃｋ　Ｌｏｏｐ）である。また、
位相比較器１１６，ＬＰＦ１１７およびｖＣＯ１１８で
構成されるＰＬＬではｖＣ○１１８の出力信号がそのま
ま位相比較器１１６の他の入力信号又と比較され、ＬＰ
Ｆ１１７には外部から位相制御信号Ｐが入力されている
。この構成では、ＶＣＯ　１　１　８は信号Ｘと等しい
周波数で発振するとともに信号Ｘと位相制御信号ｐに応
じた位相差の信号を出力できる。

Ｘ線曝射信号ｓ４が入力されるとインバータの４つのア
ームへのオン信号が出力されて陽射が開始する。

以上の構成によって、第１３図の動作は次の通りである
。

管電圧および管電流が決まると、管電圧に対応した管電
圧設定信号Ｓ１、および管電流に対応した管電流設定信
号Ｓ２を位相決定回路７０に入力する。位相決定回路７
０では管電圧信号および管電流信号から負荷抵抗値を求
め、負荷抵抗値と管電圧とから第５図の関係を用いてイ
ンバータ４０の動作位相αを決定する。この動作位相α
に対応した位相制御信号ｐが周波数位相制御回路１０２
に入力される。

Ｘ線曝射信号Ｓ番が周波数位相制御回路１０２に入力さ
れると、トランジスタ５２〜５５がターンオンおよびタ
ーンオフする信号ａ　−　ｄが駆動回路７２〜７５へ出
力され、駆動回路７２〜７５は周波数位相制御回路１０
２からの信号にしたがってトランジスタ５２〜５５を駆
動する。トランジスタ５２〜５５が動作を開始すると、
第２図のような共振電流が高圧変圧器６０に流れる。す
ると、このインバータ電流を電流検出器１００が検出し
、インバータ電流に同期した方形波信号ｆが周波数位相
制御回路１０２に入力され、その周波数に同期してイン
バータが動作を開始する。Ｘ線管６６には設定した管電
圧が印加され、管電流が流れる．本発明の実施例は、出
力電圧および負荷電流の組み合わせによって予めインバ
ータの位相差を生成可能としたので、設定された出方電
圧および負荷電流に対応した位相差にしたがって、イン
バータを動作させる．また、周波数検出器によってイン
バータの出力電流が零となる時点を検出してその時点に
同期させてインバータを動作させることでインバータの
４つのアームのターンオン時の初期電流を負にするよう
にしたものである。したがって、負荷変動などによる共
振周波数の変動があってもそれに応じてインバータ周波
数を変化することができ、インバータのスイッチにとっ
て常に最適に動作できる。

第１５図に本発明の第三の実施例を示す。５１〜６８．
７１〜７６は第１図と同種のものであるので説明を省略
する。

８０はＸ線管６６に印加する管電圧を検出するための分
圧器、８１は分圧器で検出した信号を制御回路で使用す
るために適した信号に変換する信号変換器、８２は信号
変換器からの信号と、設定した管電圧に対応する管電圧
設定信号との差によってインバータ４０の位相を決める
位相決定回路である。

第１５図の動作は次の通りである。

管電圧が決まるとその電圧に対応した管電圧設定信号Ｓ
１を位相決定回路８２に入力する。一方、位相決定回路
８２には、分圧器８０で検出した管電圧に対応した信号
変換器８１からの管電圧検出信号が入力されている。位
相決定回路８２ではこの２つの信号の差に対応してイン
バータ４０の位相αを決める。Ｘ線曝射開始前は、管電
圧設定信号Ｓｚに対して管電圧検出信号は零であるので
最大電力が供給できるようにインバータ４０の位相αは
零である。

周波数決定回路７６では管電圧設定信号Ｓ１から第１２
図の関係を用いてインバータのトランジスタの動作周波
数Ｆｉ（以下、インバータの周波数と略記す。）を決定
する。以上の動作周波数に応じたＸ線曝射信号Ｓ４が周
波数位相制御回路７１に入力されると、周波数位相制御
回路７１は位相決定回路８２からの信号に応じたトラン
ジスタ５２〜５５がターンオンおよびターンオフする信
号を駆動回路７２〜７５へ出方し，駆動回路７２〜７５
は周波数位相制御回路７１がらの信号にしたがってトラ
ンジスタ５２〜５５を駆動する。

