JPH02131368A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH02131368A JPH02131368A JP27881688A JP27881688A JPH02131368A JP H02131368 A JPH02131368 A JP H02131368A JP 27881688 A JP27881688 A JP 27881688A JP 27881688 A JP27881688 A JP 27881688A JP H02131368 A JPH02131368 A JP H02131368A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は入力電流を正弦波にできる小形で軽量な直流
電源装置に関するものである。
電源装置に関するものである。
「従来の技術」
入力電流の正弦波化を目的とした直流電源装置の従来例
を第３図に示す． 商用３相交流電源１は入力フィルタ部３を介して電力変
換部１０に接続され、電力変換部１０の出力側はトラン
ス５の１次側に接続され、トランス５の２次側は出力整
流部６に接続され、出力整流部６の出力側は出力フィル
タ部７を介して負荷８に接続される．電力変換部におい
て半導体スイッチ１１．１４が直列に接続され、半導体
スイッチ１２．１５が直列に接続され、半導体スイッチ
１３．１６が直列に接続され、これら３つの直列接続は
並列に接続されてトランス５の１次側に接続され、半導
体スイッチ１１．１４の接続点にＲ線が、半導体ステッ
チ１２．１５の接続点にＳ線が、半導体スイッチ１３．
１６の接続点にＴ線がそれぞれ接続される．商用３相交
流電源１は制御回路２０の入力電圧検出回路２０１に接
続され、制御回路２０において入力電圧検出回路２０１
の出力側は比較器２０２及びスイッチ素子オン順序決定
回路２０４に接続され、スイッチ素子オン順序決定回路
２０４は鋸波発生器２０３に接続され、鋸波発生回路２
０３の出力側は比較器２０２の他方の入力側に接続され
る．比較器２０２の出力側及びスイッチ素子オン順序決
定回路２０４は駆動信号発生回路２１１〜２１６に接続
され、駆動信号発生回路２１１〜２１６はそれぞれ半導
体スイッチ１１〜１６に接続される． ３相交流電源１からの交流電圧は、入力フィルタ部３で
ノイズ分が低減され、さらに電力変換部１０にて商用３
相交流電源１の周波数より高い周波数によりスイッチン
グされ、トランス５の出力側に高周波交流電圧が発生す
る．このトランス５からの交流出力は出力整流部６にて
整流され、出カフィルタ部７により平滑されて、直流出
力として負荷８に供給される． 制御回路２０においては、入力電圧検出回路２０１によ
り検出した商用３相交流電源ｌからの各線間電圧波形ｅ
と鋸波発生器２０３により作られた一定の角度をもった
鋸波ｆ′を比較器２０２により比較し、線間電圧に比例
したパルス幅信号ｇ′を得て各半導体スイッチ１１〜ｌ
６のオンパルス幅を各線間電圧に比例させるように制御
すると共に、スイッチ素子オン順序決定回路２０４によ
り各スイッチ素子のオン順序を決定し、駆動信号発生回
路２１１〜２１６により各半導体スイッチ１１〜１６に
オン信号を送出する． 第４図に各部波形の一例を示す．第４図は、電力供給す
る相の順序を線間電圧の中→大→小順とした場合のトラ
ンスに加わる電圧パルスとＲ相電流パルスの波形である
．商用入力の１サイクルを電力変換部１０の変換周期に
より多数の区間に分け、各区間の中で線間電圧が中→大
→小の相順に電力を供給する．例えば、第４図の区間Ａ
における各線間電圧と鋸波、及び各スイッチ素子１１〜
１６のオン信号との関係は第５図のようになる．すなわ
ち、時刻む１〜Ｌ２ではＴ−Ｒ間の電圧が「中」である
から、スイッチ１３．１４をオンさせてＴ−Ｒ間より負
荷側へ電力を供給し、ついでｔ２〜Ｌ３ではスイッチ１
３，１５、ｔ３〜ｔ４ではスイッチ１１．１５をオンさ
せてそれぞれＳＴ間（大）、Ｒ−Ｓ間（小）より電力を
供給した後、スイッチ１２．１６をオンすることにより
、トランス５の励磁エネルギーを電源側に帰還させる．
この時、各スイッチのオン時間は、一定の傾きθを持っ
た鋸波と各線間電圧の比較により決定し、オン時間が各
線間電圧、すなわち正弦波に比例するように制御される
．ある単位時間における電流の平均値は、電流パルスの
波高幅とパルス幅（時間）の積に比例するため、電流パ
ルスの波高値が一定である場合、電流パルスの幅を正弦
波に比例させることにより、電流を正弦波状に制御する
ことができる。従って、この従来例では以上述べたよう
な一連の動作を行わしめることにより、トランス５の１
次側に流れる電流パルスの波高値が一定に保たれている
場合、例えばＲ相の電流は第４図（ｂ）のように各電流
パルスの面積が正弦波に比例した電流パルスの集まりと
なり、この電流パルスを入力フィルタ部３で平滑するこ
とにより、入力電流を正弦波にすることができる．しか
し、波高値が変化すると各１ｉ流パルスの面積が正弦波
