JPH02147877A - Ｇｐｓ受信機の検波装置 - Google Patents
Ｇｐｓ受信機の検波装置Info
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- JPH02147877A JPH02147877A JP63301197A JP30119788A JPH02147877A JP H02147877 A JPH02147877 A JP H02147877A JP 63301197 A JP63301197 A JP 63301197A JP 30119788 A JP30119788 A JP 30119788A JP H02147877 A JPH02147877 A JP H02147877A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、衛生の電波を利用して位置を測定する（３Ｐ
Ｓ受信機の検波方式に関するものである。
Ｓ受信機の検波方式に関するものである。
従来の技術
従来、ＧＰＳ受信機の疑似雑音符号と受信信号の相関は
ミキサによって５時間に対して連続的に処理される場合
が多かった。たとえば、１ジ−ピーニス シグナル ス
トラフチャー アンド パフォーマンス キャラクタス
ティクス”ジェイ。
ミキサによって５時間に対して連続的に処理される場合
が多かった。たとえば、１ジ−ピーニス シグナル ス
トラフチャー アンド パフォーマンス キャラクタス
ティクス”ジェイ。
ジエイ、スピルカー、ジ−ビーニス ペーパーパブリッ
シドゥ、イン、ナビゲーション、ボリューム１．２９ペ
ージ〜５４ページ（ＧＰＳ ＳｉｇｎａｌＳｔｒｕｃｔ
ｕｒｅ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｈ
ａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ”Ｊ、Ｊ、５ｐｉｌｋｅｒ
、 ＧＰＳ Ｐａｐｅｒｓ ｐｕｂｌｉｓｈｅｄ １ｎ
ＮＡＶＩＧＡＴＩＯＮ、 Ｖｏｌ、 Ｉ、 ２９ｐ−
５４ｐ）記載の構成が知られている。以下、第８図を用
いて、簡単にその構成を説明する。スペクトラム拡散さ
れた受信信号を、中間周波フィルタ１３を介し、疑似雑
音の符号発生器１４０発生する符号とミキサ１５におい
て混合し、逆拡散する。この処理によって、スペクトラ
ム拡散された広帯域の信号は、５Ｑｂｐｓで位相変調さ
れた狭帯域の信号となり、狭帯域フィルタ１６によって
選択的にぬき取り、高感度で受信できる。
シドゥ、イン、ナビゲーション、ボリューム１．２９ペ
ージ〜５４ページ（ＧＰＳ ＳｉｇｎａｌＳｔｒｕｃｔ
ｕｒｅ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｈ
ａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ”Ｊ、Ｊ、５ｐｉｌｋｅｒ
、 ＧＰＳ Ｐａｐｅｒｓ ｐｕｂｌｉｓｈｅｄ １ｎ
ＮＡＶＩＧＡＴＩＯＮ、 Ｖｏｌ、 Ｉ、 ２９ｐ−
５４ｐ）記載の構成が知られている。以下、第８図を用
いて、簡単にその構成を説明する。スペクトラム拡散さ
れた受信信号を、中間周波フィルタ１３を介し、疑似雑
音の符号発生器１４０発生する符号とミキサ１５におい
て混合し、逆拡散する。この処理によって、スペクトラ
ム拡散された広帯域の信号は、５Ｑｂｐｓで位相変調さ
れた狭帯域の信号となり、狭帯域フィルタ１６によって
選択的にぬき取り、高感度で受信できる。
なお、１７は低域フィルタである。
発明が解決しようとする課題
しかし、従来の技術でＨＩ！８図のミキサ１５の部分を
