JPH0215400Y2 - - Google Patents
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- JPH0215400Y2 JPH0215400Y2 JP1983116330U JP11633083U JPH0215400Y2 JP H0215400 Y2 JPH0215400 Y2 JP H0215400Y2 JP 1983116330 U JP1983116330 U JP 1983116330U JP 11633083 U JP11633083 U JP 11633083U JP H0215400 Y2 JPH0215400 Y2 JP H0215400Y2
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- Japan
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Description
【考案の詳細な説明】
技術分野
この考案は電子楽器の音色回路あるいはその他
に用いられる電圧制御型フイルタに関し、特に４
次のステートバリアブル型フイルタに関する。
に用いられる電圧制御型フイルタに関し、特に４
次のステートバリアブル型フイルタに関する。
従来技術
４次特性（24dB／octの傾斜をもつ特性）の電
圧制御型フイルタを構成する場合、一般的には、
第１図に示すように、電圧制御型の１次フイルタ
ユニツト１〜４を４個直列接続し、各ユニツト１
〜４を共通のカツトオフ周波数制御電圧Vfcで制
御する。この構成でローパスフイルタ出力を得る
場合は各ユニツト１〜４を１次のローパスフイル
タとする。また、ハイパスフイルタ出力を得る場
合は各ユニツト１〜４を１次のハイパスフイルタ
とする。更に、バンドパスフイルタ出力を得る場
合はユニツト１，２を１次のハイパスフイルタと
し、ユニツト３，４を１次のローパスフイルタと
する。
圧制御型フイルタを構成する場合、一般的には、
第１図に示すように、電圧制御型の１次フイルタ
ユニツト１〜４を４個直列接続し、各ユニツト１
〜４を共通のカツトオフ周波数制御電圧Vfcで制
御する。この構成でローパスフイルタ出力を得る
場合は各ユニツト１〜４を１次のローパスフイル
タとする。また、ハイパスフイルタ出力を得る場
合は各ユニツト１〜４を１次のハイパスフイルタ
とする。更に、バンドパスフイルタ出力を得る場
合はユニツト１，２を１次のハイパスフイルタと
し、ユニツト３，４を１次のローパスフイルタと
する。
ところで、電子楽器等における音色制御のため
に電圧制御型フイルタを用いる場合、各種音色に
応じてローパスフイルタ、ハイパスフイルタ、バ
ンドパスフイルタの特性が夫々必要となる。しか
るに、上述のような従来の電圧制御型フイルタで
は各特性毎に別々にフイルタを構成しなければな
らないため、構成が複雑となつてしまう。
に電圧制御型フイルタを用いる場合、各種音色に
応じてローパスフイルタ、ハイパスフイルタ、バ
ンドパスフイルタの特性が夫々必要となる。しか
るに、上述のような従来の電圧制御型フイルタで
は各特性毎に別々にフイルタを構成しなければな
らないため、構成が複雑となつてしまう。
考案の目的
そこでこの考案の目的は、簡単な構成で、４次
特性のローパスフイルタ出力、ハイパスフイルタ
出力、バンドパスフイルタ出力が得られる電圧制
御型フイルタを提供することにある。また、電子
楽器の音色回路としてのフイルタではＱ（選択度）
の制御を容易に行なうことができることも重要で
あるため、ローパス、ハイパス、バンドパスの各
フイルタ特性のＱの制御が容易に行なえる電圧制
御型フイルタを提供しようとするものである。
特性のローパスフイルタ出力、ハイパスフイルタ
出力、バンドパスフイルタ出力が得られる電圧制
御型フイルタを提供することにある。また、電子
楽器の音色回路としてのフイルタではＱ（選択度）
の制御を容易に行なうことができることも重要で
あるため、ローパス、ハイパス、バンドパスの各
フイルタ特性のＱの制御が容易に行なえる電圧制
御型フイルタを提供しようとするものである。
考案の構成
この考案の電圧制御型フイルタの基本構成は第
２図の通りであり、−１／Ｓなる伝達関数の１次の電 圧制御型のローパスフイルタユニツトＵ１〜Ｕ４
が４個直列接続されている。１段目のフイルタユ
ニツトＵ１の前段には、入力信号Vioと帰還信号
を加算または減算するための演算器OPが接続さ
れている。帰還信号は５つの帰還回路ｆ１〜ｆ５
を介して演算器OPに与えられる。各帰還回路ｆ
１〜ｆ５は夫々ゲイン設定器Ｇ１〜Ｇ５を含んで
おり、そこで設定されたゲインC0−１〜C4に応
じた比率で信号を帰還する。
２図の通りであり、−１／Ｓなる伝達関数の１次の電 圧制御型のローパスフイルタユニツトＵ１〜Ｕ４
が４個直列接続されている。１段目のフイルタユ
ニツトＵ１の前段には、入力信号Vioと帰還信号
を加算または減算するための演算器OPが接続さ
れている。帰還信号は５つの帰還回路ｆ１〜ｆ５
を介して演算器OPに与えられる。各帰還回路ｆ
１〜ｆ５は夫々ゲイン設定器Ｇ１〜Ｇ５を含んで
おり、そこで設定されたゲインC0−１〜C4に応
じた比率で信号を帰還する。
第１の帰還回路ｆ１は、演算器OPの出力信号
V1を所定のゲインC0−１（ここで−１はバイアス
がかかつていることを示す）で演算器OPに負帰
還する。第２の帰還回路ｆ２は、１段目のフイル
タユニツトＵ１の出力信号V2を所定のゲインC1
