JPH02148926A - 予測符号化方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、音声信号等を高能率に圧縮する予測符号化方
式に関し、更に詳しくは、伝送情報量を１０ｋｂｐｓ以
下となるような伝送レートで伝送し得るように高能率に
圧縮する予測符号化方式（従来の技術） 音声信号を１６ｋｂｐｓの伝送情報量で符号化する効果
的な方法として、アダプティブ・プリデイクチイブ・コ
ーディング（ＡｄａｐｔｉｖｅＰｒｅｄｉｃｔｉｖｅ　
　Ｃｏｄｉｎｇを略して一般にＡＰＣと呼ばれている）
方式が知られている。この方式の詳細については例えば
ビイ・ニス・アタール（Ｂ、Ｓ、Ａｔａｌ）氏によるＩ
ＥＥＥ、１９８２年４月、Ｖｏｌ、Ｃ０Ｍ−３０，６０
０頁〜６１４頁に掲載されている「ブリデイクチイブ・
コーディング・オブ・スピーチ・アット争ローφビット
・レイツ（ＰｒｅｄｉｃｔｉｖｅＣｏｄｉｎｇ　　ｏｆ
　　　５ｐｅｅｃｈ　　　ａｔ　　　Ｌｏｗ　　Ｂｉｔ
　　Ｒａｔｅｓ）という名称の論文に記載されている。

第４図は上述したＡＰＣ方式の符号化器・および復号化
器の構成を示すブロック図である。同図において、Ａ／
Ｄ変換された音声信号系列Ｓ　（ｎ）は符号化器入力端
子７００から入力され、短時間予測フィルタ７１０に供
給される。この短時間予測フィルタ７１０は音声信号の
近接の相関を除去するフィルタであり、音声信号系列Ｓ
　（ｎ）の過去の系列と予測パラメータａ、（１≦ｉ≦
ｐ）を使用し、次式により予測残差信号ｒ　（ｎ）を計
算して出力する。

ここで、Ｐは予測フィルタの次数である。

短時間予測フィルタ７１０から出力される予測残差信号
ｒ　（ｎ）はピッチ予測フィルタ７２０に入力される。

ピッチ予測フィルタ７２０は音声信号のピッチ周期に基
づく相関を除去するフィルタであり、前記予測残差信号
ｒ　（ｎ）を人力し、次式に従ってピッチ予測残差信号
ｄ　（ｎ）を計算し、結果を減算回路７２５に供給する
。

ｄ　（ｎ）−ｒ（ｎ）−β１　ｒ（ｎ−Ｔｐ＋１）−β
２　　ｒ（ｎ−Ｔｐ）−β３　ｒ（ｎ−Ｔｐ−１）　　
−（２）ここで、β１．〜．β３は予測係数であり、Ｔ
ｐはピッチ周期である。

減算回路７２５はピッチ予測フィルタ７２０の出力信号
と雑音整形フィルタ７５０の出力信号との差を計算し、
量子化回路７３０に供給する。量子化回路７３０は減算
回路７２５の出力信号を入力し、予め定めたビット数で
量子化し、符号化器出力端子７６０に出力するとともに
、逆量子化回路７４０に供給する。逆量子化回路７４０
は入力した符号の逆量子化値を算出し、減算回路７４５
に供給する。減算回路７４５は量子化回路７３０への人
力信号と逆量子化回路７４０からの出力信号とから量子
化雑音を計算し、雑音整形フィルタ７５０に供給する。

雑音整形フィルタ７５０は量子化雑音のスペクトルを整
形し、聴感上の雑音を低減する。なお、これについては
、例えば古井貞煕著の「ディジタル音声処理Ｊ　１９８
５年東海大学出版会発行に記述されているので説明を省
略する。

上述したように構成される符号化器からの出力は出力端
子７６０から点線で示す伝送路を介して伝送され、復号
化器の入力端子７７０を介して復号化回路に供給される
。復号化回路は逆量子化回路７４０、前記ピッチ予測フ
ィルタ７２０の逆フィルタであるピッチ合成フィルタ７
８０、および前記予測フィルタ７１０の逆フィルタであ
る短時間合成フィルタ７９０から構成され、この短時間
合成フィルタ７９０から出力端子７９５を介して再生信
号が出力されるようになっている。

以上のように従来のＡＰＣ方式は構成されているが、こ
のＡＰＣ方式を改良した方式として、アダプティブ・プ
リデイクチイブ・コーディング−マキシマム・ライクリ
フードークオンタイゼイション（Ａｄａｐｔ　１ｖｅ−
Ｐｒｅｄｉｃｔ　ｉｖｅＣｏｄｉｎｇ−Ｍａｘｉｍｕｍ
　　ＬｉｋｅｌＬｈｏｏｄ　　Ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏ
ｎの略で一般にＡＰＣ−ＭＬＱと呼ばれている）方式が
知られている。