デジタル化する場合、非常に大規模な回路となるという
課題があった。すなわち、デジタル化するには、中間周
波フィルタの後、Ａ／ｆ）変換を行なう。疑似雑音符号
も低域フィルタ１７を介しＡ／Ｄ変換を行なうか、疑似
雑音発生器１４において等価なデジタル信号を発生する
。そして、これら２者のデジタルデータより、乗算を行
なう事により、ミキサ１５の処理を行なう。このＡ／Ｄ
変換のビット数を８ビット程度とし、サンプリング周波
数は、中間周波数をベースバント付近として、１．０２
３ ＭＨｚ以上とする。通常はサンプリング周波数は２
ＭＨ２以上が選ばれる。また、中間周波数をベースバン
ド付近とした場合、この８ピット乗算器は６個以上使用
することになる。
デジタル化する場合、非常に大規模な回路となるという
課題があった。すなわち、デジタル化するには、中間周
波フィルタの後、Ａ／ｆ）変換を行なう。疑似雑音符号
も低域フィルタ１７を介しＡ／Ｄ変換を行なうか、疑似
雑音発生器１４において等価なデジタル信号を発生する
。そして、これら２者のデジタルデータより、乗算を行
なう事により、ミキサ１５の処理を行なう。このＡ／Ｄ
変換のビット数を８ビット程度とし、サンプリング周波
数は、中間周波数をベースバント付近として、１．０２
３ ＭＨｚ以上とする。通常はサンプリング周波数は２
ＭＨ２以上が選ばれる。また、中間周波数をベースバン
ド付近とした場合、この８ピット乗算器は６個以上使用
することになる。
また、低域フィルタ１７の遮断周波数を高くして、疑似
雑音符号のデジタルデータを±１のみとし、乗算処理を
簡易化する方法も考えられるが。
雑音符号のデジタルデータを±１のみとし、乗算処理を
簡易化する方法も考えられるが。
サンプリング周波数を非常に高速にしないと、位置測定
に対する量子化雑音が大きくなるという課題があった。
に対する量子化雑音が大きくなるという課題があった。
本発明は以上のような回路規模の増大に鑑み、第１の目
的は乗算の処理頻度を少なくシ、複数のミキサの乗算器
を共用化し、回路規模を小さくするものである。また、
第２の目的は回路規模を小さくして、多くの受信チャン
ネルを持った高性能な受信機を安価に実現するものであ
る。また、第３の目的は乗算器をデジタルシグナルプロ
セッサ（以下ＤＳＰ）等の凡用プロセッサにおいても処
理できるようにするものである。
的は乗算の処理頻度を少なくシ、複数のミキサの乗算器
を共用化し、回路規模を小さくするものである。また、
第２の目的は回路規模を小さくして、多くの受信チャン
ネルを持った高性能な受信機を安価に実現するものであ
る。また、第３の目的は乗算器をデジタルシグナルプロ
セッサ（以下ＤＳＰ）等の凡用プロセッサにおいても処
理できるようにするものである。
課題を解決するための手段
上記目的を達成するため１本発明の技術的解決手段は、
第１に疑似雑音符号をその符号速度の略整数倍でサンプ
リングし、そのサンプリング結果を振幅側に分類し、そ
の分類毎に対応する入力信号を累積加算し、一定期間積
分した後分類別に疑似雑音符号の振幅と乗算し、これら
を加算し、結果なミキサ処理の出力としたものである。
第１に疑似雑音符号をその符号速度の略整数倍でサンプ
リングし、そのサンプリング結果を振幅側に分類し、そ
の分類毎に対応する入力信号を累積加算し、一定期間積
分した後分類別に疑似雑音符号の振幅と乗算し、これら
を加算し、結果なミキサ処理の出力としたものである。
第２には、分類別累積加算をミキサ毎のハードウェアで
処理し、積分後の分類別の乗算と、それらの加算を複数
のミキサに対して共用するようにしたものである。第３
には、疑似雑音発生器において、振幅ではなく分類の属
