JPH0213871A - 分散集中静電容量観察コイル用二重同調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、核磁気共鳴装置に関連するＲＦプローブ回路
に関し、更に詳しくは、二重同調プローブを必要とする
核磁気共鳴装置に関する。

（従来技術） 二重同調回路は、少なくとも２つの別個の周波数に対し
て共鳴状態を示す回路である。核磁気共鳴（ＮＭＲ）装
置の場合、このような構成に対する必要性は、種々の状
況で経験される。１つの状況は、１つの目的のために高
周波で試料を照射することが希望され、同時に、別の目
的のために比較的低い周波数でこの試料を照射する場合
に発生する。これの代表的なものは分解実験であり、そ
の１例は、カーボン１３と水素との結合を分解しつつ、
一方で別途カーボン１３の共鳴を励起する場合である。

このような構成の変形は、化学的性質の異なる試料を同
時に励起する、すなわち観察する場合であり、この場合
、一方の試料はフィールド周波数ロックを形成するよう
な装置の制御用に使用され。

一方第２の試料は試験中のものである。これの１例は米
国特許第３．４３４．０４３号で見出すことができる。

同様の状況は、対応するスペクトルの応答を得るため、
選択された異なった原子核を同時に励起しようと希望す
る場合である。

二重同調回路は、本来２つの共鳴回路に共通な１つのイ
ンダクタを使用している。このような構成の場合の各回
路は、別々に同調され、そのそれぞれのＲＦソース（ま
たはシンク）にインピーダンスのマツチングが行われる
。このような構成にとって必要なものは、高周波ソース
と低周波ソースとの間を隔離するエレメントである。こ
のような隔離を行うため、λ／４の長さ（高周波の場合
）のケーブルを使用する二重同調回路が知られている０
例えば、ストール、ベガ及びボーハンの「科学装置便覧
Ｊ第４８巻、８００−８０３頁（１９７７）参照、電気
的（例えば、ＦＬＦ）対称性を示す平衡回路が、また二
重同調装置を支援する目的のためにまた知られている。

これらの回路は、その他の特性と共に、対称面（または
その他の面）が規定され、これは電気的に中立、すなわ
ち実際上アースであるという長所を示す。

ＲＦプローブ回路に於ける誘導エレメントは。

アルダ−マン及びジェイ、グランドの業績である「磁器
抵抗」第３６巻、４４７−４５１頁（１９７９）で教示
されているようなｒ分割インダクタンス・コイル」を有
することが知られている。

（実施例） 代表的なＮＭＲデータ捕捉用装置の部分が第１図で模式
的に示されている。捕捉及び制御用プロセッサ１０は、
ＲＦ発信機１２、変調器１４、Ａ／Ｄ変換器１８の付い
た受信機及び更にプロセッサ２０と通信を行う、変調さ
れたＲＦ比出力よって、対象物（図示せず）がプローブ
・アッセンブリ２２を介して磁界２１中で照射され、こ
の対象物の応答は受信機１・６と情報の授受を行ってい
る１０−ブ２２よって捕捉される。この応答は、−般的
に遷移振動信号、即ち遊離誘導崩壊の形態を有している
。この遷移波形は規則的な間隔でサンプリングされその
サンプルはＡ／ＣＸＩａ器１８によってディジタル化さ
れる。このディジタル化された時間領域波形は、次いで
プロセッサ２０で別の処理を受ける。このような処理の
性質には、時間領域波形を多数のこのような同様の波形
によって平均化することが含まれ、この平均時間領域波
形を周波数領域に変換することによって、出力装置２４
に与えられるスペクトル分布機能が生ずる。

後者は、その後の分析及び操作を表示するための種々の
アイデンティティのうちのいずれであってもよい。

試料を極性化する磁界２１は、図示しないソレノイド中
で超電導状態を保持するため、クライオスタット２３中
で第１図に示す適当な手段によって形成される。クライ
オスタフ！−は、プローブ及び試料が室温で収容されて
いる孔２３ａによって構成される。

さて、第２図に転じて、ここにはインダクタン（ｂ） （ａ）及びＬ　　　　の間で幾何学的な意ＸＬ１　　　
　　１ 味で規定された試料の容量ｖに於ける二重同調特性を必
要とする実験に適した二重同調平衡分割インダスタンス
ＲＦプローブを表す回路が示されている。この回路構成
によって、３２に加えられた（ｂ）　　　　　（ｃ）　
　　　　（ａ）及びＬ２Ｌ　　乱　　・Ｌｌ （ｂ）によって構成されるループ上をアースに対して循
環する。同時に、高周波ＲＦが３６に加え（ａ）　　　
　　　（ｂ） られ、誘導ループＬ　　　　及びＬ　　　　を伝わっ、
インダクタンスＬ２は平行電流通路を示す。

