JPH02152306A - マイクロ波移相器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えば電子走査アンテナに使用され、マイ
クロ波信号のアンテナ送受の際、マイクロ波信号の通過
位相を制御するマイクロ波移相器に関する。

（従来の技術） 従来の電子走査アンテナにおけるマイクロ波移相器にあ
っては、デジタル方式とアナログ方式に大別される。デ
ジタル方式の例を第２図に、アナログ方式の例を第３図
に示して説明する。

第２図は従来のデジタル方式の移相器の構成を示すもの
で、■ａ〜１ｒは所望の移相制御量を表わす６ビツトパ
ラレルのデジタル制御データが供給されるビット入力端
子、２ａ、　２ｂはマイクロ波信号を入出力するマイク
ロ波人出力端子である。ビット入力端子１ａ−１ｆに供
給されたデジタル制御データはレジスタ３で保持され、
さらにビット毎に設けられた駆動回路４ａ〜４ｆ及び単
体ビット移相器５ａ〜５ｒからなるデジタル可変移相回
路に供給される。

このデジタル可変移相回路はレジスタ３から出力される
制御デ〜りに応じて所望の移相量（通過位相の変化分）
を得るもので、駆動回路４ａ〜４ｒはそれぞれ入力制御
データのとットデータに応じて対応する単体ビット移相
器５ａ〜５ｒに適当なバイアス電圧を与え、単体ビット
移相器５ａ〜５ｒはマイクロ波入出力端子２ａ、　２ｂ
間に縦続接続され、駆動回路４ａ〜４「からのバイアス
電圧に応じて移相器ＨＥＩを０°から設定値に変化させ
るものである。

ここで、５ａは１８０°の移相量を得る単体ビット移相
器であり、以下同様に５ｂは９０’　　５ｃは４５°　
、５ｄは２２．５’　　、５ｅは１１．　２５＠、５ｆ
は５．６２５°の移相量を得る単体ビット移相器である
。各単体ビット移相器５ａ〜５ｆは、それぞれＰＩＮダ
イオードやＦＥＴのように、バイアス電圧を切換えるこ
とによってマイクロ波インピーダンスが変化するマイク
ロ波スイッチング素子を使用したマイクロ波回路であり
、バイアス電圧の人力によって制御移相量が００から設
定値に切替わるように構成されている。

すなわち、上記のようなデジタル移相器は、単体ビット
移相器の数に対応したビット数の入力制御データにより
最下位ビット（ＬＳＢ）の移相量をステップとして３６
０°まで移相量を変化させることができる。つまり、４
ビツト移相器では２２．５°ステツプ、６ビツト移相器
では５．６２５”ステップで移相量を変化させることが
できる。この場合、各単体ビット移相器を比較的簡単な
マイクロ波回路で構成できるので、小形で低損失なもの
を実現できるという利点がある。

第３図は従来のアナログ方式によるマイクロ波移相器の
構成を示すもので、ビット入力端子１ａ〜１ｒに供給さ
れた６ビツトデジタル制御データは記憶回路６に供給さ
れる。この記憶回路６には予め制御データに対応するバ
イアス電圧値がデジタルデータ化されて記憶されており
、制御データの入力に応じてバイアス電圧デジタルデー
タを読出し出力するものである。このバイアス電圧デジ
タルデータはＤ／Ａ　（デジタル／アナログ）変換器７
でアナログ電圧に変換され、バイアス電圧として！イク
ロ波人出力端子２ａ、　２ｂ間に接続されたアナログ可
変移相回路８に供給される。

このアナログ可変移相回路８はバラクタダイオードやシ
ョットキーダイオードのようにバイアス電圧によりマイ
クロ波インピーダンスがアナログ的に変化する半導体素
子や、デュアルゲートＦＥＴのようにバイアス電圧によ
り出力信号の振幅をアナログ的に変化できる半導体素子
を用いて構成したもので、Ｄ／Ａ変換器７からのバイア
ス電圧をその半導体素子に供給すれば、所望の制御移相
量に変化させることができるようになっている。

すなわち、上記のようなデジタル移相器は、入力制御デ
ータのビット数と記憶回路のデータ数を多くすることに
よって、細かいステップで移相量を変えることができる
。例えば６ビツト制御データに対して６ビツト参〇当の
バイアスデータを記憶回路に記憶させた場合には約５．
６°ステツプで可変できるが、８ビツト制御データに対
して８ビツト相当のバイアスデータを記憶回路に記憶さ
せた場合には約１，４°ステツプで可変できるという利
点を有する。