に比例しないため、入力電流の歪率が増加する．したが
って、入力電流を正弦波化するためには、トランス５の
１次側における各電流パルスの波高値の変化を小さく抑
えることが必要である．電流パルスの波高値が変化する
のは、トランス５の励磁電流や出力電流リブル分がトラ
ンス１次側電流に重畳されることが原因であることから
、トランス５の励磁インダクタンス、及び、出力フィル
タ部７に使用するりアクトルのインダクタンスの値を大
きくすれば、励磁電流や出力電流リプル分を小さくでき
、電流パルスの波高値の変化も小さく抑えられる。
を第３図に示す． 商用３相交流電源１は入力フィルタ部３を介して電力変
換部１０に接続され、電力変換部１０の出力側はトラン
ス５の１次側に接続され、トランス５の２次側は出力整
流部６に接続され、出力整流部６の出力側は出力フィル
タ部７を介して負荷８に接続される．電力変換部におい
て半導体スイッチ１１．１４が直列に接続され、半導体
スイッチ１２．１５が直列に接続され、半導体スイッチ
１３．１６が直列に接続され、これら３つの直列接続は
並列に接続されてトランス５の１次側に接続され、半導
体スイッチ１１．１４の接続点にＲ線が、半導体ステッ
チ１２．１５の接続点にＳ線が、半導体スイッチ１３．
１６の接続点にＴ線がそれぞれ接続される．商用３相交
流電源１は制御回路２０の入力電圧検出回路２０１に接
続され、制御回路２０において入力電圧検出回路２０１
の出力側は比較器２０２及びスイッチ素子オン順序決定
回路２０４に接続され、スイッチ素子オン順序決定回路
２０４は鋸波発生器２０３に接続され、鋸波発生回路２
０３の出力側は比較器２０２の他方の入力側に接続され
る．比較器２０２の出力側及びスイッチ素子オン順序決
定回路２０４は駆動信号発生回路２１１〜２１６に接続
され、駆動信号発生回路２１１〜２１６はそれぞれ半導
体スイッチ１１〜１６に接続される． ３相交流電源１からの交流電圧は、入力フィルタ部３で
ノイズ分が低減され、さらに電力変換部１０にて商用３
相交流電源１の周波数より高い周波数によりスイッチン
グされ、トランス５の出力側に高周波交流電圧が発生す
る．このトランス５からの交流出力は出力整流部６にて
整流され、出カフィルタ部７により平滑されて、直流出
力として負荷８に供給される． 制御回路２０においては、入力電圧検出回路２０１によ
り検出した商用３相交流電源ｌからの各線間電圧波形ｅ
と鋸波発生器２０３により作られた一定の角度をもった
鋸波ｆ′を比較器２０２により比較し、線間電圧に比例
したパルス幅信号ｇ′を得て各半導体スイッチ１１〜ｌ
６のオンパルス幅を各線間電圧に比例させるように制御
すると共に、スイッチ素子オン順序決定回路２０４によ
り各スイッチ素子のオン順序を決定し、駆動信号発生回
路２１１〜２１６により各半導体スイッチ１１〜１６に
オン信号を送出する． 第４図に各部波形の一例を示す．第４図は、電力供給す
る相の順序を線間電圧の中→大→小順とした場合のトラ
ンスに加わる電圧パルスとＲ相電流パルスの波形である
．商用入力の１サイクルを電力変換部１０の変換周期に
より多数の区間に分け、各区間の中で線間電圧が中→大
→小の相順に電力を供給する．例えば、第４図の区間Ａ
における各線間電圧と鋸波、及び各スイッチ素子１１〜
１６のオン信号との関係は第５図のようになる．すなわ
ち、時刻む１〜Ｌ２ではＴ−Ｒ間の電圧が「中」である
から、スイッチ１３．１４をオンさせてＴ−Ｒ間より負
荷側へ電力を供給し、ついでｔ２〜Ｌ３ではスイッチ１
３，１５、ｔ３〜ｔ４ではスイッチ１１．１５をオンさ
せてそれぞれＳＴ間（大）、Ｒ−Ｓ間（小）より電力を
供給した後、スイッチ１２．１６をオンすることにより
、トランス５の励磁エネルギーを電源側に帰還させる．
この時、各スイッチのオン時間は、一定の傾きθを持っ
た鋸波と各線間電圧の比較により決定し、オン時間が各
線間電圧、すなわち正弦波に比例するように制御される
．ある単位時間における電流の平均値は、電流パルスの
波高幅とパルス幅（時間）の積に比例するため、電流パ
ルスの波高値が一定である場合、電流パルスの幅を正弦
波に比例させることにより、電流を正弦波状に制御する
ことができる。従って、この従来例では以上述べたよう
な一連の動作を行わしめることにより、トランス５の１
次側に流れる電流パルスの波高値が一定に保たれている
場合、例えばＲ相の電流は第４図（ｂ）のように各電流
パルスの面積が正弦波に比例した電流パルスの集まりと
なり、この電流パルスを入力フィルタ部３で平滑するこ
とにより、入力電流を正弦波にすることができる．しか
し、波高値が変化すると各１ｉ流パルスの面積が正弦波
に比例しないため、入力電流の歪率が増加する．したが
って、入力電流を正弦波化するためには、トランス５の
１次側における各電流パルスの波高値の変化を小さく抑
えることが必要である．電流パルスの波高値が変化する
のは、トランス５の励磁電流や出力電流リブル分がトラ
ンス１次側電流に重畳されることが原因であることから
、トランス５の励磁インダクタンス、及び、出力フィル
タ部７に使用するりアクトルのインダクタンスの値を大