性を符号の位相制御データの上位ビットに従って時系列
で出力し、制御データの下位ピットと分類属性に従って
振幅をメモリより読み取り、乗算データとするようにし
たものである。第４として、疑似雑音符号発生器より１
分類属性と共に符号を出力し、累積加算器の加減算を制
御することにより、分類の数を半分にしたものである。
処理し、積分後の分類別の乗算と、それらの加算を複数
のミキサに対して共用するようにしたものである。第３
には、疑似雑音発生器において、振幅ではなく分類の属
性を符号の位相制御データの上位ビットに従って時系列
で出力し、制御データの下位ピットと分類属性に従って
振幅をメモリより読み取り、乗算データとするようにし
たものである。第４として、疑似雑音符号発生器より１
分類属性と共に符号を出力し、累積加算器の加減算を制
御することにより、分類の数を半分にしたものである。
作 用
本発明は第１に、疑似雑音符号を振幅側に分類し、対応
する分類別に受信信号を累積加算し、定期間をまとめて
乗算することにより１乗算の頻度を少なくするものであ
る。また、第２には分類別の乗算と、全分類の加算なミ
キサの間で共用することにより１回路規模を小さくする
ものである。
する分類別に受信信号を累積加算し、定期間をまとめて
乗算することにより１乗算の頻度を少なくするものであ
る。また、第２には分類別の乗算と、全分類の加算なミ
キサの間で共用することにより１回路規模を小さくする
ものである。
また、第３には疑似雑音発生器において、分類を出力す
るようにすることによって、回路を簡略化するものであ
る。さらに、第４には疑似雑音符号発生器より、加減算
を制御する符号を発生することにより、分類の種類を半
分にして、累積加算の回路を半分にすると共に、乗算の
回数と全分類の加算を行なう項数を半分にし、共用でき
るミキサの数を多くすることができるようにしたもので
ある。
るようにすることによって、回路を簡略化するものであ
る。さらに、第４には疑似雑音符号発生器より、加減算
を制御する符号を発生することにより、分類の種類を半
分にして、累積加算の回路を半分にすると共に、乗算の
回数と全分類の加算を行なう項数を半分にし、共用でき
るミキサの数を多くすることができるようにしたもので
ある。
実施例
以下、第１図〜第４図を参照しながら本発明の第１の実
施例について説明する。第１図において、アンテナ１で
受信した衛星信号を、入力フィルタ２により濾波し、増
幅器３で増幅する。さらに、第１の局部発振器４とミキ
サ５により混合し、中間周波フィルタ６で濾波し、中間
周波数に周波数変換する。さらに中間周波増幅器７で増
幅した後。
施例について説明する。第１図において、アンテナ１で
受信した衛星信号を、入力フィルタ２により濾波し、増
幅器３で増幅する。さらに、第１の局部発振器４とミキ
サ５により混合し、中間周波フィルタ６で濾波し、中間
周波数に周波数変換する。さらに中間周波増幅器７で増
幅した後。
中間周波数と同じ周波数で発振する第２局部発振器５と
９０°移相器６と、ミキサ７−１と７−２により直交変
換する。さらに遮断周波数１．５ ＭＨｚの低域通過フ
ィルタ８−１及び８−２で高域成分を除く。さらに、８
ビットＡ／Ｄ変換器９−１及び９−２において、４．０
９２ＭＨｚ ノ周期でＡ／Ｄ変換する。それぞれのＡ／
Ｄ変換器９−１と９−２はそれぞれ、第２１局部発振器
に対する同相成分信号■と、直交成分信号＃を出力する
。さらに、信号■とＱけ逆相関処理部１０において、衛
生個有の疑似雑音符号との逆相関を求める。さらに逆相
関結果は、位相検波部１１において衛星−のドツプラシ
フト及び受信機の内部発振器の誤差に対応して搬送波信
