JPH0213984B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0213984B2 JPH0213984B2 JP59237504A JP23750484A JPH0213984B2 JP H0213984 B2 JPH0213984 B2 JP H0213984B2 JP 59237504 A JP59237504 A JP 59237504A JP 23750484 A JP23750484 A JP 23750484A JP H0213984 B2 JPH0213984 B2 JP H0213984B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- carrier wave
- phase error
- output
- error detection
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2277—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using remodulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はTDMA用のバースト復調器に用いら
れる狭帯域フイルタを用いた搬送波再生回路に関
するものである。
れる狭帯域フイルタを用いた搬送波再生回路に関
するものである。
（従来の技術）
PSK等の変調波を同期復調するためには基準
搬送波を再生する必要があり、TDMA用のバー
スト復調器に用いる搬送波再生回路としては、ハ
ングアツプがなく高速位相引込みが可能な狭帯域
フイルタを用いた搬送波再生方式が用いられ、搬
送波成分を抽出する手段として逆変調方式や逓信
方式等が知られている。第８図は逆変調方式によ
る従来の搬送波再生回路の例で、４相PSK波が
入力された場合、受信信号ａは逆変調器１と４相
位相復調器２に分配され、復調出力ｂ，ｃが逆変
調器１に入力され、受信信号ａに対して逆変調動
作を行い搬送波成分ｄを抽出する。この搬送波成
分ｄはトラツキングフイルタ３に加えられ雑音を
除去し、再生搬送波ｅを得る。トラツキングフイ
ルタ３は第９図に示したようにミキサ４，５、電
圧制御発振器６、狭帯域フイルタ７、リミツタ
８、位相比較器９から構成され、狭帯域フイルタ
７の入出力位相差を位相比較器９により検出して
電圧制御発振器６を制御し、ミキサ４，５に加え
られる電圧制御発振器６の出力周波数を位相比較
器９の出力が零となるよう制御することにより、
ミキサ４の出力周波数と狭帯域フイルタ７の中心
周波数とを一致させる。また、第１０図は４相
PSK波の場合の逓倍方式による従来の搬送波再
生回路の例を示したもので、受信信号ａは４逓倍
器１０により４逓倍されトラツキングフイルタ３
に加えられた後、1/4分周器１１により1/4分周す
ることにより得られる再生搬送波ｅにより、４相
位復調器２において復調出力ｂ，ｃを得る。
搬送波を再生する必要があり、TDMA用のバー
スト復調器に用いる搬送波再生回路としては、ハ
ングアツプがなく高速位相引込みが可能な狭帯域
フイルタを用いた搬送波再生方式が用いられ、搬
送波成分を抽出する手段として逆変調方式や逓信
方式等が知られている。第８図は逆変調方式によ
る従来の搬送波再生回路の例で、４相PSK波が
入力された場合、受信信号ａは逆変調器１と４相
位相復調器２に分配され、復調出力ｂ，ｃが逆変
調器１に入力され、受信信号ａに対して逆変調動
作を行い搬送波成分ｄを抽出する。この搬送波成
分ｄはトラツキングフイルタ３に加えられ雑音を
除去し、再生搬送波ｅを得る。トラツキングフイ
ルタ３は第９図に示したようにミキサ４，５、電
圧制御発振器６、狭帯域フイルタ７、リミツタ
８、位相比較器９から構成され、狭帯域フイルタ
７の入出力位相差を位相比較器９により検出して
電圧制御発振器６を制御し、ミキサ４，５に加え
られる電圧制御発振器６の出力周波数を位相比較
器９の出力が零となるよう制御することにより、
ミキサ４の出力周波数と狭帯域フイルタ７の中心
周波数とを一致させる。また、第１０図は４相
PSK波の場合の逓倍方式による従来の搬送波再
生回路の例を示したもので、受信信号ａは４逓倍
器１０により４逓倍されトラツキングフイルタ３
に加えられた後、1/4分周器１１により1/4分周す
ることにより得られる再生搬送波ｅにより、４相
位復調器２において復調出力ｂ，ｃを得る。
（発明が解決しようとする問題点）
前述のような従来の搬送波再生回路では、狭帯
域フイルタにおける位相誤差は第９図に示したト