で演算器OPに正帰還する。第３の帰還回路f3は、
２段目のフイルタユニツトＵ２の出力信号V3を
所定のゲインC2で演算器OPに負帰還する。第４
の帰還回路ｆ４は、３段目のフイルタユニツトＵ
３の出力信号V4を所定のゲインC3で演算器OPに
正帰還する。第５の帰還回路ｆ５は、４段目のフ
イルタユニツトＵ４の出力信号V5を所定のゲイ
ンC4で演算器OPに負帰還する。入力信号Vio及び
正帰還信号（第２，第４の帰還回路ｆ２，ｆ４の
信号）は演算器OPの加数入力（＋）に加わり、
負帰還信号（第１，第３，第５の帰還回路ｆ１，
ｆ３，ｆ５の信号）は演算器OPの減数入力（−）
に加わる。
V1を所定のゲインC0−１（ここで−１はバイアス
がかかつていることを示す）で演算器OPに負帰
還する。第２の帰還回路ｆ２は、１段目のフイル
タユニツトＵ１の出力信号V2を所定のゲインC1
で演算器OPに正帰還する。第３の帰還回路f3は、
２段目のフイルタユニツトＵ２の出力信号V3を
所定のゲインC2で演算器OPに負帰還する。第４
の帰還回路ｆ４は、３段目のフイルタユニツトＵ
３の出力信号V4を所定のゲインC3で演算器OPに
正帰還する。第５の帰還回路ｆ５は、４段目のフ
イルタユニツトＵ４の出力信号V5を所定のゲイ
ンC4で演算器OPに負帰還する。入力信号Vio及び
正帰還信号（第２，第４の帰還回路ｆ２，ｆ４の
信号）は演算器OPの加数入力（＋）に加わり、
負帰還信号（第１，第３，第５の帰還回路ｆ１，
ｆ３，ｆ５の信号）は演算器OPの減数入力（−）
に加わる。
以上の構成により、演算器OPの出力をハイパ
スフイルタ（HPF）出力として取り出すことが
でき、２段目のフイルタユニツトＵ２の出力をバ
ンドパスフイルタ（BPF）出力として取り出す
ことができ、４段目のフイルタユニツトＵ４の出
力をローパスフイルタ（LPF）出力として取り
出すことができる。この点につき説明すると、演
算器OPの出力電圧V1は V1＝Vio−（C0−１）V1＋C1V2−C2V3＋C3V4−C4V5 ＝Vio−｛（C0−１）＋C1／Ｓ＋C2／S2＋C3／S3＋C
4／S4｝V1 と表すことができるので、演算器OPの出力電圧
V1の伝達関数は、 V1／Vio＝１／C0＋C1／Ｓ＋C2／S2＋C3／S3＋C4／S4 ＝S4／C0S4＋C1S3＋C2S2＋C3S＋C4 ……(1) となり、４次のハイパスフイルタの特性を示す。
また、V3＝V1／S2なので、２段目のフイルタユニツ トＵ２の出力電圧V3の伝達関数は、 V3／Vio ＝S2／C0S4＋C1S3＋C2S2＋C3S＋C4 ……(2) となり、４次のバンドパスフイルタの特性を示
す。また、V5＝V1／S4なので、４段目のフイルタユ ニツトＵ４の出力電圧V5の伝達関数は、 V5／Vio ＝１／C0S4＋C1S3＋C2S2＋C3S＋C4 ……(3) となり、４次のローパスフイルタの特性を示す。
スフイルタ（HPF）出力として取り出すことが
でき、２段目のフイルタユニツトＵ２の出力をバ
ンドパスフイルタ（BPF）出力として取り出す
ことができ、４段目のフイルタユニツトＵ４の出
力をローパスフイルタ（LPF）出力として取り
出すことができる。この点につき説明すると、演
算器OPの出力電圧V1は V1＝Vio−（C0−１）V1＋C1V2−C2V3＋C3V4−C4V5 ＝Vio−｛（C0−１）＋C1／Ｓ＋C2／S2＋C3／S3＋C
4／S4｝V1 と表すことができるので、演算器OPの出力電圧
V1の伝達関数は、 V1／Vio＝１／C0＋C1／Ｓ＋C2／S2＋C3／S3＋C4／S4 ＝S4／C0S4＋C1S3＋C2S2＋C3S＋C4 ……(1) となり、４次のハイパスフイルタの特性を示す。
また、V3＝V1／S2なので、２段目のフイルタユニツ トＵ２の出力電圧V3の伝達関数は、 V3／Vio ＝S2／C0S4＋C1S3＋C2S2＋C3S＋C4 ……(2) となり、４次のバンドパスフイルタの特性を示
す。また、V5＝V1／S4なので、４段目のフイルタユ ニツトＵ４の出力電圧V5の伝達関数は、 V5／Vio ＝１／C0S4＋C1S3＋C2S2＋C3S＋C4 ……(3) となり、４次のローパスフイルタの特性を示す。
各フイルタユニツトＵ１〜Ｕ４には共通のカツ
トオフ周波数制御電圧Vfcが与えられ、これによ
り各フイルタ特性のカツトオフ周波数が共通に制
御される。フイルタのＱは、第５の帰環回路ｆ５
のゲインC4を可変制御することにより制御する
ことができる。より好ましくは、４段目のフイル
タユニツトＵ４から取り出されるローパスフイル
タ特性のＱは、この４段目のフイルタユニツトＵ
４の出力信号を帰還する第５の帰還回路ｆ５のゲ
インC4を可変制御することにより制御すること
ができ、演算器OPから取り出されるハイパスフ
イルタ特性のＱは、この演算器OPの出力信号を
帰還する第１の帰還回路ｆ１のゲインC0−１を
可変制御することにより制御することができ、２
段目のフイルタユニツトＵ２から取り出されるバ
ンドパスフイルタ特性のＱは、この２段目のフイ
ルタユニツトＵ２の出力信号を帰還する第３の帰
還回路ｆ３のゲインC2を可変制御することによ
り制御することができる。また、バンドパスフイ
ルタ特性のＱは、第１及び第５の帰還回路ｆ１，
ｆ５のゲインC0−１，C4を同時に可変制御する
ことによつても制御することができる。
トオフ周波数制御電圧Vfcが与えられ、これによ
り各フイルタ特性のカツトオフ周波数が共通に制
御される。フイルタのＱは、第５の帰環回路ｆ５
のゲインC4を可変制御することにより制御する