号を再生し、衛星信号の位相検波を行なう。さらに制御
部１２において、＃星のデータ受信、逆相関処理部の制
御により疑似雑音符号の追尾と位相の測定、位相検波部
の制御により搬送波に対する追尾を行なうと共に、衛星
の軌道計算や、測位計算等の処理を行ない、測定結果等
のデータを外部へ出力する。
９０°移相器６と、ミキサ７−１と７−２により直交変
換する。さらに遮断周波数１．５ ＭＨｚの低域通過フ
ィルタ８−１及び８−２で高域成分を除く。さらに、８
ビットＡ／Ｄ変換器９−１及び９−２において、４．０
９２ＭＨｚ ノ周期でＡ／Ｄ変換する。それぞれのＡ／
Ｄ変換器９−１と９−２はそれぞれ、第２１局部発振器
に対する同相成分信号■と、直交成分信号＃を出力する
。さらに、信号■とＱけ逆相関処理部１０において、衛
生個有の疑似雑音符号との逆相関を求める。さらに逆相
関結果は、位相検波部１１において衛星−のドツプラシ
フト及び受信機の内部発振器の誤差に対応して搬送波信
号を再生し、衛星信号の位相検波を行なう。さらに制御
部１２において、＃星のデータ受信、逆相関処理部の制
御により疑似雑音符号の追尾と位相の測定、位相検波部
の制御により搬送波に対する追尾を行なうと共に、衛星
の軌道計算や、測位計算等の処理を行ない、測定結果等
のデータを外部へ出力する。
第２図は、第１図の逆相関部１０の前処理部分をさらに
詳しく説明するための要部結線ブロック図である。第１
図の信号■及びＱは、第２図の加算器１Ｏ−ｎ−１と１
Ｏ−ｎ−１’（但し、ｎは１〜５）及びラッチ群１Ｏ−
ｎ−２と１Ｏ−ｎ−２’により累積加算器を構成する。
詳しく説明するための要部結線ブロック図である。第１
図の信号■及びＱは、第２図の加算器１Ｏ−ｎ−１と１
Ｏ−ｎ−１’（但し、ｎは１〜５）及びラッチ群１Ｏ−
ｎ−２と１Ｏ−ｎ−２’により累積加算器を構成する。
各ラッチ群は１２ピツトのラッチ１〜１２より構成する
。疑似雑音符号１Ｏ−ｎ−３は制御部からの疑似雑音符
号の位相上位１２ビツトデータに従って、 ４．０９２
Ｍｌ−１ｚの周期のタイミングに合せ疑似雑音符号の振
幅に相当する１〜１００分類番号を出力する。この分類
番号に応じて１２ビツトのラッチ１〜１０に対して１選
択的に信号ｆ及びＱを累積加算する。累積加算結果は、
ｉｎ及びｑｎのデータバスを介して、第３図に示すデジ
タル−シグナルプロセッサ（ＤＳＰ）ＩＱ−ｍへ出力す
る。
。疑似雑音符号１Ｏ−ｎ−３は制御部からの疑似雑音符
号の位相上位１２ビツトデータに従って、 ４．０９２
Ｍｌ−１ｚの周期のタイミングに合せ疑似雑音符号の振
幅に相当する１〜１００分類番号を出力する。この分類
番号に応じて１２ビツトのラッチ１〜１０に対して１選
択的に信号ｆ及びＱを累積加算する。累積加算結果は、
ｉｎ及びｑｎのデータバスを介して、第３図に示すデジ
タル−シグナルプロセッサ（ＤＳＰ）ＩＱ−ｍへ出力す
る。
（但し１ｍは６から１０の整数とする。）加算器１〇−
ｎ−１と１Ｏ−ｎ−１’ 、ラッチ群１Ｏ−ｎ−２と１
０−〇−２′及び疑似雑音符号発生器１０−１−３より
なる逆相関前処理部１０−１〜１０−５は、５チヤンネ
ルあって。
ｎ−１と１Ｏ−ｎ−１’ 、ラッチ群１Ｏ−ｎ−２と１
０−〇−２′及び疑似雑音符号発生器１０−１−３より
なる逆相関前処理部１０−１〜１０−５は、５チヤンネ
ルあって。
それぞれ別の衛星信号を受信する。従って、疑似雑音符
号発生器１Ｏ−ｎ−３はそれぞれ対応する衛星の符号を
発生する。
号発生器１Ｏ−ｎ−３はそれぞれ対応する衛星の符号を
発生する。
第３図のＤＳＰＩＯ−ｍは、各チャンネルの累積加算結
果を受は収り、各チャンネルの疑似雑音符号の位相下位
７ピツトデータと、ラッチ１〜１゜の番号に応じた振幅