しかしながら、上記のような従来のマイクロ波移相器は
以下のような問題を有する。

まず、デジタル方式の場合、移相制御量の変化ステップ
を細かくするためには、入力制御データのビット数を多
くし、同時に単体ビット移相器の個数を増加させなけれ
ばならない。また実際の移相器は、各単体ビット移相器
の実現できる移相量が設定要求値に対して誤差（移相誤
差）を有しており、最下位ビット（ＬＳＢ）に対応する
単体ビット移相器の移相量の半分を偏差とする程度に設
定されている。例えば、４ビツト移相器では±１１．２
５°以下、６ビツト移相器では±２．８１２５°以下の
偏差を持っている。したがって、移相量の変化ステップ
を細かくしても、その分移相誤差が積分され、高精度な
移相制御が不可能になる。

一方、アナログ方式の場合、数１０°程度の小さな移相
量を得るアナログ可変移相回路は比較的簡単な回路で実
現できるが、３６０’程度の大きな移相量を得るアナロ
グ可変移相回路は複雑な構成になるため、小形化、低損
失化は極めて困難である。また、記憶回路に蓄積してお
くデータも小さな移相量に対しては少量でよいが、１．
４°ステツプで３６０’の移相量を得るためには２５６
ポイントのデータを必要とする。また、大きな移相量を
得るアナログ可変移相回路はマイクロ波信号の周波数や
周囲温度の変化によって特性が大きく変化するため、使
用する周波数ポイントや周囲温度範囲に応じて最適なバ
イアス電圧のデータを記憶回路に蓄積しなければならな
い。これらのブタの量は膨大であり、実現は甚だ困難で
ある。

（発明が解決しようとする課題） 以上述べたように従来のマイクロ波移相器では、デジタ
ル方式では高精度な移相制御が困難であり、アナログ方
式では小形化、低損失化の実現が困難である。

この発明は上記の課題を解決するためになされたもので
、細かいステップで精度よく移相量を変化させることが
でき、さらに小形化、低損失化を実現できるマイクロ波
移相器を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するためにこの発明に係るマイクロ波移
相器は、目的とする通過位相量を表わす複数ビットの制
御データのうち上位ピントデータに基づいて前記マイク
ロ波信号の通過位相をデジタル的に変化させるデジタル
可変移相回路と、前記上位ビットデータ毎に前記デジタ
ル可変移相回路で生じる移相誤差を補償する補償データ
が予め記憶され前記上位ビットデータに応じて記憶され
た補償データを読出し出力する記憶回路と、前記制御デ
ータの下位ビットデータと前記記憶回路から出力される
補償データきの差を求める演算回路と、前記デジタル可
変移相回路と直列接続され前記演算回路から出力される
制御データに基づいて前記マイクロ波信号の通過位相を
アナログ的に変化させるアナログ可変移相回路とを具備
して構成される。

（作用） 上記構成によるマイクロ波移相器の第１の特徴とする点
は、上位ビット制御データに基づいてデジタル可変移相
回路を駆動することによって大まかなステップで移相量
を変化させ、下位ビット制御データに基づいてアナログ
可変移を目回路を駆動することによって細かなステップ
で移相量を変化させることにある。この構成によれば、
デジタル可変移相回路では設定できないステップ以下の
小さな移相量をアナログ可変移相回路で設定できる。こ
の場合、デジタル可変移相回路は単体ビット移相器の個
数が少なくてよいので構成が簡単であり、アナログ可変
移相回路はその移相量が少なくてもよいので小形化、低
損失化が容易である。

また、第２の特徴とする点は、デジタル可変移相回路の
持つ移相誤差を補償する補償データを予めとットデータ
単位で記憶回路に記憶しておき、上位ビット制御データ
に応じて記憶回路から補償データを読み出して下位とッ
ト１す御データとの差を求め、アナログ可変移相回路の
制御データとすることにある。この構成によれば、デジ
タル可変移相回路の移相誤差をアナログ可変移相回路で
補正するため、移相量を高精度に設定することができる
。

（実施例） 以下、第１図を参照してこの発明の一実施例を説明する
。但し、第１図において、第２図及び第３図と同一部分
には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分を［１
コ心に説明する。

まず、レジスタ３から出力される制御データのうち、上
位４ビツトは４ビツト構成のデジタル可変移相回路に供
給されると共に第１の記憶回路９に供給される。上記デ
ジタル可変移相回路は第２図に示したデジタル可変移相
回路の上位４ビット分に相当し、駆動回路４ａ〜４ｄ及
び単体ビット移相器５ａ〜５ｄ（５ａは１８０’　　　
５ｂは９０’　　　５ｃは４５°、５ｄは２２．５’）
で構成される。第１の記憶回路９には上位ビットデータ
毎にデジタル可変移和回路で生じる移相誤差を補償する
補償ブタを予め記憶しておくもので、上位ビットデータ
に応じて記憶された補償データを読出し出力するもので
ある。尚、ここでは説明を簡ｉ１ｔにするため、補償デ
ータを２ビツト構成とする。