ことができる。より好ましくは、４段目のフイル
タユニツトＵ４から取り出されるローパスフイル
タ特性のＱは、この４段目のフイルタユニツトＵ
４の出力信号を帰還する第５の帰還回路ｆ５のゲ
インC4を可変制御することにより制御すること
ができ、演算器OPから取り出されるハイパスフ
イルタ特性のＱは、この演算器OPの出力信号を
帰還する第１の帰還回路ｆ１のゲインC0−１を
可変制御することにより制御することができ、２
段目のフイルタユニツトＵ２から取り出されるバ
ンドパスフイルタ特性のＱは、この２段目のフイ
ルタユニツトＵ２の出力信号を帰還する第３の帰
還回路ｆ３のゲインC2を可変制御することによ
り制御することができる。また、バンドパスフイ
ルタ特性のＱは、第１及び第５の帰還回路ｆ１，
ｆ５のゲインC0−１，C4を同時に可変制御する
ことによつても制御することができる。
実施例
次に、第２図に示したこの考案の基本構成に関
連して、より詳しい実施例を説明する。
連して、より詳しい実施例を説明する。
第２図における電圧制御型の１次ローパスフイ
ルタユニツトＵ１〜Ｕ４としては第３図Ａまたは
Ｂに示すような構成のフイルタユニツトを用いる
ことができる。１０，１１は、回路の相互コンダ
クタンスgnを制御電圧Vfcに応じて可変制御し得
る相互コンダクタンス変換回路である。このよう
な相互コンダクタンス変換回路としては実公昭57
−31334号公報に示されたような公知の回路を用
いることができる。第３図Ａでは、入力電圧Viが
相互コンダクタンス変換回路１０の反転入力
（−）に与えられ、この回路１０の出力端と接地
点との間にコンデンサＣが設けられ、このコンデ
ンサＣの端子間電圧がバツフアアンプ１２に入力
され、バツフアアンプ１２から出力電圧Vpが得
られる。相互コンダクタンス変換回路１０の出力
電流Ｉは−gnViであるので、出力電圧Vpは Vp＝Ｉ／jωC＝−gn／jωCVi であり、jωC／gn＝Ｓとおけば、伝達関数は Vp／Vi＝−１／Ｓ と表すことができ、１次ローパスフイルタの特性
を示す。第３図Ｂでは、入力電圧Viが相互コンダ
クタンス変換回路１１の非反転入力（＋）に与え
られ、この回路１１の出力端がオペアンプ１３の
反転入力（−）に接続され、オペアンプ１３の反
転入力（−）と出力端との間にコンデンサＣが設
けられ、オペアンプ１３から出力電圧Vpが得ら
れる。オペアンプ１３は高入力インピーダンスで
あるため相互コンダクタンス変換回路１１の出力
電流Ｉ＝gnViはすべてコンデンサＣに流れ、オ
ペアンプ１３の出力電圧Vpは Vp＝−Ｉ／jωC＝−gn／jωCVi であり、jωC／gn＝Ｓとおけば、伝達関数は Vp／Vi＝−１／Ｓ と表すことができ、１次ローパスフイルタの特性
を示す。
ルタユニツトＵ１〜Ｕ４としては第３図Ａまたは
Ｂに示すような構成のフイルタユニツトを用いる
ことができる。１０，１１は、回路の相互コンダ
クタンスgnを制御電圧Vfcに応じて可変制御し得
る相互コンダクタンス変換回路である。このよう
な相互コンダクタンス変換回路としては実公昭57
−31334号公報に示されたような公知の回路を用
いることができる。第３図Ａでは、入力電圧Viが
相互コンダクタンス変換回路１０の反転入力
（−）に与えられ、この回路１０の出力端と接地
点との間にコンデンサＣが設けられ、このコンデ
ンサＣの端子間電圧がバツフアアンプ１２に入力
され、バツフアアンプ１２から出力電圧Vpが得
られる。相互コンダクタンス変換回路１０の出力
電流Ｉは−gnViであるので、出力電圧Vpは Vp＝Ｉ／jωC＝−gn／jωCVi であり、jωC／gn＝Ｓとおけば、伝達関数は Vp／Vi＝−１／Ｓ と表すことができ、１次ローパスフイルタの特性
を示す。第３図Ｂでは、入力電圧Viが相互コンダ
クタンス変換回路１１の非反転入力（＋）に与え
られ、この回路１１の出力端がオペアンプ１３の
反転入力（−）に接続され、オペアンプ１３の反
転入力（−）と出力端との間にコンデンサＣが設
けられ、オペアンプ１３から出力電圧Vpが得ら
れる。オペアンプ１３は高入力インピーダンスで
あるため相互コンダクタンス変換回路１１の出力
電流Ｉ＝gnViはすべてコンデンサＣに流れ、オ
ペアンプ１３の出力電圧Vpは Vp＝−Ｉ／jωC＝−gn／jωCVi であり、jωC／gn＝Ｓとおけば、伝達関数は Vp／Vi＝−１／Ｓ と表すことができ、１次ローパスフイルタの特性
を示す。
次に、Ｑの制御について説明する。
Ｑは第１，第３，第５の帰還回路ｆ１，ｆ３，
ｆ５のゲインC0−１，C2，C4を可変制御するこ
とにより制御することができる。ゲイン設定器Ｇ
１，Ｇ３，Ｇ５としては抵抗素子又はゲイン制御
可能なアンプ又は電圧制御型相互コンダクタンス
変換回路など適宜のものを用いることができる
が、抵抗素子を用いるのが最も簡単である。ゲイ
ン制御のために抵抗素子を可変（電圧制御によつ
て、又は手操作によつて）としてもよいが、後述
のように、固定の抵抗素子と帰還率調整用電圧制
御型アンプとの組合せを用いてもよい。
ｆ５のゲインC0−１，C2，C4を可変制御するこ
とにより制御することができる。ゲイン設定器Ｇ
１，Ｇ３，Ｇ５としては抵抗素子又はゲイン制御
可能なアンプ又は電圧制御型相互コンダクタンス
変換回路など適宜のものを用いることができる
が、抵抗素子を用いるのが最も簡単である。ゲイ
ン制御のために抵抗素子を可変（電圧制御によつ
て、又は手操作によつて）としてもよいが、後述
のように、固定の抵抗素子と帰還率調整用電圧制