このＡＰＣ−ＭＬＱ方式の詳細については、へ塚陽太部
氏によるＩＥＥＥ、１ｓｃＡｓ８５，１９８５年、１１
１７頁〜１１２０頁に掲載されているｒＡ　　１６　　
ＫＢＩＴ／Ｓ　　ＡＰＣＷＩＴＨＭＡＸＩＭＵＭ　　Ｌ
ＩＫＥＬＩＨＯＯＤ　　ＱＵＡＮＴＩＺＡＴＩＯＮ　　
ＡＮＤ　　ＩＴＳ　　ＩＭＰＬＥＭＥＮＴＡＴＩＯＮ　
　ＢＹ　　ＤＳＰ　　ＣＨＩＰＳＪという名称の論文に
記載されている。

第５図は上述した文献に記載されているＡＰＣ−ＭＬＱ
方式の符号化器の構成を簡略化して示すブロック図であ
り、パラメータの符号化回路のブロックを省略している
。

第５図において、第４図と同一の符号が付されたブロッ
クは同一の機能を有するものであり、その説明を省略す
る。第５図のＡＰＣ−ＭＬＱ方式は、第４図のＡＰＣ方
式を改善したものであるが、その改善点は合成信号と入
力信号との二乗平均誤差が最小になるように量子化器の
ステップサイズを決めていることである。第５図におい
て、減算回路７９５は短時間合成フィルタ７９０の出力
である再生信号と入力信号との誤差を計算し、二乗誤差
計算回路８００に出力する。二乗誤差計算回路８００は
誤差の二乗和を計算し、ステップサイズ選択回路８１０
に出ノｊする。ステップサイズ選択回路８１０は二乗誤
差計算回路８００で計算された二乗誤差が最小となるよ
うに量子化器のステップサイズを選択し、量子化回路７
３０と逆量子化回路７４０に供給するとともに、出力端
子８２０から出力する （発明が解決しようとする課題） 上述した従来の各方式は、１６ｋｂｐｓ以上の伝送レー
トでは品質の高い符号化音声を得ることができるが、１
０ｋｂ□ｐｓ以下の伝送レートでは、１サンプル当りの
平均の量子化ビット数が１ビット程度以下となるため、
量子化雑音が増加し、符号化音声の品質が著しく劣化す
るという問題がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的
とするところは、１０ｋｂｐｓ以下の伝送レートで高品
質の符号化音声を得ることができる予測符号化方式を提
供することにある。

［発明の構成コ （課題を解決するための手段） 本発明の予測符号化方式は、音声信号等の離散的な信号
系列を人力し、この人力した信号系列の予測残差信号を
量子化する予測符号化方式であって、前記予測残差信号
の量子化誤差系列を蓄積する蓄積手段と、合成フィルタ
のインパルス応答系列を計算する計算手段と、前記量子
化誤差系列と前記インパルス応答系列から予測残差信号
の補正値を算出する補正値算出手段と、前記補正値を用
いて予測残差信号を補正する補正手段と、この補正手段
で補正された予測残差信号を量子化する量子化手段とを
有することを要旨とする。

（作用） 本発明の予測符号化方式では、量子化誤差系列およびイ
ンパルス応答系列から予測残差信号の補正値を算出し、
この補正値によって予測残差信号を補正した後、量子化
している。

（実施例） 次に、本発明の詳細な説明に先立ち、本発明の要旨であ
る予測符号化方式における予測残差信号の補正方法につ
いて説明する。

まず、１フレーム内の時刻ｎにおける予測残差信号をｄ
　（ｎ）　、この予測残差信号ｄ　（ｎ）の量子化値を
ｄ　（ｎ）　、量子化誤差をｑ　（ｎ）　、合成フィル
タのインパルス応答系列ｈ　（ｎ）とすると、量子化値
ｄ　（ｎ）を合成フィルタに人力して得られる再生信号
ｙ　（ｎ）は次式のようになる。

ｙ（ロ）＝　ｄ　（ｎ）＊ｈ（ｎ） ＝　Σ：（ｄ（ｋ）＋ｑ（ｋ））ｈ（ｎ−ｋ）ｋ−一ψ ＝　　Ｓ　　（ｎ）＋　　”ＥＸ、　　　ｑ（ｋ）ｈ（
ｎ−ｋ）　　　　　　　　−（３）ｋ−一閃 この式において、右辺第１項のＳ　（ｎ）は人力音声信
号であり、第２項は量子化誤差に起因する再生信号の誤
差である。