一方、レジスタ３から出力される下位２ビツトの制御デ
ータは第１の記憶回路９から出力される２ビツトの補償
データと共に演算回路１０に供給される。この演算回路
１０は制御データの値と補償ブタの値との差を求めるも
ので、この差データは新たな制御データとして第２の記
憶回路１１に供給される。この第２の記憶回路１１は予
め入力データに対応するバイアス電圧データを蓄積記憶
しておき、演算回路１０からの制御データに応じて対応
するバイアス電圧データを読出し出力するものである。

このデータはＤ／Ａ変換器１２でアナログ電圧に変換さ
れ、バイアス電圧としてアナログ可変移相回路１３に供
給される。このアナログ可変移相回路１３は上記デジタ
ル可変移相回路のうち最下位ビットに相当する単体ビッ
ト移相器５ｄの設定値より狭い範囲で、入力バイアス電
圧に相当する移相制御を行なうものである。このアナロ
グ可変移相回路１３は上記単体ビット移相器５ａ〜５ｄ
に直列接続される。

上記構成において、以下その動作について説明する。

まず、６ビツト制御データはレジスタ３で保持された後
、上位４ビツトと下位２ビツトに分割され、上位４ビツ
ト制御データはデジタル系へ、下位２ビツト制御データ
はアナログ系に送られる。

デジタル系では、上位４ビツトの制御データに基づいて
単体ビット移相器５ａ〜５ｄが前述したように適宜駆動
され、２２．５’ステツプで移相量が設定される。また
、アナログ系では、下位２ビツトの制御データに対応す
るバイアス電圧がアナログ可変移相回路１３に供給され
、５．６２５’ステツプで移相量が設定される。

例えば、６ビツト制御データが２進数で“１１１１１１
”のとき、その移相量は３５４．３７５’を示す。この
内の上位４ビツトは全て“１“であるから、デジタル可
変移相回路では全駆動回路４ａ〜４ｄからそれぞれ各単
体ビット移相器５ａ〜５ｄを移相状態に設定するバイア
ス電圧が出力され、全単体ビット移相器５ａ〜５ｄが移
相状態となる。このときのデジタル可変移相回路の移相
量は３３７．５″である。また、下位２ビツトの制御デ
ータは“１１′であるから、アナログ可変移相回路１３
の移相量は１６．８７５°　（−５，６２５°Ｘ３）と
なる。したがって、両移柑回路による全移相量は所望の
３５４．３７５°となる。

ところが、実際のデジタル可変移相回路は、前述したよ
うに個々の単体ビット移相器５ａ〜５ｄが移相誤差を有
するため、各移相器の駆動状態に応じＣ異なる移相誤差
が生じる。４ビツト移相器の移相誤差は各単体ビット移
相器５ａ〜５ｄの移相誤差が累積されるため大きくなり
、４ビツト移相器の移相量設定精度は±１１．．２５’
程度である。

そこで、予め上位４ビツトの制御データに対して実際に
デジタル可変移相回路がとる移相量を測定し、設定値と
の差を求め、補償データとして第１の記憶回路９に上位
４ビツト制御データと対応づけて記憶しておく。ここで
、移相誤差を表わす記憶回路４の出力データは必要精度
に応じたビット数で表わせばよい。この実施例では説明
を簡単にするために２ビツトで表わしている。

上記第１の記憶回路９は上位４ビツト制御データに対応
する補償データを読出す。この補償データはレジスタ３
からの下位２ビツトの制御データと共に演算回路１０に
送られる。この演算回路１０ては両入力データの差を求
める。すなわち、下位２ビツトの制御データからデジタ
ル系に生じた誤差分を差引くことによって移相誤差を補
償する。演算回路１０で得られた差データをデジタル系
の移相誤差分を補償した制御データとして第２の記憶回
路１１に送り、バイアス電圧データを読出して、Ｄ／Ａ
変換器１２でアナログ７に正に変換し、バイアス電圧と
してアナログ可変移相回路１３に送る。このため、アナ
ログ可変移相回路１３の移相量はデジタル系の移相誤差
を補償した値をとることになる。