ラツキングフイルタにより補償されるが、位相合
せのための遅延線等において、温度変動等による
位相誤差が生じ、誤り率の劣化の原因となる。ま
た、トラツキングフイルタを制御するいわゆる
AFCループはTDMAにおいては通常AFCループ
の雑音帯域幅を小さくし、再生搬送波の位相スリ
ツプ頻度を小さくするよう、十分大きな時定数を
持つループとする。従つてトラツキングフイルタ
は各バースト信号の周波数の平均値に追従するだ
けで、バースト間の周波数偏差に対しては追従し
ない。このため、低スリツプ特性が要求される場
合には狭帯域フイルタの帯域幅は極めて狭くな
り、バースト間の周波数偏差に起因する再生搬送
波の位相誤差は無視できないものとなり、誤り率
特性の劣化要因となる。
域フイルタにおける位相誤差は第９図に示したト
ラツキングフイルタにより補償されるが、位相合
せのための遅延線等において、温度変動等による
位相誤差が生じ、誤り率の劣化の原因となる。ま
た、トラツキングフイルタを制御するいわゆる
AFCループはTDMAにおいては通常AFCループ
の雑音帯域幅を小さくし、再生搬送波の位相スリ
ツプ頻度を小さくするよう、十分大きな時定数を
持つループとする。従つてトラツキングフイルタ
は各バースト信号の周波数の平均値に追従するだ
けで、バースト間の周波数偏差に対しては追従し
ない。このため、低スリツプ特性が要求される場
合には狭帯域フイルタの帯域幅は極めて狭くな
り、バースト間の周波数偏差に起因する再生搬送
波の位相誤差は無視できないものとなり、誤り率
特性の劣化要因となる。
従つて本発明はこれらの問題点を解決すること
を目的とする。
を目的とする。
（問題点を解決するための手段）
本発明の特徴は、復調アイパタンを最大とする
ような位相制御信号を用いて狭帯域フイルタ出力
の再生搬送波の位相を移相器により制御し、各部
の温度変化等による位相誤差やバースト間の周波
数偏差による位相誤差を高速に補償した再生搬送
波を得るもので、その実施例のひとつは、受信信
号から搬送波成分を抽出する逆変調器と、その出
力に接続される狭帯域フイルタと、該フイルタの
出力に接続される電圧制御移相器と、該電圧制御
移相器の出力に従つて受信信号を復調して出力す
る位相復調器と、その復調出力から位相誤差を検
出する位相誤差検出回路とを有し、該位相誤差検
出回路の位相誤差検出出力により、前記狭帯域フ
イルタ出力の再生搬送波の位相誤差が小となるよ
う前記電圧制御移相器が制御される搬送波再生回
路にある。
ような位相制御信号を用いて狭帯域フイルタ出力
の再生搬送波の位相を移相器により制御し、各部
の温度変化等による位相誤差やバースト間の周波
数偏差による位相誤差を高速に補償した再生搬送
波を得るもので、その実施例のひとつは、受信信
号から搬送波成分を抽出する逆変調器と、その出
力に接続される狭帯域フイルタと、該フイルタの
出力に接続される電圧制御移相器と、該電圧制御
移相器の出力に従つて受信信号を復調して出力す
る位相復調器と、その復調出力から位相誤差を検
出する位相誤差検出回路とを有し、該位相誤差検
出回路の位相誤差検出出力により、前記狭帯域フ
イルタ出力の再生搬送波の位相誤差が小となるよ
う前記電圧制御移相器が制御される搬送波再生回
路にある。
（作 用）
本発明は遅延線等の回路素子による位相誤差や
バースト間周波数偏差により生じる位相誤差を復
調出力から検出するので復調出力誤り率が最小と
なるよう自動的に位相を高速に補償した搬送波を
再生できる。
バースト間周波数偏差により生じる位相誤差を復
調出力から検出するので復調出力誤り率が最小と
なるよう自動的に位相を高速に補償した搬送波を
再生できる。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示したブロツク図
であり、４相PSK波から逆変調方式により搬送
波を再生するものである。４相PSK信号ａは逆
変調器１と４相位相復調器２に分配され、復調出
力ｂ，ｃにより逆変調器１を駆動し、受信信号ａ
に対して逆変調動作を行い、搬送波成分ｄを抽出
する。この搬送波成分ｄはトラツキングフイルタ
３に加えられ雑音を除去し、再生搬送波ｅを得
る。この再生搬送波ｅは電圧制御移相器１３に入
力され、位相誤差検出回路１２の位相誤差検出出
力により電圧制御移相器１３を制御し、位相誤差
が補償された再生搬送波e′を得、この再生搬送波
e′は４相位相復調器２に加えられる。
であり、４相PSK波から逆変調方式により搬送
波を再生するものである。４相PSK信号ａは逆
変調器１と４相位相復調器２に分配され、復調出
力ｂ，ｃにより逆変調器１を駆動し、受信信号ａ