トランジスタ５２〜５５が動作を開始すると、第２図の
ような共振電流が高圧変圧器に流れて、Ｘ線管６６には
管電圧が印加し始め、管電流が流れる。管電圧が設定し
た値に近づくと管電圧設定信号と管電圧検出信号との差
が小さくなるので、位相決定回路８２はインバータ４０
の位相αを大きくするように動作し、直流電源５１から
の電カ供給を少なくする。管電圧が設定した値とほぼ等
しくなると設定した管電圧および管電流による電力に等
しい電力が直流電源５１から供給できる位相でインバー
タは動作する。

本実施例では、出力電圧および負荷電流の組み合わせに
よって位相差が変化してもインバータの４つのアームの
ターンオン時の初期電流を負にすることができる周波数
を生成可能としたので、設定された出力電圧および負荷
電流に対応した周波数にしたがってインバータの動作が
可能なものであり，出力電圧の安定化は出力電圧を検出
し、フィードバック制御によって位相差を変化させて行
うので、より精度よい管電圧を得ることができる。

第１６図に本発明の第四の実施例を示す。５１〜６８．
７１〜７５は第１図と同種のものであるので説明を省略
する。また、８０〜８２は第１５図と同種のものであり
、１００〜１０２は第１３図と同種のものである。

本発明は第１３図と第１５図を組み合わせたものであり
、詳細な動作の説明を省略する。管電圧の制御は検出し
た実測値をフィードバックして制御し、周波数はインバ
ータ電流を検出してインバータのアームの初期電流が負
となるような周波数で動作させるので、負荷変動や経時
変化によって個々のパラメータが変化しても安定して精
度よい制御が可能となる。

なお、本発明は上記実施例に限定されることなく、発明
の主旨の範囲で応用できることは言うまでもない。たと
えば、インバータに用いたスイッチング素子はトランジ
スタは、ＧＴＯを使用することもできるし，さらに高周
波化するにはＭ（ＩｓＦＥＴ　，ＩＧＢＴ，ＳＩトラン
ジスタ，ＳＩサイリスタなどを適用できる。

インバータの直流電圧は商用電源を整流したものやバツ
テリなどから得られることはいうまでもない。

また、第１図乃至第１６図に示す実施例の周波数位相制
御回路７１，１０２は通常の比例一積分制御が一般的で
あるが、一度デイジタル値に変換してソフトウエアによ
る制御を適用することも可能である。

負荷対象もＸ線管だけでなく、一般のＤＣ−ＤＣコンバ
ータに適応しても有効である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、インバータのアームの初期電流を負に
することによって、キャパシタンスだけでアームに印加
する電圧の立ち上がりを抑制するスナバ回路を構成して
インバータのスイッチ素子の損失をほとんど零にするこ
とができ、スナ／＜回路の損失も零にすることができる
ので、効率のよいＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。

また、インバータの各アームのターンオン時の初期電流
を負とするようにインバータの動作周波数及び動作位相
差を設定するため、アーム短絡が生ずることがなくなり
、したがってスイッチング素子へ過大な電流が流れるこ
とがなくなるので、スイッチング素子の破損のない信頼
性の良５１共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる。

さらに，実際に負荷に印加された電圧を検出し、それを
インバータの動作位相決定にフイードＡツクするため管
電圧の精度が向上するとともに安定性が向上した共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一の実施例の回路図、第２図は本発
明の動作を説明するタイムチャート図、第３図は従来の
共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図、第４図は第３図
の動作を説明するタイムチャート図，第５図は位相差制
御方式における位相差と出力電圧との関係を負荷抵抗を
パラメータとして表わした図、第６図はスナバ回路を用
いないときのターンオフ波形図、第７図はスナバ回路の
一例図、第８図はスナバ回路の一例図、第９図はスナバ
回路を用いたときのターンオフ波形、第１０図は本発明
に用いるスナバ回路図、第１１図はインバータ周波数と
インバータアームの初期電流との関係図、第１２図は位
相差と出力電圧および初期電流を負にするインバータ周
波数との関係図、第１３図は本発明の第二の実施例、第
１４図は周波数位相制御回路の一構成例を示すブロック
図、第１５図は本発明の第三の実施例，第１６図は本発
明の第四の実施例。 ４０・・・インバータ、５１・・・直流電源、５２〜５
５・・・トランジスタ、５６〜５９・・・ダイオード、
６０・・・変圧器、６１〜６４・・・ダイオード、６５
．６７・・・キャパシタンス、６８・・・インダクタン
ス、７０，８２・・・位相決定回路、７１，１０２・・
・周波数位相制御回路、７６・・・周波数決定回路、１
００・・・電流検出器、１０１・・・周波数検出器。 茶 口 ＆旬差〆 享７ 図 第 コ 茶 乙 霞 ７−ン才フ關姶 ７−ン才フ岡始 某 Ｉ 囚