を乗算し、ランチ群１Ｏ−ｎ−２，１Ｏ−ｎ−１それぞ
れについて加え合せ、それぞれ位相検波部１１へ出力す
る。
果を受は収り、各チャンネルの疑似雑音符号の位相下位
７ピツトデータと、ラッチ１〜１゜の番号に応じた振幅
を乗算し、ランチ群１Ｏ−ｎ−２，１Ｏ−ｎ−１それぞ
れについて加え合せ、それぞれ位相検波部１１へ出力す
る。
第４図は疑似雑音符号の振幅を決定するタイミングを説
明するタイミング図である。疑似雑音符号発生器１Ｏ−
ｎ−３は、符号の列が連続して−１が続く場合は番号ｌ
を４回出力する。そして、符号が−１から１へ変化した
場合は、第４図（掲の応答波形を想定して、番号２〜５
を順次出力する。
明するタイミング図である。疑似雑音符号発生器１Ｏ−
ｎ−３は、符号の列が連続して−１が続く場合は番号ｌ
を４回出力する。そして、符号が−１から１へ変化した
場合は、第４図（掲の応答波形を想定して、番号２〜５
を順次出力する。
符号が連続して１が続く場合は４回番号４を出力し、符
号が１から−１に変化した場合は、第４図（ｂ）の応答
波形を想定して、番号７〜１０を順次出力する。
号が１から−１に変化した場合は、第４図（ｂ）の応答
波形を想定して、番号７〜１０を順次出力する。
また、ＤＳＰＩＯ−ｍにおいては、ラッチ１と６はそれ
ぞれ−１２７と＋１２７を乗算し、ラッチ２〜５と７〜
ｌＯについては、疑似雑音符号の位相値下位７ビツトに
応じて第４図（掲及びυ）の波形の２〜５と７〜１００
区間の対応する振幅を、内蔵しているデータ表より読み
取ってそれぞれ乗算する。
ぞれ−１２７と＋１２７を乗算し、ラッチ２〜５と７〜
ｌＯについては、疑似雑音符号の位相値下位７ビツトに
応じて第４図（掲及びυ）の波形の２〜５と７〜１００
区間の対応する振幅を、内蔵しているデータ表より読み
取ってそれぞれ乗算する。
なお、ラッチ群による累積加算の回数は、１８６個のデ
ータを単位として行ない、結果をＤＳＰへ出力する。
ータを単位として行ない、結果をＤＳＰへ出力する。
以上１本実施例によれば、疑似雑音符号の振幅に応じて
、分類して累積加算し、後で分類毎に乗算するので１乗
算処理が減少し、低速の乗算器やＤＳＦで計算すること
ができる。
、分類して累積加算し、後で分類毎に乗算するので１乗
算処理が減少し、低速の乗算器やＤＳＦで計算すること
ができる。
以下第５図、第６図を参照しながら本発明の第２の実施
例について説明する。構成及び動作は第１の実施例とほ
ぼ同じであり、相違点についてのみ説明する。第５図に
おいて、１２ビツトのラッチ１〜１０により累積加算を
行なった結果を出力する部分は、ラッチ群１Ｏ−ｎ−２
及び１Ｏ−ｎ−２’においてそれぞれ共通バス！及びｑ
に出力するように変更する。さらに、第６図のＤＳＰＩ
Ｑ−５は１個のみとする。
例について説明する。構成及び動作は第１の実施例とほ
ぼ同じであり、相違点についてのみ説明する。第５図に
おいて、１２ビツトのラッチ１〜１０により累積加算を
行なった結果を出力する部分は、ラッチ群１Ｏ−ｎ−２
及び１Ｏ−ｎ−２’においてそれぞれ共通バス！及びｑ
に出力するように変更する。さらに、第６図のＤＳＰＩ
Ｑ−５は１個のみとする。
第５図のラッチ群１０−ｎ −２、１０−ｎ−２’はそ
れぞれ、第６図のＤＳＰｌｏ−６の制御により、累積加
算結果をバスｉ又はｑに出力する。この累積加算結果を
ＤＳＰＩＯ−６で受は取り、各ラッチ群を単位として、
ランチ１〜１０の番号に応じた振幅を乗算し、加え合せ
て位相検波部１１へ出力する。
れぞれ、第６図のＤＳＰｌｏ−６の制御により、累積加
算結果をバスｉ又はｑに出力する。この累積加算結果を
ＤＳＰＩＯ−６で受は取り、各ラッチ群を単位として、