御型アンプとの組合せを用いてもよい。
第２図において、第５の帰還回路ｆ５のゲイン
C4を可変制御し、他のゲインは固定したときの
各フイルタ特性を計算によつてシミユレートした
データを第４図Ａ乃至Ｃに示す。同図において、
たて軸は振幅（dB）であり、横軸は周波数（カ
ツトオフ周波数ωcと各周波数ωの比ω／ωc）で
ある。図中に示したように、各ゲインC0，C1，
C2，C3は夫々「１」，「４」，「６，」，「４」で固定
し、ゲインC4は「１」，「２」，「４」，「4.5」，
「4.8」というように変化させ、この変化に対応し
てカーブａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅに示すような特性が
得られた。尚、ゲインC0が「１」ということは
第１の帰還回路ｆ１のゲインC0−１が「０」と
いうことであり、実際は帰還がかかつていないこ
とを意味する。
C4を可変制御し、他のゲインは固定したときの
各フイルタ特性を計算によつてシミユレートした
データを第４図Ａ乃至Ｃに示す。同図において、
たて軸は振幅（dB）であり、横軸は周波数（カ
ツトオフ周波数ωcと各周波数ωの比ω／ωc）で
ある。図中に示したように、各ゲインC0，C1，
C2，C3は夫々「１」，「４」，「６，」，「４」で固定
し、ゲインC4は「１」，「２」，「４」，「4.5」，
「4.8」というように変化させ、この変化に対応し
てカーブａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅに示すような特性が
得られた。尚、ゲインC0が「１」ということは
第１の帰還回路ｆ１のゲインC0−１が「０」と
いうことであり、実際は帰還がかかつていないこ
とを意味する。
第４図Ａは、４段目のフイルタユニツトＵ４か
ら取り出したローパスフイルタの特性を示す図
で、ゲインC4の変化に応じてＱが正確に制御さ
れていることが判る。
ら取り出したローパスフイルタの特性を示す図
で、ゲインC4の変化に応じてＱが正確に制御さ
れていることが判る。
２第４図Ｂは、演算器OPから取り出したハイパ
スフイルタの特性を示す図で、ゲインC4の変化
に応じてカツトオフ周波数の周辺ではＱが制御さ
れているが、平坦部ではＱに従つた振幅変化が見
られないことが判る。このようなＱ制御は、音色
制御の面では不十分であり、あまり好ましいとは
いえない。つまり、Ｑの制御によつてカツトオフ
周波数付近の周波数成分のレベルだけが変化し、
平坦部の周波数成分のレベルは変化しないので、
結果として楽音の音量がＱ制御に応じて変動して
しまう、という不都合が起る。尚、これに対し
て、第４図ＡのようなＱ制御ではそのような不都
合は起らない。
スフイルタの特性を示す図で、ゲインC4の変化
に応じてカツトオフ周波数の周辺ではＱが制御さ
れているが、平坦部ではＱに従つた振幅変化が見
られないことが判る。このようなＱ制御は、音色
制御の面では不十分であり、あまり好ましいとは
いえない。つまり、Ｑの制御によつてカツトオフ
周波数付近の周波数成分のレベルだけが変化し、
平坦部の周波数成分のレベルは変化しないので、
結果として楽音の音量がＱ制御に応じて変動して
しまう、という不都合が起る。尚、これに対し
て、第４図ＡのようなＱ制御ではそのような不都
合は起らない。
第４図Ｃは、２段目のフイルタユニツトＵ２か
ら取り出したバンドパスフイルタの特性を示す図
で、ゲインC4の変化に応じてカツトオフ周波数
の付近ではＱが制御され、低域側傾斜部ではＱに
従つた振幅変化が見られるが、高域側傾斜部では
Ｑに従つた振幅変化が見られないことが判る。こ
のようなＱ制御は、音色制御の面であまり好まし
いとはいえない。
ら取り出したバンドパスフイルタの特性を示す図
で、ゲインC4の変化に応じてカツトオフ周波数
の付近ではＱが制御され、低域側傾斜部ではＱに
従つた振幅変化が見られるが、高域側傾斜部では
Ｑに従つた振幅変化が見られないことが判る。こ
のようなＱ制御は、音色制御の面であまり好まし
いとはいえない。
上述のような不都合に対処するために、ハイパ
スフイルタ特性に関しては、次のような観点から
第１の帰還回路ｆ１のゲインC0を可変制御する
のがよい。
スフイルタ特性に関しては、次のような観点から
第１の帰還回路ｆ１のゲインC0を可変制御する
のがよい。
ハイパスフイルタ特性がローパスフイルタ特性
と対称であれば、第４図ＡのようなＱ制御と同様
の好ましいＱ制御がハイパスフイルタにおいても
実現できる筈である。そこで、前記(3)式に示した
ローパスフイルタの伝達関数を周波数変換してＳ
＝１／Ｓ′を代入すると、このローパスフイルタ特 性と対称なハイパスフイルタ特性の伝達関数とし
て Ｔ（Ｓ′）＝ S′4／C4S′4＋C3S′3＋C2S′2＋C1S′＋C0 ……(4) が得られる。この(4)式から、前記(3)式のC4を可
変制御したときのローパスフイルタ特性と対称な
ハイパスフイルタ特性を実現するにはC0を可変
制御すればよいことが判る。そこで、第２図の構
成において、第１の帰還回路ｆ１のゲインC0を
可変制御すると、第５図Ａに示すような好ましい
Ｑ制御（第４図Ａのローパスフイルタ特性と対称
なハイパスフイルタ特性のＱ制御）がハイパスフ
イルタ特性において実現できることが実験によつ
て確められた。第５図ＡのようなＱ制御によれ
ば、カツトオフ周波数付近でのＱを高くすれば平
坦部の振幅レベルが相対的に下がり、全体的な楽
音の音量レベルはＱ制御によつて変動を受けるこ
とがない。
と対称であれば、第４図ＡのようなＱ制御と同様