入力制御データ“１１１１１．１“の場合を例にあげて
説明する。第１の記憶回路９には５．６２５ステツプで
２４−１６個の補償データが記憶されており、入力制御
データ毎に対応づけられているものとする。今、上位４
ビ・ソトの制御データ“１１１１“が入力された時のデ
ジタル可変移相回路の移相量が実測値で３４７゜５″で
あったとすれば、移相誤差は＋１０″であり、第１の記
憶回路９からは＋５．６２５°を示す補償データ“０１
″が出力される。尚、この場合の補償データは４．３７
５”のデジタル値への変換誤差を含むが、記憶回路９の
出力データのビット数を増やせばその誤差分が減少し、
精度を向上させることができる。

上記記憶回路９から出力される補償データ“０１“をレ
ジスタ３からの下位２ビツト制御デタ“１１”と共に演
算回路ＩＯに供給し、差データを求めると“１０”が得
られる。この差データを制御データとして第２記憶回路
１１に供給し、対応するバイアス電圧を選択してアナロ
グ可変移相回路１３を駆動すると、その移相量は１１．
２５’となり、デジタル系と合わせた全移相量は３５８
．７５”となる。所望の値は３５４．３７５°であるか
ら、その移相誤差は４．３７５°となるが、デジタル系
の移相誤差を補償しない場合の全移相量が３６４．３７
５”で、移相誤差が＋１０″であるから、その精度は向
上しているといえる。

したがって、上記のように構成したマイクロ波移相器は
、大きな移相が可能なデジタル可変移相回路と小さな移
相量を細かく変えることのできるアナログ可変移相回路
とを組合わせ、さらにデジタル系の移相誤差をアナログ
系で補正しているので、細かいステップで精度よく移相
量を設定することができる。この場合、主要制御範囲を
デジタル可変移相回路で構成しており、またアナログ可
変移相回路の制御範囲を狭くしているので、小形化及び
低損失化を実現することができる。

尚、上記実施例では人力制御データが６ビツト、第１の
記憶回路９の出力が２ビツトの場合について説明したが
、それらのビット数を増加すれば、大きさや性能に大き
く影響するマイクロ波回路部を変更することなく、移を
目量の変化ステップや精度を向上させることができる。

この場合、デジタル可変移相回路は必ずしも４ビツト構
成にする必要はなく　、０１体ビット移相器は１個以上
あればよく、アナログ可変移相回路も数個を縦続接続し
てもよい。また、上記第１の記憶回路９に蓄積する移相
誤差補償データ数は４ビツト構成のデジタル可変移相回
路に対して最大２４−１６個である。

ここで、移相誤差の周波数特性を考慮する場合には、人
力制御データの一部を周波数データとして用い、予め周
波数データ毎の移相誤差補償データを求めて第１の記憶
回路９に蓄積しておけばよい。

さらに、レジスタ３の出力データで各単体ビ・ノド移相
器５ａ〜５ｄを直接駆動できる場合には駆動回路４ａ〜
４ｄは必要ない。また、人力制御データを保持する必要
がない場合にはレジスタ３を省略できる。

［発明の効果］ 以上述べたようにこの発明によれば、細かいステップで
精度よく移相量を変化させることができ、さらに小形化
、低損失化を実現できるマイクロ波移相器を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るマイクロ波移相器の一実施例の
構成を示すブロック回路図、第２図は従来のデジタル方
式によるマイクロ波移相器の構成を示すブロック回路図
、第３図は従来のアナログ方式によるマイクロ波移相器
のブロック回路図である。 １ａ−１ｒ・・・制御データビット入力端子、２ａ、　
２ｂ・・・マイクロ波入出力端子、３・・・レジスタ、
４ａ〜４ｒ・・・駆動回路、５ａ〜５ｒ・・・単体ビッ
ト移相器、６，１１・・・記憶回路、７，１２・・・Ｄ
／Ａ変換器、８．１３・・・アナログ可変移相回路、■
０・・・演算回路。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 目的とする通過位相量を表わす複数ビットの制御データ
   に応じてマイクロ波信号の通過位相を変化させるマイク
   ロ波移相器において、前記制御データのうち上位ビット
   データに基づいて前記マイクロ波信号の通過位相をデジ
   タル的に変化させるデジタル可変移相回路と、前記上位
   ビットデータ毎に前記デジタル可変移相回路で生じる移
   相誤差を補償する補償データが予め記憶され前記上位ビ
   ットデータに応じて記憶された補償データを読出し出力
   する記憶回路と、前記制御データの下位ビットデータと
   前記記憶回路から出力される補償データとの差を求める
   演算回路と、前記デジタル可変移相回路と直列接続され
   前記演算回路から出力される制御データに基づいて前記
   マイクロ波信号の通過位相をアナログ的に変化させるア
   ナログ可変移相回路とを具備するマイクロ波移相器。