ランチ１〜１０の番号に応じた振幅を乗算し、加え合せ
て位相検波部１１へ出力する。
以上、本実施例によれば、ＤＩＰを複数のチャンネルで
共用することができ、小型化と低価格化が可能となる。
共用することができ、小型化と低価格化が可能となる。
なお、ＤＳＰは１個に限定せず、処理能力に応じた個数
とする。また、ＤＳＰは同様の機能を持つ他のデジタル
回路とすることもできる。さらに、ラッチ１−１０は累
積加算結果をＤＳＦが読み取る１で保持する別のラッチ
を持ち、−期間の累積加算の終了とともに、この保持用
のラッチに転送し、ただちに次の累積加算を開始できる
ようにすることもできる。
とする。また、ＤＳＰは同様の機能を持つ他のデジタル
回路とすることもできる。さらに、ラッチ１−１０は累
積加算結果をＤＳＦが読み取る１で保持する別のラッチ
を持ち、−期間の累積加算の終了とともに、この保持用
のラッチに転送し、ただちに次の累積加算を開始できる
ようにすることもできる。
以下、第７図な参照しながら１本発明の第３の実施例に
ついて説明する。構成及び動作は第２の実施例とほぼ同
じであり、相違点についてのみ説明する。第７図におい
て、信号Ｉ及びＱは、加減算器１Ｏ−ｎ−１と１Ｏ−ｎ
−１’（但し、ｎ′は１〜５）及び１３ビツトのラッチ
群１ｏ−ロー２．！＝１０−ｎ２／により累積加算器を
構成する。各ラッチ群は１３ビツトのランチ１〜５より
構成する。疑似雑音符号発生器１０−１−３は１〜５の
分類番号と正、負を示す信号を出力する。この時、２〜
５０分類番号は第４図（ａ）と同様とし、第４図（ｂ）
の７〜１０に対応する信号は２〜５０分数番号と共に、
負を示す信号を出力する。さらに、第１の実施例で６と
していた分類は１と負を示す信号を出方する。そして、
負を示す信号を出力した場合は、加減算器１０−口′−
１と１０−ｎ′−１′はラッチ出方よりそれぞれ信号の
Ｉ、Ｑを減する。そして、正を示す信号の場合は逆に加
算を行なう。
ついて説明する。構成及び動作は第２の実施例とほぼ同
じであり、相違点についてのみ説明する。第７図におい
て、信号Ｉ及びＱは、加減算器１Ｏ−ｎ−１と１Ｏ−ｎ
−１’（但し、ｎ′は１〜５）及び１３ビツトのラッチ
群１ｏ−ロー２．！＝１０−ｎ２／により累積加算器を
構成する。各ラッチ群は１３ビツトのランチ１〜５より
構成する。疑似雑音符号発生器１０−１−３は１〜５の
分類番号と正、負を示す信号を出力する。この時、２〜
５０分類番号は第４図（ａ）と同様とし、第４図（ｂ）
の７〜１０に対応する信号は２〜５０分数番号と共に、
負を示す信号を出力する。さらに、第１の実施例で６と
していた分類は１と負を示す信号を出方する。そして、
負を示す信号を出力した場合は、加減算器１０−口′−
１と１０−ｎ′−１′はラッチ出方よりそれぞれ信号の
Ｉ、Ｑを減する。そして、正を示す信号の場合は逆に加
算を行なう。
以上１本実施例によれば、ラッチの数が約半分になるだ
けでなく、後の処理の乗算と加算の回数が少なくなる。
けでなく、後の処理の乗算と加算の回数が少なくなる。
さらに、より多くのチャンネルに対して、共用回路で処
理が可能となる。
理が可能となる。
なお、以上の説明ではサンプリングの周期を４．０９２
ＭＨｚとしたが、これには限定する必要はなく、疑似
雑音符号の整数倍の周期であれば良い。
ＭＨｚとしたが、これには限定する必要はなく、疑似
雑音符号の整数倍の周期であれば良い。
累積加算の個数は１８６個としたが、これも限定する必
要はなく、位相検波部の対応する周波数範囲と、サンプ
リング周期で決定する。さらには、疑似雑音符号とサン
プリング周期の倍率との積に対して、整数分の１である
事が望ましい。