に対して逆変調動作を行い、搬送波成分ｄを抽出
する。この搬送波成分ｄはトラツキングフイルタ
３に加えられ雑音を除去し、再生搬送波ｅを得
る。この再生搬送波ｅは電圧制御移相器１３に入
力され、位相誤差検出回路１２の位相誤差検出出
力により電圧制御移相器１３を制御し、位相誤差
が補償された再生搬送波e′を得、この再生搬送波
e′は４相位相復調器２に加えられる。
ここで４相位相復調器２においては公知の構成
により４相PSK波ａを再生搬送波e′で復調し、復
調出力ｂ，ｃは位相誤差検出回路１２に加えられ
る。位相誤差検出回路１２は公知の構成であると
ころのコスタス演算回路等の構成を有しており、
復調出力ｂ，ｃに対してベースバンド演算を行い
位相誤差検出出力ｆを得、この位相誤差検出出力
ｆにより、電圧制御移相器１３を再生搬送波の位
相誤差が小となるよう制御する。これにより遅延
線等における位相誤差や、バースト間の周波数偏
差により生じる再生搬送波の位相誤差を復調アイ
パタンが最大、すなわち誤り率が最小となるよう
補償することができる。
により４相PSK波ａを再生搬送波e′で復調し、復
調出力ｂ，ｃは位相誤差検出回路１２に加えられ
る。位相誤差検出回路１２は公知の構成であると
ころのコスタス演算回路等の構成を有しており、
復調出力ｂ，ｃに対してベースバンド演算を行い
位相誤差検出出力ｆを得、この位相誤差検出出力
ｆにより、電圧制御移相器１３を再生搬送波の位
相誤差が小となるよう制御する。これにより遅延
線等における位相誤差や、バースト間の周波数偏
差により生じる再生搬送波の位相誤差を復調アイ
パタンが最大、すなわち誤り率が最小となるよう
補償することができる。
図２は４相PSKの場合の位相誤差検出回路の
一例を示したブロツク図であり、４相PSK信号
ａは位相検波器１４−１，１４−２においてそれ
ぞれ90゜の位相差を持つ再生搬送波e′１，e′２
（e′より90゜移相器１４−３により作成される）に
より位相検波され、復調出力ｂ，ｃは位相誤差検
出回路１２に加えられる。位相誤差検出回路１２
は識別器１５−１，１５−２と乗算器１６−１，
１６−２及び減算器１７より構成される。復調出
力ｂ，ｃは識別器１５−１，１５−２において識
別され、互いの識別出力と復調出力ｂ，ｃとを乗
算器１６−１，１６−２において乗算し、その出
力を減算器１７で減算することにより変調成分の
除去された位相誤差出力ｆが得られる。
一例を示したブロツク図であり、４相PSK信号
ａは位相検波器１４−１，１４−２においてそれ
ぞれ90゜の位相差を持つ再生搬送波e′１，e′２
（e′より90゜移相器１４−３により作成される）に
より位相検波され、復調出力ｂ，ｃは位相誤差検
出回路１２に加えられる。位相誤差検出回路１２
は識別器１５−１，１５−２と乗算器１６−１，
１６−２及び減算器１７より構成される。復調出
力ｂ，ｃは識別器１５−１，１５−２において識
別され、互いの識別出力と復調出力ｂ，ｃとを乗
算器１６−１，１６−２において乗算し、その出
力を減算器１７で減算することにより変調成分の
除去された位相誤差出力ｆが得られる。
第３図は第１図にて示した本発明の実施例を伝
達関数で表わしたものである。Ｔ（Ｓ）はトラツ
キングフイルタ３の伝達関数、１２は位相誤差検
出回路であり、入力位相θin（Ｓ）と出力位相θout
（Ｓ）の差分をとることになり、位相誤差検出出
力、θin（Ｓ）−θout（Ｓ）を得る。１３は電圧制御
移相器であり、位相誤差検出出力θin（Ｓ）−θout
（Ｓ）のＳ／ＮをＦ（Ｓ）の伝達関数を持つループ
フイルタ１８により改善し、DC増幅器１９によ
りＫ倍した位相誤差検出信号ｆにより制御され、
位相の加算器で表わされる。
達関数で表わしたものである。Ｔ（Ｓ）はトラツ
キングフイルタ３の伝達関数、１２は位相誤差検
出回路であり、入力位相θin（Ｓ）と出力位相θout
（Ｓ）の差分をとることになり、位相誤差検出出
力、θin（Ｓ）−θout（Ｓ）を得る。１３は電圧制御
移相器であり、位相誤差検出出力θin（Ｓ）−θout
（Ｓ）のＳ／ＮをＦ（Ｓ）の伝達関数を持つループ
フイルタ１８により改善し、DC増幅器１９によ
りＫ倍した位相誤差検出信号ｆにより制御され、
位相の加算器で表わされる。
このループの伝達関数をＨ（Ｓ）とすると、
θout（Ｓ）＝Ｈ（Ｓ）θin（Ｓ） ……(1)
Ｈ（Ｓ）＝Ｔ（Ｓ）＋KF（Ｓ）／１＋KF（Ｓ）
……(2) となる。
……(2) となる。
ここで、トラツキングフイルタ３の伝達関数Ｔ
（Ｓ）を等価低域系で考えると、 Ｔ（Ｓ）＝WB／Ｓ＋WB ……(3) となる。WBはトラツキングフイルタの片側帯域