次に、予測残差信号ｄ　（ｎ）の補正値をＣとし、再生
信号の誤差の二乗値を最小化する補正値Ｃを求める。上
式（３）は次式のように書くことができる。

入力信号Ｓ　（ｎ）と再生信号ｙ　（ｎ）との二乗誤差
をＥとすると、この二乗誤差Ｅは次式のように表される
。

次に、上式（５）を補正値Ｃで偏微分して０とすると、
二乗誤差Ｅを最小化する補正値Ｃを与える次式が得られ
る。

このように補正値Ｃは合成フィルタのインパルス応答系
列と予測残差信号の量子化誤差系列から計算される。式
（６）において、合成フィルタは全極形フィルタである
ので、ｈ　（ｏ）＝１である。

量子化は予測残差信号ｄ　（ｎ）を次のように補正した
後、補正された値ｄに対して行われる。

ｄ　（ｎ）　−ｄ　（ｎ）＋ｃ なお、式（６）の補正値Ｃを式（３）に代入すると、二
乗誤差Ｅ＝Ｏとなり、式（６）の補正値Ｃを用いた補正
を行うことによって量子化誤差系列ｑ　（ｎ）に起因す
る再生信号の二乗誤差が零になることがわかる。

次に、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の一実施例に係わる予測符号化方式に使
用される符号化器の構成を示すプロ・ツク図である。な
お、本実施例において、復号化器は符号化器の構成から
容易に構成することができるので復号化器の説明は省略
する。また、各構成要素は１フレーム毎に処理を行うも
のとする。

第１図において、Ａ／Ｄ変換された音声信号系列は入力
端子１００を介して予測パラメータ計算回路１１０に供
給される。予測パラメータ計算回路１１０は予め定めら
れたｐ個の短時間予測係数ａ、（１≦ｉ≦ｐ）、ピッチ
予測係数すおよびピッチ周期Ｍを周知の方法、例えば自
己相関法等により計算し、予測パラメータ符号化回路１
２０に出力する。予測パラメータ符号化回路１２０は入
力した予測パラメータを予め定められた量子化ビット数
で符号化し、符号をマルチプレクサ２００および予測パ
ラメータ復号回路１３０に出力する。

予測パラメータ復号回路１３０は予測パラメータの符号
を復号し、短時間予測係数の復号値ａ１を短時間予測フ
ィルタ１４０、雑音整形フィルタ１９０および予測残差
信号補正値計算回路１６０に出力するとともに、またピ
ッチ予測係数およびピッチ周期の各復号値す、Ｍをピッ
チ予測フィルタ１５０および予測残差信号補正値計算回
路１６０に出力する。

一方、前記入力端子１００から人力される音声信号系列
は短時間予測フィルタ１４０に供給される。短時間予測
フィルタ１４０は短時間予測係数１１を使用して前述し
た式（１）に従って短時間予測残差信号ｒ　（ｎ）を計
算し、この短時間予測残差信号ｒ　（ｎ）をピッチ予測
フィルタ１５０に供給する。ピッチ予測フィルタ１５０
は短時間予測フィルタ１４０および予測パラメータ復号
回路１３０からそれぞれ供給される前記短時間予測残差
信号ｒ　（ｎ）および前記復号値す、Ｍを使用し、次式
（７）に従ってピッチ予測残差信号ｄ　（ｎ）を計算し
、減算回路１５１に供給する。

ｄ（ｎ）　＝　ｒ（ｎ）　−ｂｒ（ｎ　−Ｔｐ）　　　
　　　　−（７）減算回路１５１には雑音整形フィルタ
１９０の出力が供給されているが、この雑音整形フィル
タ１９０は量子化誤差のスペクトルを入力音声信号のス
ペクトルに類似した形に整形し、聴感のマスキング効果
による聴感上の雑音低減を行うものであり、その伝達関
数Ｗ（ｚ）は次式で表される。

ここで、γ（０〈γく１）は整形の度合を表すパラメー
タであり、０．８〜０．９程度がよい。

量子化回路１７０は減算回路１５２によって補正された
予測残差信号を予め定められた量子化ビット数と予測残
差信号の標準偏差値によって適応的に変化するステップ
幅で量子化し、符号を逆量子化回路１８０に供給すると
ともに、マルチプレクサ２００に出力する。逆量子化回
路１８０は量子化と逆の手順で予測残差信号を逆量子化
し、加算回路１５３に供給する。加算回路１５３は逆量
子化回路１８０からの出力から負入力として印加されて
いる量子化回路１７０への入力を減算して量子化誤差ｑ
　（ｎ）を計算し、雑音整形フィルタ１９０および予測
残差信号補正値計算回路１６０に供給する。予測残差信
号補正値計算回路１６０は入力された量子化誤差系列ｑ
　（ｎ）および前記予測パラメータａｉ、ｂ、Ｍに基づ
いて補正値Ｃを算出して減算回路１５２に供給する。