きくすれば、励磁電流や出力電流リプル分を小さくでき
、電流パルスの波高値の変化も小さく抑えられる。
以上のことから、従来の装置では電流パルスの波高値の
変化を小さ《し、入力電流を正弦波化するために、トラ
ンスの励磁インダクタンス、及び、出力フィルタに使用
するりアクトルの値を大きく設計する必要が脊り、その
ため、装置が大形化したり、コストが増加するという問
題点があった．「課題を解決するための手段」 この発明によれば１変換周期内のトランスの１次側電流
の変化分を検出し、この変化分によってもオンパルス幅
を制御するパルス幅補正回路を制御回路に設ける。つま
り１変換周期内のトランスの１次側電流の変化分と各線
間電圧とから各半導体スイッチのオンパルス幅を決定す
る．このようにして入力電流を正弦波にできる小形、軽
量で経済的な直流電源装置が得られる． 「実施例」 第１図はこの発明の実施例を示す回路図である．この発
明においてはパルス幅補正回路２２０が設けられる．パ
ルス幅補正回路２２０は電流検出回路２２１、サンプル
ホールド回路２２２、掻性反転回路２２３、加算器２２
４により構成される．その他の第３図と同一番号は第３
図と同一物を示す． この発明の実施例において、主回路の動作は従来装置と
同様であるため説明を省略し、以下に、この発明のパル
ス幅補正回路２２０と比較器２０２、及び、鋸波発生器
２０３の動作を示す。
変化を小さ《し、入力電流を正弦波化するために、トラ
ンスの励磁インダクタンス、及び、出力フィルタに使用
するりアクトルの値を大きく設計する必要が脊り、その
ため、装置が大形化したり、コストが増加するという問
題点があった．「課題を解決するための手段」 この発明によれば１変換周期内のトランスの１次側電流
の変化分を検出し、この変化分によってもオンパルス幅
を制御するパルス幅補正回路を制御回路に設ける。つま
り１変換周期内のトランスの１次側電流の変化分と各線
間電圧とから各半導体スイッチのオンパルス幅を決定す
る．このようにして入力電流を正弦波にできる小形、軽
量で経済的な直流電源装置が得られる． 「実施例」 第１図はこの発明の実施例を示す回路図である．この発
明においてはパルス幅補正回路２２０が設けられる．パ
ルス幅補正回路２２０は電流検出回路２２１、サンプル
ホールド回路２２２、掻性反転回路２２３、加算器２２
４により構成される．その他の第３図と同一番号は第３
図と同一物を示す． この発明の実施例において、主回路の動作は従来装置と
同様であるため説明を省略し、以下に、この発明のパル
ス幅補正回路２２０と比較器２０２、及び、鋸波発生器
２０３の動作を示す。
第２図に、トランス５や出力フィルタ部７に使用するり
アクトルのインダクタンスの影響により、Ｒ相電流パル
スの波高値が一定でなく、電流パルスの開始点と終了点
にΔｉだけ差が生じた場合の、パルス幅補正回路２２０
の各部波形を示す．電流検出回路２２１により検出され
たトランスの１次側電流波形第２図ａは、サンプルホー
ルド回路２２２と加算器２２４に入力される。サンプル
ホールド回路２２２は電流の立上り時の値をトランス５
の１次側電流が零になるまで保ち、第２図ｂに示した波
形を極性反転回路２２３に出力する。
アクトルのインダクタンスの影響により、Ｒ相電流パル
スの波高値が一定でなく、電流パルスの開始点と終了点
にΔｉだけ差が生じた場合の、パルス幅補正回路２２０
の各部波形を示す．電流検出回路２２１により検出され
たトランスの１次側電流波形第２図ａは、サンプルホー
ルド回路２２２と加算器２２４に入力される。サンプル
ホールド回路２２２は電流の立上り時の値をトランス５
の１次側電流が零になるまで保ち、第２図ｂに示した波
形を極性反転回路２２３に出力する。
極性反転回路２２３は第２図ｂの波形の極性を反転させ
、反転した第２図Ｃに示す波形を加算器２２４に出力す
る．加算器２２４は第２図ａに示すトランスの１次側電
流波形と第２図Ｃに示す波形を加算する。従って、加算
器２２４の出力は第２図ｄに示すようにトランス５の１
次側電流変化分のみの波形となり、このパルス幅補正回
路２２０によりトランスの１次側電流の変化分のみを検
出することができる。
、反転した第２図Ｃに示す波形を加算器２２４に出力す
る．加算器２２４は第２図ａに示すトランスの１次側電
流波形と第２図Ｃに示す波形を加算する。従って、加算
器２２４の出力は第２図ｄに示すようにトランス５の１
次側電流変化分のみの波形となり、このパルス幅補正回
路２２０によりトランスの１次側電流の変化分のみを検
出することができる。
加算器２２４の出力であるトランス５の１次側電流の上
昇分Δｉは鋸波発生器２０３に入力され、上昇分Δｉの
大きさに従って従来例の鋸波ｆ′よりも大きな角度θ２
をもった鋸波ｆを発生する．比較器２０２では各線間電
圧波形ｅと鋸波ｆを比較し、従来のパルス幅信号ｇ′よ
りもパルス幅の小さいパルス幅信号ｇを発生する．よっ
て、トランス５や出力フィルタ部７に使用するりアクト
ルのインダクタンスの影響により電流パルスの波高値が