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１
   のスイッチおよびその負極に接続された第２のスイッチ
   からなる第１の直列接続体を有するとともに、正極に接
   続された第３のスイッチおよび負極に接続された第４の
   スイッチからなり上記第１の直列接続体に並列接続され
   た第２の直列接続体を有し、さらに上記第１から第４の
   スイッチにそれぞれ逆並列接続された第１から第４のダ
   イオードを有し、上記直流電源から直流を受電し交流に
   変換するインバータと、上記インバータの出力に接続さ
   れたインダクタンスと、 上記インダクタンスに直列接続されたキャパシタンスと
   、 上記インダクタンスとキャパシタンスとに直列接続され
   出力と絶縁する変圧器と、 上記変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流
   器の出力に接続された負荷とを有する共振形ＤＣ−ＤＣ
   コンバータにおいて、 上記インバータの第１から第４のスイッチにそれぞれ並
   列接続されたキャパシタンスと、上記負荷に印加する電
   圧および負荷に流す電流の設定信号に応じて上記第１か
   ら第４のスイッチの動作位相を制御する位相決定回路と
   、上記負荷に印加する電圧および負荷に流す電流の設定
   信号に応じて上記第１から第４のスイッチの動作周波数
   を制御する周波数決定回路と、上記位相決定回路および
   上記周波数決定回路からの出力信号に応じて上記インバ
   ータの第１から第４のスイッチの動作位相および周波数
   を制御する周波数位相制御回路とを設け、 上記インバータの第１のスイッチと第２のスイッチは１
   ８０°の位相差で交互にオンさせ、第３と第４のスイッ
   チは同様に１８０°の位相差でオンさせ、 第１のスイッチがターンオンしてから第４のスイッチが
   ターンオンする位相差すなわち第２のスイッチがターン
   オンしてから第３のスイッチがターンオンする位相差を
   変化させることによつて、上記負荷に供給する電力を制
   御するとともに、 上記インバータの第１から第４のスイッチへオン信号が
   入力される時点では、第１から第４のダイオードに電流
   が流れているような周波数および位相差で上記インバー
   タを動作させることを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコン
   バータ。 ２、上記負荷はＸ線管であることを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ。 ３、直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１
   のスイッチおよびその負極に接続された第２のスイッチ
   からなる第１の直列接続体を有するとともに、正極に接
   続された第３のスイッチおよび負極に接続された第４の
   スイッチからなり上記第１の直列接続体に並列接続され
   た第２の直列接続体を有し、さらに上記第１から第４の
   スイッチにそれぞれ逆並列接続された第１から第４のダ
   イオードを有し、上記直流電源から直流を受電し交流に
   変換するインバータと、上記インバータの出力に接続さ
   れたインダクタンスと、 上記インダクタンスに直列接続されたキャパシタンスと
   、 上記インダクタンスキャパシタンスとに直列接続され出
   力と絶縁する変圧器と、 上記変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流
   器の出力に接続された負荷とを有する共振形ＤＣ−ＤＣ
   コンバータにおいて、 上記インバータの第１から第４のスイッチにそれぞれ並
   列接続されたキャパシタンスと、上記インバータの出力
   電流を検出する電流検出器と、 上記電流検出器の出力信号からインバータの出力電流の
   周波数に同期した信号を出力する周波数検出器と、 上記負荷に印加する電圧および負荷に流す電流の設定信
   号に応じて上記第１から第４のスイッチの動作位相を制
   御する位相決定回路と、この位相決定回路からの出力信
   号および上記周波数検出器からの出力信号に応じて上記
   インバータの動作周波数およびインバータの第１から第
   ４のスイッチの動作位相を制御する周波数位相制御回路
   とを設け、 上記インバータの第１のスイッチと第２のスイッチは１
   ８０°の位相差で交互にオンさせ、第３と第４のスイッ
   チは同様に１８０°の位相差でオンさせ、 第１のスイッチがターンオンしてから第４のスイッチが
   ターンオンする位相差すなわち第２のスイッチがターン
   オンしてから第３のスイッチがターンオンする位相差を
   変化させることによつて、上記負荷に供給する電力を制
   御することを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ。 ４、上記負荷はＸ線管であることを特徴とする特許請求
   の範囲第３項記載の共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ。 ５、直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１
   のスイッチおよびその負極に接続された第２のスイッチ