幅である。一方、ループフイルタ１８の伝達関数
Ｆ（Ｓ）として、ラグフイルタを考えると、 Ｆ（Ｓ）＝WL／Ｓ＋WL ……(4) となる。ただし、WLはループフイルタの片側帯
域幅である。これを(2)式に代入すると、 Ｈ（Ｓ）＝Ｓ（WB＋KWL）＋WBWL（
１＋Ｋ）／S2＋｛WB＋（１＋Ｋ）WL｝Ｓ＋WBWL（１＋Ｋ
）……(5) を得る。これは不完全ラグリード形のループフイ
ルタの場合の２次PLLの伝達関数と同じ形とな
つている。不完全ラグリード形ループフイルタを
持つ２次PLLの伝達関数をＨ（Ｓ）とするとＨ
（Ｓ）は次式で与えられる。
（Ｓ）を等価低域系で考えると、 Ｔ（Ｓ）＝WB／Ｓ＋WB ……(3) となる。WBはトラツキングフイルタの片側帯域
幅である。一方、ループフイルタ１８の伝達関数
Ｆ（Ｓ）として、ラグフイルタを考えると、 Ｆ（Ｓ）＝WL／Ｓ＋WL ……(4) となる。ただし、WLはループフイルタの片側帯
域幅である。これを(2)式に代入すると、 Ｈ（Ｓ）＝Ｓ（WB＋KWL）＋WBWL（
１＋Ｋ）／S2＋｛WB＋（１＋Ｋ）WL｝Ｓ＋WBWL（１＋Ｋ
）……(5) を得る。これは不完全ラグリード形のループフイ
ルタの場合の２次PLLの伝達関数と同じ形とな
つている。不完全ラグリード形ループフイルタを
持つ２次PLLの伝達関数をＨ（Ｓ）とするとＨ
（Ｓ）は次式で与えられる。
Ｈ（Ｓ）＝K0（Ｓ＋ａ）／S2＋（K0＋ｅ）Ｓ＋Ka
……(6) (5)と(6)を比較すると K0＝WB＋KWL ……(7) ａ＝WBWL（１＋Ｋ）／WB＋KWL ……(8) ｅ＝WL ……(9) となる。これより第４図に示した構成によれば、
位相に関する伝達関数は２次形のPLLと同一と
なるから、位相誤差θin（Ｓ）−θout（Ｓ）は零とな
るよう制御されることが理解される。従つて、遅
延線等の回路素子により生じる位相誤差は復調出
力より検出され、位相復調器において位相誤差が
零となるよう制御されるから、再生搬送波の位相
は復調出力の誤り率が最小となるよう自動的に補
償されることになる。一方、TDMA方式におい
てはトラツキングフイルタ３はバースト毎の周波
数偏差に対しては追従しないため、第８図に示し
たような従来の構成では各バースト信号の平均周
波数に追従したトラツキングフイルタの中心周波
数に対するバースト間の周波数偏差△Ｗにより生
じる位相誤差△θは△ＷがWBに対して十分小さ
ければ △θ△Ｗ／WB ……(10) となり、周波数偏差△Ｗが大きくなると位相誤差
△θが無視できないほど大きくなり、誤り率特性
劣化の大きな原因となる。
……(6) (5)と(6)を比較すると K0＝WB＋KWL ……(7) ａ＝WBWL（１＋Ｋ）／WB＋KWL ……(8) ｅ＝WL ……(9) となる。これより第４図に示した構成によれば、
位相に関する伝達関数は２次形のPLLと同一と
なるから、位相誤差θin（Ｓ）−θout（Ｓ）は零とな
るよう制御されることが理解される。従つて、遅
延線等の回路素子により生じる位相誤差は復調出
力より検出され、位相復調器において位相誤差が
零となるよう制御されるから、再生搬送波の位相
は復調出力の誤り率が最小となるよう自動的に補
償されることになる。一方、TDMA方式におい
てはトラツキングフイルタ３はバースト毎の周波
数偏差に対しては追従しないため、第８図に示し
たような従来の構成では各バースト信号の平均周
波数に追従したトラツキングフイルタの中心周波
数に対するバースト間の周波数偏差△Ｗにより生
じる位相誤差△θは△ＷがWBに対して十分小さ
ければ △θ△Ｗ／WB ……(10) となり、周波数偏差△Ｗが大きくなると位相誤差
△θが無視できないほど大きくなり、誤り率特性
劣化の大きな原因となる。
第２図に示した構成によれば、位相に関する伝
達関数は２次PLLの形を持つているから、周波
数偏差△Ｗによる位相誤差△θ′は △θ′＝ｅ△Ｗ／aK0＝△Ｗ／WB（１＋Ｋ）…
……(11) となり、位相誤差△θ′は１／（１＋Ｋ）に圧縮さ
れることになる。従つて本発明によれば、バース
ト間の周波数偏差に対しても高速に追従可能とな
る。
達関数は２次PLLの形を持つているから、周波
数偏差△Ｗによる位相誤差△θ′は △θ′＝ｅ△Ｗ／aK0＝△Ｗ／WB（１＋Ｋ）…
……(11) となり、位相誤差△θ′は１／（１＋Ｋ）に圧縮さ
れることになる。従つて本発明によれば、バース
ト間の周波数偏差に対しても高速に追従可能とな
る。
第４図は本発明の他の実施例を示したものであ
り、４相PSK波から４逓倍方式により搬送波を
再生するものである。４相PSK信号ａは４逓倍
器１０により４逓倍されトラツキングフイルタ３