上昇しても、その上昇分Δｌによる電流の増加を、パル
ス幅を狭くすることにより等価的に減少させ、電流パル
スのパルス幅と波高値の積を電流パルスの波高値が変化
しないときと等しくさせることが出来る． 以上述べた理由により、トランス５や出力フィルタ部７
に使用するりアクトルのインダクタンスを小さく設計し
、電流パルスの波高値が上昇しても、その電流パルスの
波高値の上昇分Δｌによる電流の増加をパルス幅を狭め
て抑えることが出来る．その結果、各相の入力電流は各
電流パルスの面積が正弦波に比例した電流パルスの集ま
りとなり、この電流パルスを人力フィルタ３で平滑する
ことにより、入力電流を正弦波にすることができる。
昇分Δｉは鋸波発生器２０３に入力され、上昇分Δｉの
大きさに従って従来例の鋸波ｆ′よりも大きな角度θ２
をもった鋸波ｆを発生する．比較器２０２では各線間電
圧波形ｅと鋸波ｆを比較し、従来のパルス幅信号ｇ′よ
りもパルス幅の小さいパルス幅信号ｇを発生する．よっ
て、トランス５や出力フィルタ部７に使用するりアクト
ルのインダクタンスの影響により電流パルスの波高値が
上昇しても、その上昇分Δｌによる電流の増加を、パル
ス幅を狭くすることにより等価的に減少させ、電流パル
スのパルス幅と波高値の積を電流パルスの波高値が変化
しないときと等しくさせることが出来る． 以上述べた理由により、トランス５や出力フィルタ部７
に使用するりアクトルのインダクタンスを小さく設計し
、電流パルスの波高値が上昇しても、その電流パルスの
波高値の上昇分Δｌによる電流の増加をパルス幅を狭め
て抑えることが出来る．その結果、各相の入力電流は各
電流パルスの面積が正弦波に比例した電流パルスの集ま
りとなり、この電流パルスを人力フィルタ３で平滑する
ことにより、入力電流を正弦波にすることができる。
なお、この実施例ではトランスの１次側電流を検出して
制御を行っているが、各半導体スイ，チ１ｌ〜１６の電
流を検出して制御を行っても同様の結果が得られること
はいうまでもない。
制御を行っているが、各半導体スイ，チ１ｌ〜１６の電
流を検出して制御を行っても同様の結果が得られること
はいうまでもない。
「発明の効果」
以上説明したように、この発明によればトランスの励磁
電流や出力フィルタに使用するりアクトルのインダクタ
ンスの影響により電流パルスの波高値が変化しても、そ
の変化に伴う電流の変化分を補正でき、入力電流を精度
よく正弦波にすることが出来るので、トランスや出力フ
ィルタに使用するりアクトルのインダクタンスを小さ《
設計でき、装置の小形化、経済化を達成することができ
る．
電流や出力フィルタに使用するりアクトルのインダクタ
ンスの影響により電流パルスの波高値が変化しても、そ
の変化に伴う電流の変化分を補正でき、入力電流を精度
よく正弦波にすることが出来るので、トランスや出力フ
ィルタに使用するりアクトルのインダクタンスを小さ《
設計でき、装置の小形化、経済化を達成することができ
る．
第１図はこの発明による直流電源装置の実施例を示すブ
ロック図、第２図はパルス補正回路２２０における各部
波形及び比較器２０２の入出力信号を示す図、第３図は
従来の直流電源装置を示すブロック図、第４図はトラン
スに加わる電圧と、Ｒ相に流れる電流パルスの１例を示
す図、第５図は各線間電圧波形と鋸波により得られる各
半導体スインチ１１，１２，１３，１４，１５．１６の
駆動信号を示す図である。 特許出願人 日本電信電話株式会社
ロック図、第２図はパルス補正回路２２０における各部
波形及び比較器２０２の入出力信号を示す図、第３図は
従来の直流電源装置を示すブロック図、第４図はトラン
スに加わる電圧と、Ｒ相に流れる電流パルスの１例を示
す図、第５図は各線間電圧波形と鋸波により得られる各
半導体スインチ１１，１２，１３，１４，１５．１６の
駆動信号を示す図である。 特許出願人 日本電信電話株式会社
Claims (1)
- （１）３相交流電源と、前記３相交流電源と入力フィル
タを介して前記３相交流電源の周波数より高い周波数で
スイッチングし、トランスの出力側に高周波交流電圧を
発生させる複数の半導体スイッチからなる電力変換部と
、前記トランスの出力を整流・平滑する出力整流部及び
出力フィルタと、前記３相交流電源からの各線間電圧に
比例したオンパルス幅によりこれに対応する前記半導体
スイッチを順次オンさせ、各線間電圧から負荷側に電力
を供給すると共に、前記トランスの励磁エネルギーを前
記半導体スイッチを介して前記３相交流電源に帰還させ
るという一連の動作を１変換周期内で行わしめるように
前記電力変換部を制御する制御回路とからなる直流電源
装置において、前記制御回路に前記変換周期内のトラン
スの１次側電流の変化分を検出し、この変化分によって
もオンパルス幅を制御するパルス幅補正回路を具備させ