要はなく、位相検波部の対応する周波数範囲と、サンプ
リング周期で決定する。さらには、疑似雑音符号とサン
プリング周期の倍率との積に対して、整数分の１である
事が望ましい。
発明の効果
以上のように、本発明は、乗算処理の回数を少なくする
事ができ、また乗算回路をチャンネル間で共用すること
で、小型化、低価格化ができる。
事ができ、また乗算回路をチャンネル間で共用すること
で、小型化、低価格化ができる。
さらに１分類の数を少なくすることで、さらに小型化、
低価格化ができる。また、疑似雑音符号を上位と下位に
分割し、別々に処理することにより。
低価格化ができる。また、疑似雑音符号を上位と下位に
分割し、別々に処理することにより。
分類に対応する振幅を処理の各段階の間で授受する必要
が無くなり１回路を簡略化できる。
が無くなり１回路を簡略化できる。
第１図は本発明の第１の実施例におけるＧＰＳ受信機の
検波装置のブロック結線図、第２図は同装置の要部であ
る逆相関処理部・前処理の詳細ブロック結線図、第３図
は同装置の要部である逆相関処理部・後処理の詳細ブロ
ック結線図、第４図は同装置の要部における信号の分類
方法を示すタイミング図、第５図は本発明の第２の実施
例におけるＧＰＳ受信機の検波装置の要部である逆相関
処理部・前処理の詳細ブロック結線図、第６図は同後処
理部の詳細ブロック結線図、第７図は本発明の第３の実
施例におけるＧＰＳ受信機の検波装置の要部である逆相
関処理部・前処理の詳細ブロック結線図、第８図は従来
のＧＰＳ受信機における逆相関処理部のブロック結線図
である。 １０・・・逆相関処理部、１Ｏ−ｎ−１・・・加算器、
１０−ｎ 〜１・・・加減算器、１Ｏ−ｎ−２・・・ラ
ッチ群、１０− ｎ −３−−−疑似雑音符号発生器、
１０−６〜１０−１０・・・ＤＳＰｏ 代理人の氏名 弁理士 粟 野 重 孝 ほか１名図 舅℃刈皺舎杼引九四 賭イ久霜も背号 第 図 第 図 聚Ｖ、潴嘴督号 第 図 疑へ勃１哨焉に和 第 図 硬柩鳥意暫号巳狽
検波装置のブロック結線図、第２図は同装置の要部であ
る逆相関処理部・前処理の詳細ブロック結線図、第３図
は同装置の要部である逆相関処理部・後処理の詳細ブロ
ック結線図、第４図は同装置の要部における信号の分類
方法を示すタイミング図、第５図は本発明の第２の実施
例におけるＧＰＳ受信機の検波装置の要部である逆相関
処理部・前処理の詳細ブロック結線図、第６図は同後処
理部の詳細ブロック結線図、第７図は本発明の第３の実
施例におけるＧＰＳ受信機の検波装置の要部である逆相
関処理部・前処理の詳細ブロック結線図、第８図は従来
のＧＰＳ受信機における逆相関処理部のブロック結線図
である。 １０・・・逆相関処理部、１Ｏ−ｎ−１・・・加算器、
１０−ｎ 〜１・・・加減算器、１Ｏ−ｎ−２・・・ラ
ッチ群、１０− ｎ −３−−−疑似雑音符号発生器、
１０−６〜１０−１０・・・ＤＳＰｏ 代理人の氏名 弁理士 粟 野 重 孝 ほか１名図 舅℃刈皺舎杼引九四 賭イ久霜も背号 第 図 第 図 聚Ｖ、潴嘴督号 第 図 疑へ勃１哨焉に和 第 図 硬柩鳥意暫号巳狽
Claims (5)
- （１）複数の衛星からの電波を受け、中間周波信号に変
換する高周波部と、前記衛星個有の疑似雑音符号を発生
する符号発生器と、この符号発生器の出力信号及び前記
中間周波信号の周波数帯域を制限するフィルタと、前記
フィルタの出力信号をデジタル信号に変換する周期が、
前記符号の符号速度の整数倍であるＡ／Ｄ変換器と、前
記疑似雑音符号のＡ／Ｄ変換結果の振幅を分類と、その
分類に対応するラッチの郡と、そのラッチ郡に中間周波
信号のデジタル変換値を累積加算する第１の加算器と、
その累積加算結果にそれぞれ対応する前記疑似雑音符号
のＡ／Ｄ変換結果の振幅を乗する乗算器と、その乗算結
果を合算する第２の加算器とを有するＧＰＳ受信機の検
波装置。 - （２）請求項１記載の疑似雑音発生器と、その出力に接
続するフィルタと、このフィルタの出力をデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器に代え、デジタル値を直接出力
する疑似雑音符号発生器を有するＧＰＳ受信機の検波装
置。 - （３）請求項２記載の疑似雑音発生器に代えて、振幅の
分数番号を出力し、疑似雑音符号の符号タイミング以下
の位相値と分数番号により、累積加算結果に乗する値を
、選択的に読み出すデータ表を有するＧＰＳ受信機の検
波装置。 - （４）請求項１、２又は３記載の構成を複数チャンネル
有し、その内累積加算結果に疑似雑音符号の振幅を乗す
る部分を、チャンネル間で共用するようにしたＧＰＳ受
信機の検波装置。 - （５）請求項３又は４記載の疑似雑音符号発生器に代え
て、疑似雑音符号の振幅の分類と、振幅の正、負を示す
信号を出力し、この信号で加算と減算を切換える加減算
器と、分類に対応する累積加算のラッチを有するＧＰＳ
受信機の検波装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63301197A JPH02147877A (ja) | 1988-11-29 | 1988-11-29 | Ｇｐｓ受信機の検波装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63301197A JPH02147877A (ja) | 1988-11-29 | 1988-11-29 | Ｇｐｓ受信機の検波装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02147877A true JPH02147877A (ja) | 1990-06-06 |
Family
ID=17893945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63301197A Pending JPH02147877A (ja) | 1988-11-29 | 1988-11-29 | Ｇｐｓ受信機の検波装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02147877A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8022872B2 (en) | 2007-03-07 | 2011-09-20 | Panasonic Corporation | Positioning receiver |
| CN108880609A (zh) * | 2018-06-25 | 2018-11-23 | 南京理工大学 | 基于突发扩频信号的伪码同步方法 |
-
1988
- 1988-11-29 JP JP63301197A patent/JPH02147877A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8022872B2 (en) | 2007-03-07 | 2011-09-20 | Panasonic Corporation | Positioning receiver |
| CN108880609A (zh) * | 2018-06-25 | 2018-11-23 | 南京理工大学 | 基于突发扩频信号的伪码同步方法 |
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