に加えられた後1/4分周器１１により1/4分周さ
れ、再生搬送波ｅを得る。この再生搬送波ｅは電
圧制御移相器１３に入力され位相誤差が補償され
た再生搬送波e′が４相位相復調器２に加えられ
る。４相位相復調器２の復調出力ｂ，ｃは位相誤
差検出回路１２に加えられ、位相誤差検出出力ｆ
により電圧制御移相器１３を再生搬送波の位相誤
差を補償するよう制御する。従つて、第４図の実
施例においても、第１図の実施例において説明し
たと同様にして、遅延線等の回路素子に起因する
位相誤差やバースト間周波数偏差による位相誤差
を復調出力の誤り率が最小となるよう自動的に補
償することができる。
り、４相PSK波から４逓倍方式により搬送波を
再生するものである。４相PSK信号ａは４逓倍
器１０により４逓倍されトラツキングフイルタ３
に加えられた後1/4分周器１１により1/4分周さ
れ、再生搬送波ｅを得る。この再生搬送波ｅは電
圧制御移相器１３に入力され位相誤差が補償され
た再生搬送波e′が４相位相復調器２に加えられ
る。４相位相復調器２の復調出力ｂ，ｃは位相誤
差検出回路１２に加えられ、位相誤差検出出力ｆ
により電圧制御移相器１３を再生搬送波の位相誤
差を補償するよう制御する。従つて、第４図の実
施例においても、第１図の実施例において説明し
たと同様にして、遅延線等の回路素子に起因する
位相誤差やバースト間周波数偏差による位相誤差
を復調出力の誤り率が最小となるよう自動的に補
償することができる。
第５図は特許請求の範囲第３項に記載された本
発明による搬送波再生回路において用いる、電圧
制御移相器の一実施例を示したものである再生搬
送波ｅは分配器２０により分配され、分配出力ｇ
−１はπ／２移相器２１によりπ／２移相され、
分配出力ｇ−２は乗算器２２に加えられる。復調
出力ｂ，ｃが入力され位相誤差検出回路１２によ
り得られた位相誤差検出出力ｆは乗算器２２に制
御信号として加えられる。π／２移相器出力ｈ−
１と乗算器出力ｈ−２は合成器２３に加えられ、
位相誤差が補償された再生搬送波e′を得る。再生
搬送波入力ｅをｅ＝asWtとすると合成器入力で
あるｈ−１、ｈ−２は次式となる ｈ−１＝sinWt ……(12) ｈ−２＝AasWt ……（13） ただしＡは乗算器の乗算係数であり、位相誤差△
θにより定まるものである。
発明による搬送波再生回路において用いる、電圧
制御移相器の一実施例を示したものである再生搬
送波ｅは分配器２０により分配され、分配出力ｇ
−１はπ／２移相器２１によりπ／２移相され、
分配出力ｇ−２は乗算器２２に加えられる。復調
出力ｂ，ｃが入力され位相誤差検出回路１２によ
り得られた位相誤差検出出力ｆは乗算器２２に制
御信号として加えられる。π／２移相器出力ｈ−
１と乗算器出力ｈ−２は合成器２３に加えられ、
位相誤差が補償された再生搬送波e′を得る。再生
搬送波入力ｅをｅ＝asWtとすると合成器入力で
あるｈ−１、ｈ−２は次式となる ｈ−１＝sinWt ……(12) ｈ−２＝AasWt ……（13） ただしＡは乗算器の乗算係数であり、位相誤差△
θにより定まるものである。
この時合成出力e′は
e′＝√１＋2sin（Wt＋tan-1A） ……（14）
となり、Ａ≪１であれば
e′sin（Wt＋Ａ） ……（14）′
であるから、乗算係数Ａを電圧で与えることによ
り、移相量を電圧で制御できる。本電圧制御移相
器を第４図、または第７図に示した搬送波再生回
路に適用することにより、再生搬送波の位相誤差
を自動的に補償できる。
り、移相量を電圧で制御できる。本電圧制御移相
器を第４図、または第７図に示した搬送波再生回
路に適用することにより、再生搬送波の位相誤差
を自動的に補償できる。
第６図は特許請求の範囲第２項にかかる本発明
の他の実施例を示したブロツク図であり、４相
PSK波から逆変調方式により搬送波を再生する
ものである。４相PSK信号ａは逆変調器１と４
相位相復調器２に分配され、復調出力ｂ，ｃによ
り逆変調器１を駆動し、受信信号ａに対して逆変
調動作を行い搬送波成分ｄを抽出する。この搬送
波成分ｄは電圧制御移相器１３に入力され、位相
誤差検出回路１２において得られる位相誤差検出
出力により電圧制御移相器１３を制御し、位相誤
差の補償を行つた搬送波成分d′を得、この搬送波
成分d′をトラツキングフイルタ３に加えることに
より位相誤差が補償され雑音の除去された再生搬
送波e′を得る。
の他の実施例を示したブロツク図であり、４相
PSK波から逆変調方式により搬送波を再生する
ものである。４相PSK信号ａは逆変調器１と４
相位相復調器２に分配され、復調出力ｂ，ｃによ