第２図は前記予測残差信号補正値計算回路１６０の構成
を示すブロック図である。同図に示す予測残差信号補正
値計算回路１６０は、入力端子１６１を介して供給され
る所定のし時刻前からの前記量子化誤差系列ｑ（ｎ−Ｌ
）、〜、　　ｑ　（ｎ）を蓄積するメモリ回路１６４、
入力端子１６２および１６３を介してそれぞれ供給され
る前記ピッチ予測係数すおよびピッチ周期Ｍに基づいて
短時間合成フィルタとピッチ合成フィルタの縦続接続か
らなる合成フィルタのインパルス応答系列ｈ　（ｎ）を
計算するインパルス応答計算回路１６５、および前記メ
モリ回路１６４から量子化誤差ｑ（ｎ−Ｌ）、〜、　　
ｑ　（ｎ）およびインパルス応答計算回路１６５からイ
ンパルス応答系列ｈ　（ｎ）を供給され、次式に従って
予測残差補正値Ｃを算出して出力端子１６７に出力する
補正値計算回路１６６から構成されている。

ここで、Ｌは現時刻ｎから何サンプル前までの量子化誤
差の影響を補正するかを示すパラメータであり、インパ
ルス応答系列ｈ　（ｎ）が十分減衰する時刻（サンプル
）に選択される。

マルチプレクサ２００は、予測残差信号の符号と予測パ
ラメータの符号を多重化して出力端子２１０へ出力する
。

第３図は本発明の他の実施例に係わる予測符号化方式の
構成を示すブロック図である。同図に示す予測符号化方
式は、量子化回路のステップサイズを入力信号と再生信
号との二乗誤差が最小となるように選択するように構成
したものであり、前述した第１図の実施例において、前
記ピッチ予測フィルタ１５０と逆フィルタの関係にある
ピッチ合成フィルタ２２０と、前記短時間予測フィルタ
１４０と逆フィルタの関係にある短時間合成フィルタ２
３０と、前記入力端子１００がらの入力信号と前記短時
間合成フィルタ２３０の出力である再生信号との誤差の
二乗和を計算する二乗誤差計算回路２４０と、この二乗
誤差計算回路２４０からの計算結果を入力されるステッ
プ幅選択回路２５０とを追加した点が異なるものである
。

前記ステップ幅選択回路２５０は、いくつかのステップ
幅の候補の中から再生誤差の二乗和が最小となるものを
選択し、その値を量子化回路１７０および逆量子化回路
１８０に供給するとともに、その符号をマルチプレクサ
２００に出力するものである。このように構成すること
により、再生信号を最小化するステップ幅を使用するこ
とができるので、再生信号の品質を向上することができ
る。

なお、上述した各実施例においては、量子化はサンプル
毎に行うスカラ量子化により行っているが、ベクトル量
子化によって行うこともできる。

この場合、予測残差信号の補正もベクトル単位で行われ
、補正値は量子化誤差系列と合成フィルタのインパルス
応答系列の自己相関およびインパルス応答系列と量子化
誤差系列との相互相関を使用して計算が行われることに
なる。ベクトル量子化を使用する構成によっても同様に
品質を向上することができる。

［発明の効果］ 以」二説明したように、本発明によれば、量子化誤差系
列およびインパルス応答系列から予測残差信号の補正値
を算出し、この補正値によって予測残差信号を補正した
後、量子化しているので、再生信号の誤差が小さくなり
、再生信号の品質を向上することができるとともに、１
０ｋｂｐｓ以下の伝送レートでも高品質の符号化音声信
号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係わる予測符号化方式の構
成を示すブロック図、第２図は第１図の予測符号化方式
に使用される予測残差信号補正値計算回路の構成を示す
ブロック図、第３図は本発明の他の実施例の構成を示す
ブロック図、第４図および第５図はそれぞれ従来の予測
符号化方式の構成を示すブロック図である。 １１０・・・予測パラメータ計算回路 １２０・・・予測パラメータ符号化回路１３０・・・予
測パラメータ復号回路 １４０・・・短時間予測フィルタ １５０・・・ピッチ予測フィルタ １６０・・・予測残差信号補正値計算回路１６４・・・
メモリ回路 １６５・・・インパルス応答計算回路 １６６・・・補正値計算回路 １７０・・・量子化回路 １８０・・・逆量子化回路 １９０・・・雑音整形フィルタ ２００・・・マルチプレクサ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 音声信号等の離散的な信号系列を入力し、この入力した
   信号系列の予測残差信号を量子化する予測符号化方式で
   あって、 前記予測残差信号の量子化誤差系列を蓄積する蓄積手段
   と、 合成フィルタのインパルス応答系列を計算する計算手段
   と、 前記量子化誤差系列と前記インパルス応答系列から予測
   残差信号の補正値を算出する補正値算出手段と、 前記補正値を用いて予測残差信号を補正する補正手段と
   、 この補正手段で補正された予測残差信号を量子化する量
   子化手段とを有することを特徴とする予測符号化方式。