   からなる第１の直列接続体を有するとともに、正極に接
   続された第３のスイッチおよび負極に接続された第４の
   スイッチからなり上記第１の直列接続体に並列接続され
   た第２の直列接続体を有し、さらに上記第１から第４の
   スイッチにそれぞれ逆並列接続された第１から第４のダ
   イオードを有し、上記直流電源から直流を受電し交流に
   変換するインバータと、上記インバータの出力に接続さ
   れたインダクタンスと、 上記インダクタンスに直列接続されたキャパシタンスと
   、 上記インダクタンスとキャパシタンスとに直列接続され
   出力と絶縁する変圧器と、 上記変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流
   器の出力に接続された負荷とを有する共振形ＤＣ−ＤＣ
   コンバータにおいて、 上記インバータの第１から第４のスイッチにそれぞれ並
   列接続されたキャパシタンスと、上記負荷に印加する電
   圧および負荷に流す電流の設定信号に応じて上記第１か
   ら第４のスイッチの動作周波数を制御する周波数決定回
   路と、上記負荷に印加された電圧を検出する分圧器と、 この分圧器からの検出信号および予め設定した目標電圧
   信号を入力してその差を増幅するとともにこの誤差によ
   つて上記インバータの第１から第４のスイッチの動作位
   相を決める誤差増幅回路と、 この誤差増幅回路からの出力信号および上記周波数決定
   回路からの出力信号に応じて上記インバータの動作周波
   数およびインバータの第１から第４のスイッチの動作位
   相を制御する周波数位相制御回路とを設け、 上記インバータの第１のスイッチと第２のスイッチは１
   ８０°の位相差で交互にオンさせ、第３と第４のスイッ
   チは同様に１８０°の位相差でオンさせ、 第１のスイッチがターンオンしてから第４のスイッチが
   ターンオンする位相差すなわち第２のスイッチがターン
   オンしてから第３のスイッチがターンオンする位相差を
   変化させることによつて、上記負荷に供給する電力を制
   御するとともに、上記インバータの第１から第４のスイ
   ッチへオン信号が入力される時点では、第１から第４の
   ダイオードに電流が流れているような周波数で上記イン
   バータを動作させることを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣ
   コンバータ。 ６、上記負荷はＸ線管であることを特徴とする特許請求
   の範囲第５項記載の共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ。 ７、直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１
   のスイッチおよびその負極に接続された第２のスイッチ
   からなる第１の直列接続体を有するとともに、正極に接
   続された第３のスイッチおよび負極に接続された第４の
   スイッチからなり上記第１の直列接続体に並列接続され
   た第２の直列接続体を有し、さらに上記第１から第４の
   スイッチにそれぞれ逆並列接続された第１から第４のダ
   イオードを有し、上記直流電源から直流を受電し、交流
   に変換するインバータと、上記インバータの出力に接続
   されたインダクタンスと、 上記インダクタンスに直列接続されたキャパシタンスと
   、 上記インダクタンスとキャパシタンスとに直列接続され
   出力と絶縁する変圧器と、 上記変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流
   器の出力に接続された負荷とを有する共振形ＤＣ−ＤＣ
   コンバータにおいて、 上記インバータの第１から第４のスイッチにそれぞれ並
   列接続されたキャパシタンスと、上記インバータの出力
   電流を検出する電流検出器と、 上記電流検出器の出力信号からインバータの出力電流の
   周波数に同期した信号を出力する周波数検出器と、 上記負荷に印加する電圧を検出する分圧器と、この分圧
   器からの検出信号および予め設定した目標電圧信号を入
   力してその差を増幅するとともにこの誤差によつて上記
   インバータの第１から第４のスイッチの動作位相を決め
   る誤差増幅位相決定回路と、 この誤差増幅位相決定回路からの出力信号および上記周
   波数検出器からの出力信号に応じて上記インバータの動
   作周波数およびインバータの第１から第４のスイッチの
   動作位相を制御する周波数位相制御回路とを設け、 上記インバータの第１のスイッチと第２のスイッチは１
   ８０°の位相差で交互にオンさせ、第３と第４のスイッ
   チは同様に１８０°の位相差でオンさせ、 第１のスイッチがターンオンしてから第４のスイッチが
   ターンオンする位相差すなわち第２のスイッチがターン
   オンしてから第３のスイッチがターンオンする位相差を
   変化させることによつて、上記負荷に供給する電力を制
   御することを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ。 ８、上記負荷はＸ線管であることを特徴とする特許請求
   の範囲第７項記載の共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ。