JPH02142393A - 誘導電動機の速度制御装置 - Google Patents
誘導電動機の速度制御装置Info
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- JPH02142393A JPH02142393A JP63290019A JP29001988A JPH02142393A JP H02142393 A JPH02142393 A JP H02142393A JP 63290019 A JP63290019 A JP 63290019A JP 29001988 A JP29001988 A JP 29001988A JP H02142393 A JPH02142393 A JP H02142393A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電動機を可変速制御するインバータの速度制
御方式に関する。
御方式に関する。
第５図は例えば電気学会産業応用部門全国大会講演論文
「簡易速度センサレスベクトル制御方式」（１９８７／
８、Ｎｃ１２８）に示され制御システムのブロック図で
あり、図において１は誘導電動機、２はパルス幅変調電
圧形インバータ（ＰＩＩＭ■Ｎ■）、３は３相電圧指令
Ｖ−〜Ｖｗ＊の演算器、４は積分器、５はトルク電流成
分検出器、６は周波数指令演算器、７は電圧指令演算器
である。その基本動作はインバータの出力電圧の指令信
号■−〜Ｖ−の位相基準信号θ申を基準として、誘導電
動機１の１次電流からトルク電流成分１１＋１を検出し
、フィードバック信号のＩｉｑに基づいてすべり周波数
ω１１を演算し、これと速度指令ω、＊の加算よりイン
バータ出力周波数指令０戸を演算し、さらに耐記トルク
電流成分検出値Ｉｒｑと前記０戸及び前記誘導電動機の
電動機定数に基づいて電圧ベクトル■工本及びδＩ（Ｖ
１拳：相電圧振幅値、δ＊：電動機内部相差角）の指令
値を演算し、これらｖｔ拳。
「簡易速度センサレスベクトル制御方式」（１９８７／
８、Ｎｃ１２８）に示され制御システムのブロック図で
あり、図において１は誘導電動機、２はパルス幅変調電
圧形インバータ（ＰＩＩＭ■Ｎ■）、３は３相電圧指令
Ｖ−〜Ｖｗ＊の演算器、４は積分器、５はトルク電流成
分検出器、６は周波数指令演算器、７は電圧指令演算器
である。その基本動作はインバータの出力電圧の指令信
号■−〜Ｖ−の位相基準信号θ申を基準として、誘導電
動機１の１次電流からトルク電流成分１１＋１を検出し
、フィードバック信号のＩｉｑに基づいてすべり周波数
ω１１を演算し、これと速度指令ω、＊の加算よりイン
バータ出力周波数指令０戸を演算し、さらに耐記トルク
電流成分検出値Ｉｒｑと前記０戸及び前記誘導電動機の
電動機定数に基づいて電圧ベクトル■工本及びδＩ（Ｖ
１拳：相電圧振幅値、δ＊：電動機内部相差角）の指令
値を演算し、これらｖｔ拳。
δ拳、θ傘に基づいて演算する３相電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖ
−よりＰＷＭ制御インバータの周波数及び電圧を制御し
て電動機を速度制御する。これは、従来のような速度検
出器を用いずに、電流検出器のみによって電動機をベク
トル制御する方式であり、直流機と同等にトルクや速度
を高性能に制御するものである。
−よりＰＷＭ制御インバータの周波数及び電圧を制御し
て電動機を速度制御する。これは、従来のような速度検
出器を用いずに、電流検出器のみによって電動機をベク
トル制御する方式であり、直流機と同等にトルクや速度
を高性能に制御するものである。
また、上記と同様に速度検出器を用いないベクトル制御
の別方式としては、例えば特開昭６２−２５８８８号に
記載のように電動機の１次電流及び１次電圧を検出し、
それらのフィードバック信号に基づいて電動機の磁束及
びすベリを演算してベクトル制御を行うものがある。
の別方式としては、例えば特開昭６２−２５８８８号に
記載のように電動機の１次電流及び１次電圧を検出し、
それらのフィードバック信号に基づいて電動機の磁束及
びすベリを演算してベクトル制御を行うものがある。
上記従来技術の制御方式は近年マイコンの発達に伴ない
それを使ったソフトウェアで実現される。
それを使ったソフトウェアで実現される。
その場合、１次電流あるいは１次電圧はサンプリング時
間毎に取込まれ、そのフィードバック信号に基づいて制
御演算が行われその結果による指令値で電動機が制御さ
れるため、第６図で示すように実際の１次電流ｉｌ（破
線）に対してサンプリング時間Ｔｓで検出される検出値
ｉ１ｇは実線となり誤差を生じ、特にインバータ出力周
波数が大きくなると追従しなくなり、速度制御精度や応
答が劣化し、さらには不安定現像が発生し、運転不可能
になるといった問題があった。
間毎に取込まれ、そのフィードバック信号に基づいて制
御演算が行われその結果による指令値で電動機が制御さ
れるため、第６図で示すように実際の１次電流ｉｌ（破
線）に対してサンプリング時間Ｔｓで検出される検出値
ｉ１ｇは実線となり誤差を生じ、特にインバータ出力周
波数が大きくなると追従しなくなり、速度制御精度や応
答が劣化し、さらには不安定現像が発生し、運転不可能
になるといった問題があった。
本発明の目的は、上記した問題を解消するためになされ
たもので、広範囲に亘って電動機の回転速度を安定に制
御する電動機の速度制御方式を提案することにある。
たもので、広範囲に亘って電動機の回転速度を安定に制
御する電動機の速度制御方式を提案することにある。
上記目的は、インバータの出力周波数が低い領域と高い
領域では速度制御方式を換えて、低周波領域では電動機
の１次電流の交流瞬時値量をサンプルしてフィードバッ
ク制御を行い、高周波領域では前記フィードバック制御
をやめオープンループ制御するか、あるいは１次電流の
平均値又は絶対値をサンプルしてフィードバック制御す
ることで達成される。
領域では速度制御方式を換えて、低周波領域では電動機
の１次電流の交流瞬時値量をサンプルしてフィードバッ
ク制御を行い、高周波領域では前記フィードバック制御
をやめオープンループ制御するか、あるいは１次電流の
平均値又は絶対値をサンプルしてフィードバック制御す
ることで達成される。
本発明による速度制御方式は、低周波領域ではサンプル
周期Ｔｓ毎に１次電流の瞬時値が取込まれ、これよりト
ルク電流成分が演算され、これに基づいてすベリ周波数
や出力電圧が制御されて、電動機はベクトル制御される
。また、サンプリング周期Ｔｓに対して少なくともその
数倍以下の周期となる高周波領域になると、１次電流瞬
時値のフィードバックループは切離され、速度指令信号
のみによるオープンループ制御でインバータの出力周波
数及び電圧が制御される、いわゆる電圧対周波数が一定
の制御（Ｖ／Ｆ制御）に切換わる。
周期Ｔｓ毎に１次電流の瞬時値が取込まれ、これよりト
ルク電流成分が演算され、これに基づいてすベリ周波数
や出力電圧が制御されて、電動機はベクトル制御される
。また、サンプリング周期Ｔｓに対して少なくともその
数倍以下の周期となる高周波領域になると、１次電流瞬
時値のフィードバックループは切離され、速度指令信号
のみによるオープンループ制御でインバータの出力周波
数及び電圧が制御される、いわゆる電圧対周波数が一定
の制御（Ｖ／Ｆ制御）に切換わる。
それにより低速ではベクトル制御により高トルク特性が
得られ、高速ではオープンループ制御で安定な速度制御
が行え、広範囲に亘り速度制御できる。
得られ、高速ではオープンループ制御で安定な速度制御
が行え、広範囲に亘り速度制御できる。
以下、本発明の一実施例を前記第４図と同一部分に同一
符号を付した第１図により説明する。ここで、８及び９
は速度指令ω−からの制御モード判別器１０によって操
作される積分要素８１及び９１を備えた切換回路であり
、ω、＊が所定値ω慮以上になると、該切換回路８はト
ルク電流成分検出値Ｉｚｑを零に切換えられ、また、切
換回路９は電圧相差角指令δ傘を零に切換えられる。ま
た１１．１２．１３はサンプルホールド回路で、サンプ
リング時間Ｔｓ毎に速度指令ωｒψ及び１次電流検出値
ｉｌを取込み、１３はＴｓ時時間１電電圧指令Ｖ１拳保
持する。
符号を付した第１図により説明する。ここで、８及び９
は速度指令ω−からの制御モード判別器１０によって操
作される積分要素８１及び９１を備えた切換回路であり
、ω、＊が所定値ω慮以上になると、該切換回路８はト
ルク電流成分検出値Ｉｚｑを零に切換えられ、また、切
換回路９は電圧相差角指令δ傘を零に切換えられる。ま
た１１．１２．１３はサンプルホールド回路で、サンプ
リング時間Ｔｓ毎に速度指令ωｒψ及び１次電流検出値
ｉｌを取込み、１３はＴｓ時時間１電電圧指令Ｖ１拳保
持する。
次に動作を説明する、先ず制御モード判別器１２によっ
て速度指令ω、傘が所定値０皿以下であれば、第２図で
示す構成からなる切換回路８．９のスイッチはＡにセッ
トされ電流フィードバックループを形成する。そしてサ
ンプリング時間Ｔｓ毎に１次電流１１の瞬時値を検出し
、これよりトルク電流成分１１ｑを浣等し、そのＩＩｑ
に基づいてインバータ出力周波数指令ω１串及び電圧指
令（電圧の大きさｖｌ 傘、相差差δＩ）を演算し、さ
らに１次電圧瞬時値指令ｖ１＊を演算しその値はサンプ
ルホールド回路１３でサンプリング時間Ｔｓ保持され、
ＰＷＭ制御演算等に用いられる。この電流フィードバッ
クループ制御により、前記したように電動機の磁束が常
に一定となるように１次電圧の大きさｖｌや位相δが制
御され（ベクトル制御）、さらに周波数制御によってす
べりが補償されるため。
て速度指令ω、傘が所定値０皿以下であれば、第２図で
示す構成からなる切換回路８．９のスイッチはＡにセッ
トされ電流フィードバックループを形成する。そしてサ
ンプリング時間Ｔｓ毎に１次電流１１の瞬時値を検出し
、これよりトルク電流成分１１ｑを浣等し、そのＩＩｑ
に基づいてインバータ出力周波数指令ω１串及び電圧指
令（電圧の大きさｖｌ 傘、相差差δＩ）を演算し、さ
らに１次電圧瞬時値指令ｖ１＊を演算しその値はサンプ
ルホールド回路１３でサンプリング時間Ｔｓ保持され、
ＰＷＭ制御演算等に用いられる。この電流フィードバッ
クループ制御により、前記したように電動機の磁束が常
に一定となるように１次電圧の大きさｖｌや位相δが制
御され（ベクトル制御）、さらに周波数制御によってす
べりが補償されるため。
低速域でも高トルクが発生し、回転速度も指令値にほぼ
一致して制御される。
一致して制御される。
次に速度指令ω−が所定値０１以上になると切換回路８
，９のスイッチはＢにセットされ、周波数演算器６及び
電圧指令演算器７に用いられるＩｚｑは零となり、また
電圧指令演算出力の相差角δも零となり、インバータの
出力電圧、及び周波数は速度指令ω−のみによる第３図
に示すオープンループ制御となる。これは速度指令ω−
をサンプリング時間Ｔｓで取込み、該ω、◆に係数器１
４のゲインφ１を乗じることで電圧指令ｖｌＩを演算し
、またω−を積分することで電圧位相θ傘を得て、これ
ら■ＩＩ、θ傘より１次電圧瞬時値ｖ１ψを演算し、そ
の値ｖｔ◆はサンプルホールド回路１３にＴｓ時間保持
されＰＷＭ制御部へ出力される。
，９のスイッチはＢにセットされ、周波数演算器６及び
電圧指令演算器７に用いられるＩｚｑは零となり、また
電圧指令演算出力の相差角δも零となり、インバータの
出力電圧、及び周波数は速度指令ω−のみによる第３図
に示すオープンループ制御となる。これは速度指令ω−
をサンプリング時間Ｔｓで取込み、該ω、◆に係数器１
４のゲインφ１を乗じることで電圧指令ｖｌＩを演算し
、またω−を積分することで電圧位相θ傘を得て、これ
ら■ＩＩ、θ傘より１次電圧瞬時値ｖ１ψを演算し、そ
の値ｖｔ◆はサンプルホールド回路１３にＴｓ時間保持
されＰＷＭ制御部へ出力される。
この制御はいわゆる電圧対周波数が一定の制御方式（Ｖ
／ｆ一定制御）であり、上記したように電流フィードバ
ックによるすべり補償が無いために速度制御精度が劣る
反面、電流検出サンプリング時間の影響を受けず、また
制御演算処理時間が上記フィードバック制御に比べ短縮
することから、電圧指令ｖ１拳のサンプリング時間Ｔｓ
を短かくでき、高速回転でも安定で高応答な速度制御
ができる。
／ｆ一定制御）であり、上記したように電流フィードバ
ックによるすべり補償が無いために速度制御精度が劣る
反面、電流検出サンプリング時間の影響を受けず、また
制御演算処理時間が上記フィードバック制御に比べ短縮
することから、電圧指令ｖ１拳のサンプリング時間Ｔｓ
を短かくでき、高速回転でも安定で高応答な速度制御
ができる。
次に上記した２つの制御方式を運転速度指令に応じて制
御モード判別器１０により切換える場合、瞬時的に切換
えると、電圧及び周波数の急峻な変化で過渡現象が発生
する。これには、切換回路８゜９には時定数Ｔの１次遅
れ要素８１．９１を備えているため円滑な切換えが行え
る。第４図は、制御方式が切換わる時のトルク電流検出
信号１１ｑ及び電圧相差角指令δネの時間変化を示す。
御モード判別器１０により切換える場合、瞬時的に切換
えると、電圧及び周波数の急峻な変化で過渡現象が発生
する。これには、切換回路８゜９には時定数Ｔの１次遅
れ要素８１．９１を備えているため円滑な切換えが行え
る。第４図は、制御方式が切換わる時のトルク電流検出
信号１１ｑ及び電圧相差角指令δネの時間変化を示す。
図中実線はフィードバック制御を行うバク１−ル制御か
らオープンループ制御を行うＶ／ｆ制御へ切換わる場合
で、切換回路８，９のスイッチをＡからＢにすることで
１１ｑ及びδ拳の各信号は、積分要素８１．９２の時定
数で零となる。一方図中破線はＶ／ｆ制御からベクトル
制御へ切換ねる場合で、切換回路８，９のスイッチをＢ
からＡにすることで、１１ｑ及びδ拳は零から円滑に各
位の信号が得られる。ここで、両者の制御方式の切換え
る速度ω倉は電流検出値と実際値との追従性が確保でき
るサンプリング時間Ｔｓによって決まり、Ｔｓの数倍〜
１０倍の周期の周波数に選定しておけばフィードバック
制御範囲内での不安定現象は生じないことがわかってい
る。
らオープンループ制御を行うＶ／ｆ制御へ切換わる場合
で、切換回路８，９のスイッチをＡからＢにすることで
１１ｑ及びδ拳の各信号は、積分要素８１．９２の時定
数で零となる。一方図中破線はＶ／ｆ制御からベクトル
制御へ切換ねる場合で、切換回路８，９のスイッチをＢ
からＡにすることで、１１ｑ及びδ拳は零から円滑に各
位の信号が得られる。ここで、両者の制御方式の切換え
る速度ω倉は電流検出値と実際値との追従性が確保でき
るサンプリング時間Ｔｓによって決まり、Ｔｓの数倍〜
１０倍の周期の周波数に選定しておけばフィードバック
制御範囲内での不安定現象は生じないことがわかってい
る。
なお、前述には高速域で第３図に示すオープンループ制
御としたが、第７図に示すように１次電流を整流器１５
に入力し、その絶対値又は平均値をサンプルして、出力
周波数指令ω１傘あるいは出力電圧指令■１＊にフィー
ドバックしてもよい。これは直流量のサンプルよりサン
プルタイムの影響を受けにくく、このフィードバックに
より、過負荷制限やトルクブーストを行うことができる
。
御としたが、第７図に示すように１次電流を整流器１５
に入力し、その絶対値又は平均値をサンプルして、出力
周波数指令ω１傘あるいは出力電圧指令■１＊にフィー
ドバックしてもよい。これは直流量のサンプルよりサン
プルタイムの影響を受けにくく、このフィードバックに
より、過負荷制限やトルクブーストを行うことができる
。
また、図示しないが、特開昭６２−２５８８８号記載の
ように電動機の１次電流と１次電圧の瞬時値をサンプル
してフィードバックループでベクトル制御を行うものに
ついても本発明の第１図の実施例と同様に、各フィード
バック信号に切換回路を設は回転速度に応じてフィード
バック制御あるいはオープンループ制御に切換えれば運
転速度範囲を広げることができる。
ように電動機の１次電流と１次電圧の瞬時値をサンプル
してフィードバックループでベクトル制御を行うものに
ついても本発明の第１図の実施例と同様に、各フィード
バック信号に切換回路を設は回転速度に応じてフィード
バック制御あるいはオープンループ制御に切換えれば運
転速度範囲を広げることができる。
本発明によれば、回転速度に応じて制御方式を切換える
ことで低速度領域ではフィードバックループ制御のベク
トルに制御により高トルク特性が得られ、高速度領域で
はＶ／ｆ制御のオープンループ制御により高速回転で安
定な速度制御ができ、運転速度範囲の広い速度制御がで
きるという効果がある。
ことで低速度領域ではフィードバックループ制御のベク
トルに制御により高トルク特性が得られ、高速度領域で
はＶ／ｆ制御のオープンループ制御により高速回転で安
定な速度制御ができ、運転速度範囲の広い速度制御がで
きるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例の制御構成ブロック図、第２
図は第１図の切換回路の構成図、第３図。 第４図、第７図は本発明の詳細な説明する図、第５図は
従来の速度制御ブロック図、第６図は電流検出波形図を
示す。 １・・・誘導電動機、２・・・ＰＷＭ制御インバータ装
置、５・・・トルク電流成分検出器、６・・・周波数指
令演算器、７・・・電圧指令判別器、８，９・・・切換
回路、１０・・・制御モード判別器、１１，１２，１３
・・・すンプルホールド回路。 第 図 第 図 第２因 ｔ！ −フ 図
図は第１図の切換回路の構成図、第３図。 第４図、第７図は本発明の詳細な説明する図、第５図は
従来の速度制御ブロック図、第６図は電流検出波形図を
示す。 １・・・誘導電動機、２・・・ＰＷＭ制御インバータ装
置、５・・・トルク電流成分検出器、６・・・周波数指
令演算器、７・・・電圧指令判別器、８，９・・・切換
回路、１０・・・制御モード判別器、１１，１２，１３
・・・すンプルホールド回路。 第 図 第 図 第２因 ｔ！ −フ 図
Claims (1)
- １、電動機に可変周波数の交流電圧を供給するインバー
タ装置において、該装置の出力周波数が低いときは電動
機の１次電流あるいは１次電圧の交流瞬時値量をサンプ
ルしてフィードバック制御を行ない、上記出力周波数が
高いときは、前記１次電流あるいは１次電圧の交流瞬時
値量をサンプルせずに制御して、電動機の速度に応じて
制御方式を切換えることを特徴とする電動機の速度制御
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63290019A JP2528953B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 誘導電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63290019A JP2528953B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 誘導電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02142393A true JPH02142393A (ja) | 1990-05-31 |
| JP2528953B2 JP2528953B2 (ja) | 1996-08-28 |
Family
ID=17750737
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63290019A Expired - Lifetime JP2528953B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 誘導電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2528953B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6597148B1 (en) | 1999-02-15 | 2003-07-22 | Abb Oy | Method for controlling an electrical machine and an inverter |
| JP2018061310A (ja) * | 2016-10-03 | 2018-04-12 | 株式会社ミツバ | ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置 |
-
1988
- 1988-11-18 JP JP63290019A patent/JP2528953B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6597148B1 (en) | 1999-02-15 | 2003-07-22 | Abb Oy | Method for controlling an electrical machine and an inverter |
| JP2018061310A (ja) * | 2016-10-03 | 2018-04-12 | 株式会社ミツバ | ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2528953B2 (ja) | 1996-08-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
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