の好ましいＱ制御がハイパスフイルタにおいても
実現できる筈である。そこで、前記(3)式に示した
ローパスフイルタの伝達関数を周波数変換してＳ
＝１／Ｓ′を代入すると、このローパスフイルタ特 性と対称なハイパスフイルタ特性の伝達関数とし
て Ｔ（Ｓ′）＝ S′4／C4S′4＋C3S′3＋C2S′2＋C1S′＋C0 ……(4) が得られる。この(4)式から、前記(3)式のC4を可
変制御したときのローパスフイルタ特性と対称な
ハイパスフイルタ特性を実現するにはC0を可変
制御すればよいことが判る。そこで、第２図の構
成において、第１の帰還回路ｆ１のゲインC0を
可変制御すると、第５図Ａに示すような好ましい
Ｑ制御（第４図Ａのローパスフイルタ特性と対称
なハイパスフイルタ特性のＱ制御）がハイパスフ
イルタ特性において実現できることが実験によつ
て確められた。第５図ＡのようなＱ制御によれ
ば、カツトオフ周波数付近でのＱを高くすれば平
坦部の振幅レベルが相対的に下がり、全体的な楽
音の音量レベルはＱ制御によつて変動を受けるこ
とがない。
バンドパスフイルタ特性に関しては、第３の帰
還回路ｆ３のゲインC2を可変制御するか、ある
いは第１及び第５の帰還回路ｆ１，ｆ５のゲイン
C0，C4を同時に可変制御するようにすれば、好
ましいＱ制御が行えることが実験の結果判明し
た。C2を可変制御したときのバンドパスフイル
タ特性を計算によつてシミユレートしたデータが
第５図Ｂに示されており、C0及びC4を可変制御
したときのバンドパスフイルタ特性を計算によつ
てシミユレートしたデータが第５図Ｃに示されて
いる。いずれの場合も、Ｑ制御によつてバンドパ
スフイルタ特性の左右対称性が損われることはな
いことが判る。
還回路ｆ３のゲインC2を可変制御するか、ある
いは第１及び第５の帰還回路ｆ１，ｆ５のゲイン
C0，C4を同時に可変制御するようにすれば、好
ましいＱ制御が行えることが実験の結果判明し
た。C2を可変制御したときのバンドパスフイル
タ特性を計算によつてシミユレートしたデータが
第５図Ｂに示されており、C0及びC4を可変制御
したときのバンドパスフイルタ特性を計算によつ
てシミユレートしたデータが第５図Ｃに示されて
いる。いずれの場合も、Ｑ制御によつてバンドパ
スフイルタ特性の左右対称性が損われることはな
いことが判る。
この考案の電圧制御型フイルタの具体的実施例
を示すと、第６図のようである。
を示すと、第６図のようである。
第６図において、各フイルタユニツトＵ１〜Ｕ
４は第３図Ｂに示したような構成の１次のローパ
スフイルタユニツトから成り、１４，１５，１
６，１７は電圧制御型の相互コンダクタンス変換
回路であり、OP１〜OP４はオペアンプである。
第２乃至第５の帰還回路ｆ２〜ｆ５のゲイン設定
器Ｇ２〜Ｇ５は、夫々所定の比率の抵抗値に設定
された固定抵抗素子を含んでいる。演算器OPは
帰還抵抗R0を接続したオペアンプOP0によつて構
成され、その非反転入力（＋）には入力信号Vio
及び帰還回路ｆ２，ｆ４の帰還信号を夫々所定の
ゲイン設定用の抵抗素子を介して加算した信号が
加わり、反転入力（−）には帰還回路ｆ３，ｆ５
の各帰還信号を夫々所定のゲイン設定用抵抗素子
を介して加算した信号が加わる。尚、この例では
第１の帰還回路ｆ１の制御可能なゲイン成分C0
を通常は「１」とし、全体のゲインC0−１が
「０」となるようにしているので、固定抵抗素子
から成る第１の帰還回路ｆ１は実際には設けられ
ていない。しかし、後述のようにハイパスフイル
タ選択時にVCA２０を含む帰還回路が第１の帰
還回路ｆ１として機能する。
４は第３図Ｂに示したような構成の１次のローパ
スフイルタユニツトから成り、１４，１５，１
６，１７は電圧制御型の相互コンダクタンス変換
回路であり、OP１〜OP４はオペアンプである。
第２乃至第５の帰還回路ｆ２〜ｆ５のゲイン設定
器Ｇ２〜Ｇ５は、夫々所定の比率の抵抗値に設定
された固定抵抗素子を含んでいる。演算器OPは
帰還抵抗R0を接続したオペアンプOP0によつて構
成され、その非反転入力（＋）には入力信号Vio
及び帰還回路ｆ２，ｆ４の帰還信号を夫々所定の
ゲイン設定用の抵抗素子を介して加算した信号が
加わり、反転入力（−）には帰還回路ｆ３，ｆ５
の各帰還信号を夫々所定のゲイン設定用抵抗素子
を介して加算した信号が加わる。尚、この例では
第１の帰還回路ｆ１の制御可能なゲイン成分C0
を通常は「１」とし、全体のゲインC0−１が
「０」となるようにしているので、固定抵抗素子
から成る第１の帰還回路ｆ１は実際には設けられ
ていない。しかし、後述のようにハイパスフイル
タ選択時にVCA２０を含む帰還回路が第１の帰
還回路ｆ１として機能する。
演算器OPから取り出したハイパスフイルタ出
力（HPF）、２段目のフイルタユニツトＵ２から
取り出したバンドパスフイルタ出力（BPF）を
反転増幅器１８を経由させて位相反転した出力、
及び４段目のフイルタユニツトＵ４から取り出し
たローパスフイルタ出力（LPF）が、フイルタ
出力切換スイツチ１９の固定接点側に夫々接続さ
れ、このスイツチ１９の可動接点の接続位置を切
換えることにより所望の１つのフイルタ特性が選
択される。このスイツチ１９から出力されるフイ
ルタ出力信号が、電圧制御型増幅器（VCA）２
０及びリミツタ２１を介して演算器OPの反転入
力（−）に帰還されるようになつている。VCA
２０の制御入力にはＱ制御用の電圧VQが与えら
れる。
力（HPF）、２段目のフイルタユニツトＵ２から