たことを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27881688A JP2676070B2 (ja) | 1988-11-02 | 1988-11-02 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27881688A JP2676070B2 (ja) | 1988-11-02 | 1988-11-02 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02131368A true JPH02131368A (ja) | 1990-05-21 |
| JP2676070B2 JP2676070B2 (ja) | 1997-11-12 |
Family
ID=17602555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27881688A Expired - Fee Related JP2676070B2 (ja) | 1988-11-02 | 1988-11-02 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2676070B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013035782A1 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-14 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2013035783A1 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-14 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2013035781A1 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-14 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
-
1988
- 1988-11-02 JP JP27881688A patent/JP2676070B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013035782A1 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-14 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2013035783A1 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-14 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2013035781A1 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-14 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2013055866A (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-21 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2013055868A (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-21 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| CN103765748A (zh) * | 2011-09-06 | 2014-04-30 | 日产自动车株式会社 | 电力变换装置 |
| US9190922B2 (en) | 2011-09-06 | 2015-11-17 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion device |
| US9197137B2 (en) | 2011-09-06 | 2015-11-24 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion device |
| US9203325B2 (en) | 2011-09-06 | 2015-12-01 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power conversion device |
| CN103765748B (zh) * | 2011-09-06 | 2016-05-04 | 日产自动车株式会社 | 电力变换装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2676070B2 (ja) | 1997-11-12 |
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