この回路の物理的動作を実現するためには、これは一定
の装置中に入れられる０例えば、ＮＭＲ分析装置の場合
、このプローブは一般的に超電導磁石の孔内に収容され
る。低周波ＲＦをトラップ（０）は、このようなトラフ するインダクタＬ２ プ・コイルのインダクタンスｔ、　　（ａ　）　　　　
（ｂ　）　　　Ｌｌ に対する接続を最小はする場合、問題を発生する。

（実質的に）λ／４のケーブルとしての分散形態でこの
ｌ・ラップ・インダクタンを実現する場合には利点があ
る。この回路の平衡した特性は、実際上のアースＶＧに
よって強調される。

第３ａ図に転じて、ここには、所望の回路を実現するた
めの好適な実施例が示されている。一対のＨ形導電体４
０及び４２が腕及び脚と共に構成され、これは対称形の
円筒体を形成している。Ｈ形部材の中央部は、対称軸と
平行である。対応する腕は、コンデーサ・チップ４４及
び４５によって電気的に接続され、隣接する脚は、同様
にコンデーサ・チップ４６及び４７によって接続されて
いる。Ｈ形導電体４０及び４２は一対の誘導ニレ（ａ）
及びＬｌ （ｂ）を メント（インダクタンス 実現する）を形成し、これらのインダクタの結合係数は
１に近い、各インダクタの一端は、選択された高周波に
対し比較的高いインピーダンスを与える共鳴構造体に接
続されている。Ｈ層部材４０及び４２の各々の他端はそ
れぞれ同様の特性を有する同様の共鳴構造体６０及び６
２にそれぞれ接続されている。これらによってトラップ
・インダクタンス・コンデンサ６５を介してコネクタ６
４から共鳴器６０仁与えられる。対応する共鳴器６２は
、コンデンサ６８を介してアースに接続され、これらの
共鳴器は可変コンデンサ６９を介して容量結合されてい
る。高周波ＲＦは、コネクタ６６に加えられ、コンデン
サ６７を介して誘導エレメント４２に流れると共に、こ
れと並列にコンデンサ５６を通ってアースに流れる。こ
れらの共鳴構造体５０．５２．６０及び６２はλ／２未
満の長さの同軸ケーブルによって実現されてもよい、こ
こで特に示されているコンデンサ４９．５１．６１及び
６５は、導電線を同調し、従ってこの導電線の有効長さ
を調整するのに役立つ。

第３ｂ図は、下記のような回路の構成部品に対する第３
ａ図の回路のシュミレーシジンされた周波数応答を示す
。

Ｌ−亙　　　　　　　　　値 ４０　　　　　　　　６１ｎｈ ４２　　　　　　　　６１ｎｈ ４４．４５．４６，５７　　１．１２５ｐｆ５０．５２
　　　　０．０６２５メートル６０．６２　　　　　　
　Ｚｏ＝７７Ω減衰：０．０４ｄｂ 藍−ユ　　　　　　　　　　値 ５４．５６　　　　　０．１０９ｐｆ ６１．６３　　　　　１９．２９ｐｆ ４９．５１．６７　　　　　２．１６Ｐｆ６５．６８　
　　　　　３．４３ｐｆ ６９　　　　　　　　９．０９ｐｆ この例には、幾つかの疑似共鳴が見られる。このような
人為的結果の位置（ｌｏｃａｔｉｏｎ）は回路のエレメ
ントの詳細によって決まる。「疑似的」と特徴づけられ
ているが、このような人為的結果は、別のく非平衡）回
路の単数または複数のループによって構成されるときに
分析され、対応する共鳴挙動によって特徴づけられる無
効結合を反映している。従って、更に別個の共鳴挙動を
得ることが望ましい場合には、このような応答をこの目
的のために調製してもよい、この回路は平衡化され、実
際上のアース面によって特徴づけられているから、コン
デンサー５４及び５６に真のアースを設ける必要はない
（これらのコンデンサーは単に相互に接続されるだけで
よい）、実際上のアースの対徐軸上のこのような点は真
のアースが存在するか存在しないかは、疑似共鳴の特性
に影響を与える。

第２図及び第３ａ図の二重同調１０−プをある性能係数
で表わすことは、入力３６または６６に与えられる単位
高周波出力当りのインダクタＬ（ｂ） （ａ）及びＬ　　　　によって携成されるルー１　　　
　　　　　　１　。