取り出したバンドパスフイルタ出力（BPF）を
反転増幅器１８を経由させて位相反転した出力、
及び４段目のフイルタユニツトＵ４から取り出し
たローパスフイルタ出力（LPF）が、フイルタ
出力切換スイツチ１９の固定接点側に夫々接続さ
れ、このスイツチ１９の可動接点の接続位置を切
換えることにより所望の１つのフイルタ特性が選
択される。このスイツチ１９から出力されるフイ
ルタ出力信号が、電圧制御型増幅器（VCA）２
０及びリミツタ２１を介して演算器OPの反転入
力（−）に帰還されるようになつている。VCA
２０の制御入力にはＱ制御用の電圧VQが与えら
れる。
各フイルタ特性のＱを決定する帰還回路ｆ１，
ｆ３，ｆ５のゲインC0−１，C2，C4は固定の抵
抗素子によつて一応固定されているが（例えば
C0−１は固定抵抗を設けないことにより「０」、
C2は56kΩ抵抗により「６」、C4は330kΩ抵抗によ
り「１」に半固定）、スイツチ１９によつて選択
されたフイルタ出力信号がVCA２０、リミツタ
２１を介して制御された振幅比率でオペアンプ
OP0の入力側に帰還されることにより、選択され
たフイルタ特性に対応する（ゲインを制御しよう
とする）帰還回路ｆ３またはｆ５と同じ信号を帰
還する帰還回路が並列的に追加されることにな
り、この追加の帰還回路（VCA２０の回路）の
帰還率即ちゲインに応じて帰還回路ｆ１又はｆ３
又はｆ５のゲインC0−１又はC2又はC4が実質的
に可変制御される。
ｆ３，ｆ５のゲインC0−１，C2，C4は固定の抵
抗素子によつて一応固定されているが（例えば
C0−１は固定抵抗を設けないことにより「０」、
C2は56kΩ抵抗により「６」、C4は330kΩ抵抗によ
り「１」に半固定）、スイツチ１９によつて選択
されたフイルタ出力信号がVCA２０、リミツタ
２１を介して制御された振幅比率でオペアンプ
OP0の入力側に帰還されることにより、選択され
たフイルタ特性に対応する（ゲインを制御しよう
とする）帰還回路ｆ３またはｆ５と同じ信号を帰
還する帰還回路が並列的に追加されることにな
り、この追加の帰還回路（VCA２０の回路）の
帰還率即ちゲインに応じて帰還回路ｆ１又はｆ３
又はｆ５のゲインC0−１又はC2又はC4が実質的
に可変制御される。
詳しくは、ローパスフイルタ特性が選択された
場合は、第５の帰還回路ｆ５に与えられるのと同
じ４段目のフイルタユニツトＵ４の出力信号がス
イツチ１９を介してVCA２０を含む帰還回路に
与えられ、このVCA２０を含む帰還回路が実質
的に第５の帰還回路ｆ５の一部として機能する。
従つて、第５の帰還回路ｆ５のゲインC4は、そ
の本来の回路に挿入された330kΩの固定抵抗と制
御電圧VQによつて制御されたVCA２０のゲイン
とによつて決定されることになり、制御電圧VQ
によつてゲインC4を可変制御してローパスフイ
ルタ特性のＱを第４図Ａに示すように制御するこ
とができる。
場合は、第５の帰還回路ｆ５に与えられるのと同
じ４段目のフイルタユニツトＵ４の出力信号がス
イツチ１９を介してVCA２０を含む帰還回路に
与えられ、このVCA２０を含む帰還回路が実質
的に第５の帰還回路ｆ５の一部として機能する。
従つて、第５の帰還回路ｆ５のゲインC4は、そ
の本来の回路に挿入された330kΩの固定抵抗と制
御電圧VQによつて制御されたVCA２０のゲイン
とによつて決定されることになり、制御電圧VQ
によつてゲインC4を可変制御してローパスフイ
ルタ特性のＱを第４図Ａに示すように制御するこ
とができる。
また、ハイパスフイルタ特性が選択された場合
は、第１の帰還回路ｆ１に与えられるべき演算器
OPの出力信号がスイツチ１９を介してVCA２０
を含む帰還回路に与えられ、このVCA２０を含
む帰還回路が実質的に第１の帰還回路ｆ１として
機能する。従つて、第１の帰還回路ｆ１のゲイン
C0−１は、制御電圧VQによつて制御されたVCA
２０のゲインによつて決定されることになり、制
御電圧VQによつてゲインC0−１を可変制御して
ハイパスフイルタ特性のＱを第５図Ａのように制
御することができる。
は、第１の帰還回路ｆ１に与えられるべき演算器
OPの出力信号がスイツチ１９を介してVCA２０
を含む帰還回路に与えられ、このVCA２０を含
む帰還回路が実質的に第１の帰還回路ｆ１として
機能する。従つて、第１の帰還回路ｆ１のゲイン
C0−１は、制御電圧VQによつて制御されたVCA
２０のゲインによつて決定されることになり、制
御電圧VQによつてゲインC0−１を可変制御して
ハイパスフイルタ特性のＱを第５図Ａのように制
御することができる。
また、バンドパスフイルタ特性が選択された場
合は、第３図の帰還回路ｆ３に与えられるのと同
じ２段目のフイルタユニツトＵ２の出力信号を反
転増幅器１８で位相反転した信号がスイツチ１９
を介してVCA２０を含む帰還回路に与えられ、
このVCA２０を含む帰還回路が実質的に第３の
帰還回路ｆ３の一部として機能する。従つて、第
３図の帰還回路ｆ３のゲインC2は、その本来の
回路に挿入された56kΩの固定抵抗と制御電圧VQ
によつて制御されたVCA２０のゲインとによつ
て決定されることになり、制御電圧VQによつて
ゲインC2を可変制御してバンドパスフイルタ特
性のＱを第５図Ｂのように制御することができ
る。第５図Ｂの特性ではゲインC2を小さくする
ほどＱが高くなるようになつており、他の特性に
比べてＱの制御方向が異なる。そのため、反転増
幅器１８を設けて、VCA２０の帰還回路に導か
れる信号を本来の帰還回路ｆ３に導かれる信号に
対して逆相とし、制御電圧VQが高くなるほどゲ