り逆変調器１を駆動し、受信信号ａに対して逆変
調動作を行い搬送波成分ｄを抽出する。この搬送
波成分ｄは電圧制御移相器１３に入力され、位相
誤差検出回路１２において得られる位相誤差検出
出力により電圧制御移相器１３を制御し、位相誤
差の補償を行つた搬送波成分d′を得、この搬送波
成分d′をトラツキングフイルタ３に加えることに
より位相誤差が補償され雑音の除去された再生搬
送波e′を得る。
第７図は第６図にて示した実施例を伝達関数で
示したものである。Ｔ（Ｓ）はトラツキングフイ
ルタ３の伝達関数、１２は位相誤差検出回路であ
り、入力位相θin（Ｓ）と出力位相θout（Ｓ）の差
分をとることになり、位相誤差検出出力θin（Ｓ）
−θout（Ｓ）を得る。１３は電圧制御移相器であ
り、位相誤差検出出力θin（Ｓ）−θout（Ｓ）のＳ／
ＮをＦ（Ｓ）の伝達関数を持つループフイルタ１
８により改善し、DC増幅器１９によりＫ倍した
位相誤差検出信号ｆにより制御される。これは位
相における加算器で表わされる。
示したものである。Ｔ（Ｓ）はトラツキングフイ
ルタ３の伝達関数、１２は位相誤差検出回路であ
り、入力位相θin（Ｓ）と出力位相θout（Ｓ）の差
分をとることになり、位相誤差検出出力θin（Ｓ）
−θout（Ｓ）を得る。１３は電圧制御移相器であ
り、位相誤差検出出力θin（Ｓ）−θout（Ｓ）のＳ／
ＮをＦ（Ｓ）の伝達関数を持つループフイルタ１
８により改善し、DC増幅器１９によりＫ倍した
位相誤差検出信号ｆにより制御される。これは位
相における加算器で表わされる。
このループの伝達関数をＨ（Ｓ）とすると、
θout（Ｓ）＝Ｈ（Ｓ）θin（Ｓ） ……（15）
Ｈ（Ｓ）＝Ｔ（Ｓ）・〔１＋Ｋ・Ｆ（Ｓ）〕／１＋
Ｋ・Ｆ（Ｓ）・Ｔ（Ｓ） ……（16） となる。
Ｋ・Ｆ（Ｓ）・Ｔ（Ｓ） ……（16） となる。
ここで、(3)(4)式よりＴ（Ｓ）・Ｆ（Ｓ）を（16）式
に代入すると Ｈ（Ｓ）＝WB｛Ｓ＋（１＋Ｋ）WL｝／S2＋（WB＋WL）Ｓ
＋（１＋Ｋ）WBWL ……（17） を得る。これは不完全ラグリード形のループフイ
ルタの場合の２次形PLLの伝達関数と同じ形と
なつている。ここで(6)式と比較すると K0＝WB ａ＝（１＋Ｋ）WL ｅ＝WL となる。従つて第６図に示した構成によつても、
第１図に示した構成によれば位相に関する伝達関
数は２次形のPLLと同一となるから、位相誤差
θin（Ｓ）−θout（Ｓ）は零となるよう制御されるこ
とになり、再生搬送波の位相は復調出力の誤り率
が最小となるよう自動的に補償される。
に代入すると Ｈ（Ｓ）＝WB｛Ｓ＋（１＋Ｋ）WL｝／S2＋（WB＋WL）Ｓ
＋（１＋Ｋ）WBWL ……（17） を得る。これは不完全ラグリード形のループフイ
ルタの場合の２次形PLLの伝達関数と同じ形と
なつている。ここで(6)式と比較すると K0＝WB ａ＝（１＋Ｋ）WL ｅ＝WL となる。従つて第６図に示した構成によつても、
第１図に示した構成によれば位相に関する伝達関
数は２次形のPLLと同一となるから、位相誤差
θin（Ｓ）−θout（Ｓ）は零となるよう制御されるこ
とになり、再生搬送波の位相は復調出力の誤り率
が最小となるよう自動的に補償される。
（発明の効果）
以上、説明したように、本発明は再生搬送波の
位相誤差を、PSK信号の復調出力から位相誤差
検出回路により検出し、その検出出力を電圧制御
移相器の制御信号として再生搬送波の位相誤差を
補償することを特徴とし、遅延線等の回路素子に
よる位相誤差やバースト間周波数偏差により生じ
る位相誤差を復調出力から検出するので、復調出
力誤り率が最小となるよう自動的に位相を高速に
補償した搬送波を再生できる利点がある。
位相誤差を、PSK信号の復調出力から位相誤差
検出回路により検出し、その検出出力を電圧制御
移相器の制御信号として再生搬送波の位相誤差を
補償することを特徴とし、遅延線等の回路素子に
よる位相誤差やバースト間周波数偏差により生じ
る位相誤差を復調出力から検出するので、復調出
力誤り率が最小となるよう自動的に位相を高速に
補償した搬送波を再生できる利点がある。
なお、本発明は４相PSK方式に限らず、復調
出力より位相誤差の検出が可能な８相PSK等の
多相PSK方式あるいはOQPSK、MSK等の狭帯
域フイルタを用いた搬送波再生回路に一般に適用
可能であることは明らかである。
出力より位相誤差の検出が可能な８相PSK等の
多相PSK方式あるいはOQPSK、MSK等の狭帯
域フイルタを用いた搬送波再生回路に一般に適用
可能であることは明らかである。
第１図は本発明の一実施例である逆変調方式に
よる４相PSKの搬送波再生回路のブロツク図、