プ内を循環する高周波電流（４００ＭＨｚ）を検討する
ことである。上に与えられたパラメーター１／２ の場合、これは８３９ｍＡ／（ワット）　　　である、
低周波（１００ＭＨｚ）の電流に対する性能係数を表す
同様の数字は１４０５ｍＡ（ワット）１／２である。こ
れらの数字は、同じインダクタンスを有する対応した単
一の同調コイルに対して達成されることが可能であるよ
りも２重同調回路の場合にはより小さい、基準として、
４００ＭＨｚでＱ−４００の同じインダクタンスを有す
る同調コイルを仮定し、Ｑは周波数の平方根に比例する
と仮定する。それぞれの周波数に対して対応する性能指
数の値は、１１４２＋ｎＡ／　（ワット）”２（４００
ＭＨｚに於いて）及び１６１５ｍＡ／（ワ７１”）（１
００ＭＨｚに於いて）である。

°従って、基準コイルと比較する場合、本発明の二重同
調１０−プは４００ＭＨｚに於いて０．７４３及び１０
０ＭＨｚに於いて、０．８７０の相対効率を示す。

プローブの有効性を検討する場合に特に有用な展望は、
共鳴核スピンシステムの９０６の変化を得るために１ワ
ツトの入力で必要とされるパルスの持続時間を比較する
ことによって得られる。

４００ＭＨｚのプロトンの場合、基準コイルは１９．２
μ秒を必要とし、本願の二重同調１０−プは２６．２μ
秒を必要とする。１００ＭＨｚに於けるＣ１３の場合、
基準コイルは５４．１μ秒を必要とし、本願の二重同調
プローブは６２．２μ秒を必要とする。

更に現実的な性能比較は、第４ａ図に示すような単独イ
ンダクタ二重同調平衡モデル回路について行われること
が可能である。このモデル回路のパラメータは、第３ａ
図の回路に対して得られたのと同じ（シミュレーシ曹ン
された）性能（第４ｂ図）を得るように調整されている
。従って、共鳴周波数は固定され、このモデル回路の単
独のインダクタ７０は、分割インダクタ４０及び４２を
使用した場合と同じ合計インダクタンスを与える。

共鳴器６０及び６２番一対応する共鳴ＲＦインピーダン
スは、対応する同調コンデンサ７４及び７８を有するそ
れぞれの共鳴器７２及び７６によって供給される。同軸
ケーブルを使用した好適な形態の場合、共鳴器７２及び
７６は、必然的に他のこれ以外の同様のクープルに対し
て第３ａ図の性能に対して必要とされる長さの２倍とな
る。

モデル回路（第４ａ図）に対するそれぞれの回路の構成
部品の値（拘束値に一致している）は下記の通りである
。

ユＺヱ之ユ　　　　　厘 ８０　　　　２４．１７ｐｆ ８２　　　　　２．８０ｐｆ ８４　　　　　０．４８ｐｆ ８６’　　　　　　２．３８ｐｆ 同軸線： Ｚｏ＝７７Ω；長さ−０，１２５Ｍ： 減衰−０，０４０ｄｂ このモデルは、また本発明の二重同調１０−プの場合に
行われたのと同じ方法で基準コイルと比較することがで
きる。４００ＭＨｚに於けるこのモデルは対する相対効
率は０・７３３であり１００ＭＨｚでは０・８９３であ
る。従って、本発明の二重同調プローブは、モデル（単
独インダクタ）の二重同調プローブの性能に相当接近し
ている。

第５図は、高周波チャンネルと低周波チャンネルとの間
で伝送線を隔離した二重同調回路の基本的な例を示す、
高周波チャンネル及び低周波チャンネルに対する同調用
コンデンサ９２及び９４は、それぞれ４．５６ｐｆ及び
２７．３１ｐｆである。

高周波チャンネル及び低周波チャンネルに対するマツチ
ング・コンデンサ９６及び９８は、それぞ７Ｌ０．６３
ｐｆ及び３．１２ｐｆである。

本発明の２００ＭＨｚ及び５０ＭＨｚに同調された場合
の第４ａ図のモデル回路との比較及び２００ＭＨｚ及び
５０ＭＨｚに同調された場合の第５図の初歩的な二重同
調回路との比較は、２００ＭＨｚの高周波及び５０ＭＨ
ｚの低周波で動作している回路に対して計算された第６
図を検討することによって行われる。高周波チャンネル
及び低周波チャンネルの両方のチャンネルに対する効率
は、合計トラップ・インダクタンスの関数として第３ａ
図第４ａ図及び第５図の回路の各々に対して示されてい
る。これらの回路のいずれの場合についても、発生可能
なトラップ・インダクタンスに対する実用上の限度があ
る。ここで議論した同軸エレメントの場合、この限度は
λ／２で発生する。（集中インダクタンスの場合、イン
ダクタの巻線間に迷容量を設けたのと同様の限度が発生
する。）本発明は、より大きなトラップ・インダクタン
ス（Ｌ＝任意単位で４）の使用を可能とし、その結果、
低周波チャンネルは犠牲にされるが、第４ａ図及び第５
図と比較して、高周波チャンネルの限定的な効率が増加
する。しかし、その効率を他の場合には得ることができ
ない高周波チャンネルの所望のより高い効率を達成する
ことが必要であるときに、妥協が成立する６本発明は、
インダクタンスＬ１（ＮＭＲｔｌ察コイルフコイル多数
のセグメントに分割し、それに附随して別のトラップ・
インダクタンスを設けることによって、より高い周波数
効率に拡張することができる。