インC2が小さくなるようにし、制御電圧VQとＱ
の制御方向を同じにしている。
合は、第３図の帰還回路ｆ３に与えられるのと同
じ２段目のフイルタユニツトＵ２の出力信号を反
転増幅器１８で位相反転した信号がスイツチ１９
を介してVCA２０を含む帰還回路に与えられ、
このVCA２０を含む帰還回路が実質的に第３の
帰還回路ｆ３の一部として機能する。従つて、第
３図の帰還回路ｆ３のゲインC2は、その本来の
回路に挿入された56kΩの固定抵抗と制御電圧VQ
によつて制御されたVCA２０のゲインとによつ
て決定されることになり、制御電圧VQによつて
ゲインC2を可変制御してバンドパスフイルタ特
性のＱを第５図Ｂのように制御することができ
る。第５図Ｂの特性ではゲインC2を小さくする
ほどＱが高くなるようになつており、他の特性に
比べてＱの制御方向が異なる。そのため、反転増
幅器１８を設けて、VCA２０の帰還回路に導か
れる信号を本来の帰還回路ｆ３に導かれる信号に
対して逆相とし、制御電圧VQが高くなるほどゲ
インC2が小さくなるようにし、制御電圧VQとＱ
の制御方向を同じにしている。
尚、第２図及び第６図の構成において、フイル
タユニツトＵ１〜Ｕ４を２段に減らせば（例えば
Ｕ１又はＵ２の一方をバイパスし、かつＵ３又は
Ｕ４の一方をバイパスすれば）、２次特性の
（12dB／octの傾斜をもつ）ステートバリアブル
型フイルタとすることができる。
タユニツトＵ１〜Ｕ４を２段に減らせば（例えば
Ｕ１又はＵ２の一方をバイパスし、かつＵ３又は
Ｕ４の一方をバイパスすれば）、２次特性の
（12dB／octの傾斜をもつ）ステートバリアブル
型フイルタとすることができる。
考案の効果
以上の通りこの考案によれば、加減算演算器と
４段の電圧制御型１次ローパスフイルタユニツト
とゲイン制御された帰還回路という極めて簡単な
構成で４次のステートバリアブル型の電圧制御型
フイルタを実現することができる、という優れた
効果を奏する。
４段の電圧制御型１次ローパスフイルタユニツト
とゲイン制御された帰還回路という極めて簡単な
構成で４次のステートバリアブル型の電圧制御型
フイルタを実現することができる、という優れた
効果を奏する。
また、スイツチ選択手段による選択に従つて、
どのフイルタ出力が現在選択されているかに応じ
て、ゲイン可変制御回路を含む共通帰還回路の配
置が自動的に切換わり、第１の帰還回路の一部を
成したり、第３の帰還回路の一部を成したり、第
５の帰還回路の一部を成したりするので、取り出
そうとするフイルタ特性に応じて最適のＱ制御
（つまり第４図Ａ，第５図Ａに示すようなカツト
オフ周波数付近のレベルのみならず平坦部のレベ
ルもＱ制御に連動して制御される好ましいＱ制
御）を実現することができる、という優れた効果
を奏する。しかも、そのような好ましいＱ制御の
実現のために、第１の帰還回路、第３の帰還回
路、第５の帰還回路毎に個別にゲイン可変制御回
路を設ける必要がなく、構成が簡単である、とい
う効果を奏する。
どのフイルタ出力が現在選択されているかに応じ
て、ゲイン可変制御回路を含む共通帰還回路の配
置が自動的に切換わり、第１の帰還回路の一部を
成したり、第３の帰還回路の一部を成したり、第
５の帰還回路の一部を成したりするので、取り出
そうとするフイルタ特性に応じて最適のＱ制御
（つまり第４図Ａ，第５図Ａに示すようなカツト
オフ周波数付近のレベルのみならず平坦部のレベ
ルもＱ制御に連動して制御される好ましいＱ制
御）を実現することができる、という優れた効果
を奏する。しかも、そのような好ましいＱ制御の
実現のために、第１の帰還回路、第３の帰還回
路、第５の帰還回路毎に個別にゲイン可変制御回
路を設ける必要がなく、構成が簡単である、とい
う効果を奏する。
第１図は４次特性の電圧制御型フイルタの一般
的な構成を示す電気的ブロツク図、第２図はこの
考案に係る電圧制御型フイルタの基本構成を示す
電気的ブロツク図、第３図Ａ及びＢは第２図にお
ける電圧制御型の１次のローパスフイルタユニツ
トの内部構成例を夫々示す電気的ブロツク図、第
４図Ａ乃至Ｃ及び第５図Ａ乃至Ｃは第２図の構成
で実現できる各フイルタ特性の実測データを示す
図で、第４図Ａはローパスフイルタ特性、同図Ｂ
はハイパスフイルタ特性、同図Ｃはバンドパスフ
イルタ特性を夫々示し、更に、第５図ＡはＱ制御
法を改良したハイパスフイルタ特性、同図Ｂ及び
Ｃは夫々異なる方法でＱ制御法を改良したバンド
パスフイルタ特性を夫々示すものであり、第６図
はこの考案に係る電圧制御型フイルタの具体的な
一実施例を示す電気回路図、である。 Ｕ１〜Ｕ４……電圧制御型の１次のローパスフ
イルタユニツト、OP……加減算用の演算器、ｆ
１〜ｆ５……第１乃至第５の帰還回路、Ｇ１〜Ｇ
５……ゲイン設定器、１０，１１，１４〜１７…
…電圧制御型の相互コンダクタンス変換回路、１
２……バツフアアンプ、１３，OP１〜OP４……
オペアンプ、１８……反転増幅器、１９……フイ
ルタ出力切換スイツチ、２０……電圧制御型増幅
器。
的な構成を示す電気的ブロツク図、第２図はこの
考案に係る電圧制御型フイルタの基本構成を示す
電気的ブロツク図、第３図Ａ及びＢは第２図にお
ける電圧制御型の１次のローパスフイルタユニツ
トの内部構成例を夫々示す電気的ブロツク図、第
４図Ａ乃至Ｃ及び第５図Ａ乃至Ｃは第２図の構成
で実現できる各フイルタ特性の実測データを示す
図で、第４図Ａはローパスフイルタ特性、同図Ｂ
はハイパスフイルタ特性、同図Ｃはバンドパスフ