第２図は位相誤差検出回路の一例を示したブロツ
ク図、第３図は本発明における搬送波再生回路の
伝達関数を示したブロツク図、第４図は本発明の
一実施例である４逓倍方式による４相PSKの搬
送波再生回路のブロツク図、第５図は本発明に適
用する電圧制御移相器の一実施例を示したブロツ
ク図、第６図は本発明による逆変調方式による４
相PSKの搬送波再生回路の他の実施例、第７図
は本発明における搬送波再生回路の伝達関数を示
したブロツク図、第８図は逆変調方式による従来
の４相PSKの搬送波再生回路の実施例を示すブ
ロツク図、第９図はトラツキングフイルタの実施
例を示すブロツク図、第１０図は４逓倍方式によ
る従来の４相PSKの搬送波再生回路の実施例を
示すブロツク図である。 １……逆変調器、２……位相復調器、３……ト
ラツキングフイルタ、４，５……ミキサ、６……
電圧制御発振器、７……狭帯域フイルタ、８……
リミツタ（振幅制限器）、９……位相比較器、１
０……４逓倍器、１１……1/4分周器、１２……
位相誤差検出回路、１３……電圧制御移相器、１
４……位相検波器、１５……識別器、１６……乗
算器、１７……減算器、１８……ループフイル
タ、１９……DC増幅器、２０……分配器、２１
……π／２移相器、２２……乗算器、２３……合
成器。
よる４相PSKの搬送波再生回路のブロツク図、
第２図は位相誤差検出回路の一例を示したブロツ
ク図、第３図は本発明における搬送波再生回路の
伝達関数を示したブロツク図、第４図は本発明の
一実施例である４逓倍方式による４相PSKの搬
送波再生回路のブロツク図、第５図は本発明に適
用する電圧制御移相器の一実施例を示したブロツ
ク図、第６図は本発明による逆変調方式による４
相PSKの搬送波再生回路の他の実施例、第７図
は本発明における搬送波再生回路の伝達関数を示
したブロツク図、第８図は逆変調方式による従来
の４相PSKの搬送波再生回路の実施例を示すブ
ロツク図、第９図はトラツキングフイルタの実施
例を示すブロツク図、第１０図は４逓倍方式によ
る従来の４相PSKの搬送波再生回路の実施例を
示すブロツク図である。 １……逆変調器、２……位相復調器、３……ト
ラツキングフイルタ、４，５……ミキサ、６……
電圧制御発振器、７……狭帯域フイルタ、８……
リミツタ（振幅制限器）、９……位相比較器、１
０……４逓倍器、１１……1/4分周器、１２……
位相誤差検出回路、１３……電圧制御移相器、１
４……位相検波器、１５……識別器、１６……乗
算器、１７……減算器、１８……ループフイル
タ、１９……DC増幅器、２０……分配器、２１
……π／２移相器、２２……乗算器、２３……合
成器。
１ 符号伝送速度f1なる送り主データ信号により
2n（ｎ＝２、３、４、…）相PSK変調された信号
が、更に符号伝送速度f2（f1＞f2）の送り副データ
信号によつて２相PSK変調された変調波を復調
するために、入力信号から直交関係にある少なく
とも２つの復調信号を得る位相同期復調器を備え
た復調装置において、前記復調信号から前記送り
副データ信号に対応する受け副データ信号を再生
する手段と、前記受け副データ信号に含まれてい
るフレーム信号により前記位相同期復調器の位相
引込状態を判別する引込位相判別手段と、前記受
け副データ信号及び前記引込位相判別手段の出力
信号により前記復調信号から前記送り主データ信
号に対応する受け主データ信号を再生する手段と
を具備したことを特徴とする復調装置。
2n（ｎ＝２、３、４、…）相PSK変調された信号
が、更に符号伝送速度f2（f1＞f2）の送り副データ
信号によつて２相PSK変調された変調波を復調
するために、入力信号から直交関係にある少なく
とも２つの復調信号を得る位相同期復調器を備え
た復調装置において、前記復調信号から前記送り
副データ信号に対応する受け副データ信号を再生
する手段と、前記受け副データ信号に含まれてい
るフレーム信号により前記位相同期復調器の位相
引込状態を判別する引込位相判別手段と、前記受
け副データ信号及び前記引込位相判別手段の出力
信号により前記復調信号から前記送り主データ信
号に対応する受け主データ信号を再生する手段と
を具備したことを特徴とする復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59237504A JPS61117957A (ja) | 1984-11-13 | 1984-11-13 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59237504A JPS61117957A (ja) | 1984-11-13 | 1984-11-13 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61117957A JPS61117957A (ja) | 1986-06-05 |