本発明では、トラップ・インダクタ（５０及び５２）及
びインダクタンス６０及び６２にシールドされた同軸ケ
ーブルを使用することによって、２つの非常に有効な機
械的な設計上の利点が得られる。軸方向の対称性は、軸
構造によって容易に保持される。これは、しばしば選択
される形状、例えば極性化磁界及び磁石の機械的な構造
軸と一致する対称軸である。そのような形状に於いて、
第３ａ図を実射することは、有利なことであるが、その
理由は、この回路の平衡のとれた性質によって、この回
路が磁石の対称軸に沿って物理的に分散されるからであ
る。

シールドされた同軸ケーブルは、また例えば、合を最小
にする（第２図参照）。

当業者によって変更や変形が示唆される可能性があるが
、全ての変更及び変形はこの技術に対してそれらが貢献
する範囲内に合理的かつ適切に含まれるということが、
本発明者の意図するところである。

【図面の簡単な説明】

第１図は１本発明を実現する装置の一般的な構成を示す
。 第２図は、本発明を一般的に説明する回路を示す。 第３ａ図は、本発明の１実施例を示す。 第３ｂ図は、第３ａ図の回路に対する周波数応答のシュ
ミレーションを示す。 第４ａ図は、二重同調単一インダクタンス・コイル回路
の簡単なモデルを示す。 第４ｂ図は、第４ａ図の回路の周波数応答のシュミレー
ションを示す。 第５図は、初歩的な二重同調回路である。 第６図は、第３ａ図、第４ａ図及び第５図の二重同調回
路の効率を比較する。 １０・・・捕捉制御器、１２・・・送信機、１４・・・
変調器、１６・・・受信機、１８・・・Ａ、／Ｄ変換器
、２１・・・磁界、２２・・・プローブ、２３・・・ク
ライオスタット、２３ａ・・・孔、２４・・・出力装置
、特許出願人　パリアン・アソシエイツ・インコーホレ
イテッド

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ＮＭＲ装置用の二重同調分割インダクタ均衡回路の
   プローブであつて、 （ａ）実質的に円筒形を示すように組み合わせて形成さ
   れた少なくとも一対のＨ形部材であって、上記の各々の
   Ｈ形部材は、前記円筒形の軸に対して平行な中央部及び
   一対の腕部と一対の脚部を有し、各Ｈ形部材の前記腕部
   と脚部は間隙を有し、それらの腕部または脚部の間に配
   設されたそれぞれの容量エレメントを介して隣接する脚
   部及び腕部の間を連通している、ところのＨ形部材、 （ｂ）等しい大きさを有するそれぞれのトラップ・イン
   ダクタンスを介してアース電位に接続された前記腕部、 （ｃ）等しい大きさを有するそれぞれのコンデンサを介
   してアース電位に接続された前記脚部、 （ｄ）各々の第１インダクタンスに更に接続され、次い
   で各々の第１コンデンサを介してアース電位に接続され
   た前記第１脚部、 （ｅ）第１入力コンデンサを介してＲＦエネルギーの第
   １ソースにまた接続された一方の前記第１脚部、 （ｆ）第２インダクタンスに接続され、次いで第２コン
   デンサを介してＲＦエネルギーの第２ソースに接続され
   た前記第２の脚部であつて、前記第１インダクタンスと
   前記第２インダクタンスは大きさが等しく、上記第１コ
   ンデンサと上記の第２コンデンサは大きさが等しく、前
   記ＲＦエネルギーの第２ソースの周波数は前記ＲＦエネ
   ルギーの第１ソースよりも低い前記第２脚部、 （ｇ）前記第１インダクタンスと前記第１コンデンサと
   の間の点と前記第２インダクタンスと前記第２コンデン
   サとの中間点に接続されたブリッジ・コンデンサによっ
   て構成されるプローブ。 ２、前記各容量エレメントが、等しい値のコンデンサの
   直列結合対によって構成され、これらのコンデンサの間
   の共通結合部がアース電位に接続されている請求項１記
   載のプローブ。