イルタ特性を夫々示し、更に、第５図ＡはＱ制御
法を改良したハイパスフイルタ特性、同図Ｂ及び
Ｃは夫々異なる方法でＱ制御法を改良したバンド
パスフイルタ特性を夫々示すものであり、第６図
はこの考案に係る電圧制御型フイルタの具体的な
一実施例を示す電気回路図、である。 Ｕ１〜Ｕ４……電圧制御型の１次のローパスフ
イルタユニツト、OP……加減算用の演算器、ｆ
１〜ｆ５……第１乃至第５の帰還回路、Ｇ１〜Ｇ
５……ゲイン設定器、１０，１１，１４〜１７…
…電圧制御型の相互コンダクタンス変換回路、１
２……バツフアアンプ、１３，OP１〜OP４……
オペアンプ、１８……反転増幅器、１９……フイ
ルタ出力切換スイツチ、２０……電圧制御型増幅
器。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 直列に接続され、共通のカツトオフ周波数制御
電圧で制御される４個の電圧制御型の１次ローパ
スフイルタユニツトと、 入力信号と帰還信号を加算または減算し、その
出力が１段目の前記ローパスフイルタユニツトに
接続された演算器と、 この演算器の出力信号を所定のゲインで該演算
器に負帰還する第１の帰還回路と、 １段目の前記フイルタユニツトの出力信号を所
定のゲインで前記演算器に正帰還する第２の帰還
回路と、 ２段目の前記フイルタユニツトの出力信号を所
定のゲインで前記演算器に負帰還する第３の帰還
回路と、 ３段目の前記フイルタユニツトの出力信号を所
定のゲインで前記演算器に正帰還する第４の帰還
回路と、 ４段目の前記フイルタユニツトの出力信号を所
定のゲインで前記演算器に負帰還する第５の帰還
回路と、 ハイパスフイルタ出力、バンドパスフイルタ出
力、ローパスフイルタ出力のいずれかを選択する
ことができ、この選択に従つて、前記演算器の出
力をハイパスフイルタ出力として取り出し、前記
２段目のフイルタユニツトの出力をバンドパスフ
イルタ出力として取り出し、前記４段目のフイル
タユニツトの出力をローパスフイルタ出力として
取り出すスイツチ選択手段と、 このスイツチ選択手段の取り出し出力側と前記
演算器の負帰還入力側との間に設けられたゲイン
可変制御回路を含み、該スイツチ選択手段による
選択に従つて、ローパスフイルタ出力を取り出す
場合は、前記第５の帰還回路の一部を成し、該第
５の帰還回路のゲインを該ゲイン可変制御回路に
より可変制御することにより前記４段目のフイル
タユニツトから得られるローパスフイルタ出力の
Ｑを制御し、ハイパスフイルタ出力を取り出す場
合は、前記第１の帰還回路の一部を成し、該第１
の帰還回路のゲインを該ゲイン可変制御回路によ
り可変制御することにより前記演算器から得られ
るハイパスフイルタ出力のＱを制御し、バンドパ
スフイルタ出力を取り出す場合は、前記第３の帰
還回路の一部を成し、該第３の帰還回路のゲイン
を該ゲイン可変制御回路により可変制御すること
により前記２段目のフイルタユニツトから得られ
るバンドパスフイルタ出力のＱを制御するように
した共通帰還回路と を具えた電圧制御型フイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11633083U JPS6025238U (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | 電圧制御型フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11633083U JPS6025238U (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | 電圧制御型フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6025238U JPS6025238U (ja) | 1985-02-20 |
| JPH0215400Y2 true JPH0215400Y2 (ja) | 1990-04-25 |
Family
ID=30268203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11633083U Granted JPS6025238U (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | 電圧制御型フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6025238U (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003084059A1 (en) * | 2002-03-28 | 2003-10-09 | Thine Electronics, Inc. | Semiconductor integrated circuit |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5731334U (ja) * | 1980-07-25 | 1982-02-18 |
-
1983
- 1983-07-28 JP JP11633083U patent/JPS6025238U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6025238U (ja) | 1985-02-20 |
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