| JPH0213984B2 true JPH0213984B2 (ja) | 1990-04-05 |
Family
ID=17016294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59237504A Granted JPS61117957A (ja) | 1984-11-13 | 1984-11-13 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61117957A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2696948B2 (ja) * | 1988-06-29 | 1998-01-14 | 松下電器産業株式会社 | 搬送波再生回路 |
| JPH06205062A (ja) | 1993-01-08 | 1994-07-22 | Nec Corp | 遅延検波回路 |
-
1984
- 1984-11-13 JP JP59237504A patent/JPS61117957A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61117957A (ja) | 1986-06-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5610946A (en) | Radio communication apparatus | |
| JPH07162465A (ja) | 中継装置 | |
| EP0206203B1 (en) | Recording and reproducing apparatus using a modulator/demodulator for Offset Quadrature Differential Phase-Shift Keying | |
| JP2950512B2 (ja) | 受信機 | |
| JPS6347313B2 (ja) | ||
| JPS6211347A (ja) | ４相ｐｓｋ復調装置 | |
| JPH0258826B2 (ja) | ||
| JPS61117957A (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPS5835429B2 (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPH0831835B2 (ja) | クロツク再生回路 | |
| US4847578A (en) | Method and device for detecting false locks between a reference signal and a signal to be demodulated by coherent digital demodulation | |
| US5189564A (en) | Magnetic recording/reproducing method and apparatus | |
| JPS62118660A (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPS6074751A (ja) | 可変利得形搬送波再生回路 | |
| JPS6338143B2 (ja) | ||
| JPS6330049A (ja) | Ｍｓｋ復調回路 | |
| JP2517019B2 (ja) | Ｍｓｋ信号のクロック再生装置 | |
| JP2696948B2 (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPS6154303B2 (ja) | ||
| JPS61105933A (ja) | サ−ビスチヤンネル信号抽出方式 | |
| JPH0356490B2 (ja) | ||
| JPS6281854A (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPH03133236A (ja) | 復調装置 | |
| JPS60189354A (ja) | 通信方式 | |
| JPH0467382B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |