JPH02166814A - 線形利得増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明は、各々がそれぞれ第１及び第２差動対を形成す
る少なくとも入力トランジスタと出力トランジスタとを
具えている第１及び第２電流ミラー回路から成る電流増
幅セルと、該電流増幅セルに結合させて増幅回路の利得
を制御する手段とを具えている線形利得増幅回路に関す
るものである。

〔背景技術〕

バイポーラトランジスタから成る斯種の増幅回路につい
ては「アイ・イー・イー・イー・ジャーナル　オブ　ソ
リッド　ステート　サーキッツ」（”　　ＩＥＥＥ　Ｊ
ｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　５ｏｌｉｄ　５ｔａｔｅ　Ｃ１ｒ
ｃｕｉｔｓ”Ｖｏｗ、　５Ｃ−３，ｎｏ、４．１９６８
年１２月、第３５３〜３６５頁）におけるビー・ギルバ
ート（Ｂ、Ｇ１１ｂｅｒｔ）による論文に記載されてい
る。

電気信号を電子的に増幅する技術では、負帰還をかける
ことにより増幅回路の帯域幅を広げることができること
は一般に既知である。しかし、増幅器に負帰還をかける
場合に、帯域幅と伝達関数の直線性との間のかね合いに
問題が生じている。

これは負帰還を強めることによって帯域幅を広げるにつ
れて増幅回路の安定性が次第に悪化するからである。こ
れに対し、負帰還形態をとらないオーブン−ループ増幅
回路はどれもその帯域幅のかね合いなしで優れた直線性
を呈する。

冒頭にて述べたバイポーラ増幅回路は負帰還をかけない
タイプのものであり、従ってこれは帯域周波数レスポン
スが広く、伝達特性が所望する直線性を呈し、しかも利
得を電子的に制御し得るものである。これらの特性から
して斯様な増幅回路は１００　Ｍｌｌｚを越える高周波
で線形利得を呈するバイポーラ増幅回路を必要とする用
途にとって極めて好適である。

本発明の目的はユニポーラ集積回路に使用するのが好適
な冒頭にて述べた種類の線形オープン−ループ増幅回路
を提供することにある。

〔発明の開示〕

本発明によれば、上記目的を達成するために、前記トラ
ンジスタ回路を全て電界トランジスタとし、これらのト
ランジスタをそれらの飽和領域にて作動すべくバイアス
し、供給すべき入力電圧に応答して該入力電圧に対して
２乗則関数の関係にある差電流を供給する電圧−電流変
換器に前記入力トランジスタを接続したことを特徴とす
る線形利得増幅回路にある。

一般に知られているように、飽和領域で作動する電界効
果トランジスタのドレイン・ソース通路に流れる電流は
ゲート・ソース電圧とほぼ２乗則関係にあるため、前述
した従来の増幅回路におけるバイポーラトランジスタを
単に電界効果トランジスタと置換えるだけでは所望な線
形利得を得ることができない。

本発明に従って、電界効果トランジスタから成る電流増
幅セルを、増幅すべき入力電圧と２乗則関係にある差電
流によって制Ｊｉグする場合には、差動対として配置す
る入力トランジスタのドレイン・ソース通路に流れる電
流間の差、従ってこれらの入力トランジスタと共に電流
ミラー構成で配置される出力トランジスタに流れる電流
間の差電流は入力電圧の一次関数となる。

電界効果トランジスタから成り、入力電圧と２乗則関係
にある出力電流を供給する電圧〜電流変換器は本来既知
であり、このような変換器については例えば”Ａ　Ｖｅ
ｒｓａｔｉｌｅ　ＣＭＯ５Ｌｉｎｅａｒ　Ｔｒａｎｓｃ
。

ｎｄｕｃｔｏｒ／５ｑｕａｒｅ　　Ｌａｗ　　Ｆｕｎｃ
ｔｉｏｎ　　Ｃ１ｒｃｕｉｔ　　”　　　（Ｅ。

５ｅｅｖｉｎｃｋ　　及びＲ，Ｆ、　Ｗａｓｓｅｎａａ
ｒ著、　ＩＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　５ｏｌｉｄ
−５ｔａｔｅ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、　Ｖｏｌ、　５Ｃ−
２２ｎｏ、３１９８７年６月、第３６６〜３７７頁）に
記載されている。

本発明に従って、電流増幅セルを入力電圧の２乗則関数
となる入力電流で制御すると、トランジスタのゲート・
ソース電圧は前記入力電流間の差電流の一次関数として
変化する。本発明による増幅回路によれば、入力トラン
ジスタ及び出力トランジスタのゲート・ソース電圧にそ
れぞれ適当な直流電圧を加えることにより増幅回路の電
流利得を変えることができることを確めた。

これがため、本発明の好適例では前記入力トランジスタ
及び出力トランジスタのソース電極をそれぞれ共通とし
て第１及び第２ソース端子と成し、前記増幅回路の利得
を規定する手段を、前記第１及び第２ソース端子に接続
されてこれらの両端子間に直流電圧を供給する直流電圧
供給手段で構成する。

本発明の他の好適例によれば、増幅回路の利得を規定す
る手段を用いて可変直流電圧を供給するようにして可変
制御利得を得ることができる。この直流電圧を直線的に
変化させることにより増幅回路の利得は直線的に変化す
る。このことは斯かる直流電圧によって帯域幅を変える
ことな（利得を高めることができると云う利点を奏する
。その理由は、増幅回路のトランスコンダクタンスも入
力キャパシタンスもどちらも影響を受けないからである
。前記バイポーラ増幅回路では、利得が変化する場合に
おいてに、帯域幅と利得との積が一定となるが、電界効
果トランジスタを具えている本発明による増幅回路の場
合には、帯域幅が常に一定となる。従って、本発明によ
る増幅回路の帯域幅と利得との積は従来のバイポーラ増
幅回路におけるよりも遥かに大きくすることができる。

本発明による増幅回路を単一の集積回路として構成する
場合には、この増幅回路の製造時における温度変動や、
公差に対して増幅器を無関係とすることができる。この
ために、本発明の他の好適例では、前記入力トランジス
タ及び出力トランジスタを直流電圧供給手段によりバイ
アスし、該直流電圧供給手段の製造工程時の特性及び温
度依存特性が前記増幅回路の利得を規定する直流電圧を
供給する手段の製造工程時の特性及び温度依存特性に匹
敵するようにする。

既に述べたように、本発明により電圧−電流変換器（Ｖ
／Ｉ変換器）を用いて入力トランジスタのドレイン・ソ
ース通路の電流と出力トランジスタのドレイン・ソース
通路の電流との差を、増幅すべき入力電圧の一次関数と
して変化させる。この場合に、本発明による増幅回路の
利得はトランジスタの電流を適当に制御することにより
規定し得ることを確めた。

これがため、本発明のさらに他の好適例では、前記入力
トランジスタ及び出力トランジスタのソース電極を共通
にして、それぞれ第１及び第２ソース端子と成し、これ
らの第１及び第２ソース端子の電流を互いに等しくする
手段を設け、前記増幅回路の利得を規定する手段を、ソ
ース端子に接続されて、直流電流を供給する手段で構成
する。

入力トランジスタと出力トランジスタのドレイン・ソー
ス通路の電流の和をそれぞれ互いに等しくすることによ
って、出力トランジスタの電圧−電流変換を所望な直線
性とすることができる。追加の直流電流を供給すること
により増幅回路の利得を規定することができる。

本発明のさらに他の好適例では、前記第１及び第２ソー
ス端子の電流を互いに等しくする前記手段を電流ミラー
回路と電流基準回路とで構成し、該電流ミラー回路の入
力端子を前記第１ソース端子に接続すると共に前記電流
ミラー回路の出力端子を前記第２ソース端子に接続し、
前記電流基準回路を前記第２ソース端子に接続して前記
増幅回路の利得を規定する直流電流を供給するようにす
る。電流ミラー回路及び電流基準回路には本来既知で、
しかもこの目的に適している現状の電界効果トランジス
タ回路を用いることができる。

利得を可変とするために、本発明の好適例では、前記増
幅器の利得を規定する手段を用いて可変直流電流を供給
するようにする。

増幅回路の利得を電圧制御するのと同様に、本発明によ
る増幅回路の利得は温度変動や製造公差に無関係に電流
制御することができる。このために、本発明の好適例で
は、前記トランジスタを直流電流供給手段によりバイア
スし、該直流電流供給手段の製造工程時の特性及び温度
依存特性が、前記増幅回路の利得を規定する直流電流供
給手段のそれらに匹敵するようにする。

本発明のさらに他の好適例では、前記トランジスタを絶
縁ゲート形の金属酸化物シリコントランジスタ（ＭＯ５
Ｉ−ランジスタ）として、増幅回路を集積半導体回路と
して構成する。

〔実施例〕

以下図面を参照して実施例につき説明するに、電界効果
トランジスタは、いずれもそれらの飽和領域にて作動す
ると共に、それらの基板をそれらのソース電極に接続し
たＭＯＳ　（金属酸化物シリコン）タイプのものとする
。

第１ａ図は利得を直流電圧によって規定し得る本発明に
よる増幅回路の一例の基本回路図を示す。

この回路は入力トランジスタＭｌ、　Ｍ２と出力トラン
ジスタＭ３．　Ｍ４とから成る電流増幅セルを具えてい
る。２個の人力トランジスタＭＬ、　Ｍ２はダイオード
として接続する。即ち、各トランジスタのゲート電極を
関連するドレイン電極に接続する。

２個の入力トランジスタＭ１．　Ｍ２の各ソース電極は
共通の第１ソース端子１に接続する。出力トランジスタ
Ｍ３．　Ｍ４のソース電極は第２ソース端子２に共通と
する。従って、２個の入力トランジスタ及び２個の出力
トランジスタは実際上それぞれ第１及び第２差動対を構
成する。

斯様に形成した電流増幅セルの入力端子３．４は２個の
入力トランジスタ（ＭＬ　Ｍ２）のドレイン電極であり
、本発明によればこれらの入力端子に？ＩＯ５トランジ
スタから成る電圧−電流変換器（Ｖ／Ｉ変換器）を接続
する。この変換器は増幅ずべき入力電圧Ｕ４．．の２乗
則関数である差電流１　ｉｎｌ＋　Ｉ　ｉｎ！を供給す
る。

図示の例では第１ソース端子工を出力電圧が■ｏの直流
電圧源５の正端子に接続する。直流電圧源５の負端子は
第２ソース端子２と同様に固定電圧給電端子、本例の場
合には増幅回路の信号接地点に接続する。出力トランジ
スタＭ３．　Ｍ４のドレイン・ソース通路の出力電流を
それぞれ■。１、ｔｌ及びＩ。ｕＬ２とする。本来既知
の電流−電圧変換器を２個の出力トランジスタ回路Ｍ３
．　Ｍ４のドレイン電極に接続して、出力電流間の差を
適当な出力電圧に変換することができる。原則として、
トランジスタＭ３．　？Ｉ４のドレイン電極は抵抗を介
して回路のｖｄｄ給電端子に接続することができる。

増幅回路はつぎのように作動する。入力電流はほぼ次式
の関係に従うものとする。即ち、１ｉ、、Ｉ＝ＫＶ（Ｖ
ｂｉ、、＋Ｕｉ、、）　”　　　（ｌａ）１７ｎｚ＝　
Ｋｖ（Ｖｂｉ−Ｕｉ、ｌ）　”　　　（ｌｂ）ここに、
Ｋｖ＝Ｖ／Ｉ変換器のトランジスタに対するトランスコ
ンダクタンスパ ラメータ、 Ｖ　ｂ　ｉ□＝バイアス電圧、 Ｕ　ｉ　ｎ　””増幅すべき入力信号。

上式（１ａ）及び（１ｂ）から入力電流間の差は次式の
如＜Ｕ、ｎの一次関数となる。

ΔＩ　、、、＝　Ｉ　ｔｎ＋　　Ｉ　ｔ、、ｚ＝　４　
ＫｖＶｂｔ−Ｕｉ、、（２）入力電流間の差は増幅すべ
き信号で構成されるので、式（１ａ）及び（１ｂ）は入
力電流量差の項で次のように表される。

ここに、十符号はＩ　ｉｎ＋に対応し、−符号は■１．
．□に対応し、又１　ｉｎ。は入力バイアス電流であり
、この電流は式（１）による電圧−電流変換器の場合に
はつぎのようになる。即ち、 １　、、。＝　ＫｖＶ　　　　　　　　　　　　　　　
（４）簡単なため、入力及び出力トランジスタはいずれ
も同一構成のものであり、しかも、最初はＶ、、＞Ｖい
の場合にドレイン電流Ｉ４が次式に等しくなるものとす
る。即ち、 Ｉ−＝に、（Ｖ、−ＶｔＪ２　　　　　（５）なお、こ
こにに、−入力及び出力トランジスタに対するトランス
コンダクタ タンスバメータ、 Ｖ　ｇ　ｇ　＝関連するゲート−ソース電圧■い＝電界
効果トランジスタのし きい値電圧。

入力トランジスタに供給される弐（３）に基づく入力電
流は各入力トランジスタＭｌ、　Ｍ２に対するゲート・
ソース電圧■９□＋　　Ｖ９Ｓ２を起生じ、これらの電
圧は弐（３）を式（５）に代入し、これにて得られた結
果をさらに整理した後には次式の関係となる。即ち、 関係し、又−符号は■９，２に関係する。

式（６）からすると、トランジスタ旧及びＭ２のゲート
・ソース電圧間の差は入力電流間の差ΔＩ　ｉｎに正比
例することになる。線形電流利得を得るためには、斯か
る電圧差を出力トランジスタ旧、　Ｍ４の差電流に直線
的に変換する必要がある。

本発明によれば、これは出力トランジスタＭ３旧のゲー
ト・ソース電圧の和を一定に維持するようにして達成す
る。式（６）からすると、■、、、と■ｇ１□との和は
増幅すべき入力電圧の２乗則関数である入力電流を供給
することにより既に一定であり、しかも上記和電圧は実
際上バイアス電流Ｉ□、。によって規定されることにな
る。本発明によれば、信号電流に無関係の直流電圧■。

を入力トランジスタＭｌ、　Ｍ２のゲート・ソース電圧
に加えることによって出力トランジスタ旧及び旧に対す
る直線性の要求を満足させる。第１図からは次式の関係
が成立する。即ち、 Ｖ９１：１−Ｖ９ＳＩ　＋　ＶＣ（７ａ）Ｖ　ｇｓａ　
＝Ｖ　ｇｔ２　＋　Ｖ　ｃ　　　　　　　　（７ｂ）な
お、上式における士符号の十符号はＶ　９１１にここに
、Ｖ　ｇｓ３及び■９，４は出力トランジスタＭ３及び
旧のそれぞれゲート・ソース電圧である。

既に述べたように、Ｖ　９１１と■９，２との和は一定
である。Ｖ　、、３　＋　Ｖ　、、４も一定となり、直
線性の要求が満足される。

式（６）を式（７）に代入し、その結果を式（５）に代
入することによって、各出力トランジスタＭ３゜Ｍ４の
出力電流Ｉ。ＬＩＬＩ、　■。ｕｔＺは次式のようにな
る。

即ち、 ΔＩ　ｏｕｔ＝　Ｉ　ｏｕＬＩ ■。ｕ１２＝ 増幅回路の電流利得Ａ、は式（９）から次のようになる
。即ち、 上式（１０）から、増幅回路の利得は電圧■、によ４Ｖ
Ｋ、Ｉｉ。Ｇ ここに、士符号の十符号はＩ　ｇｕｔｌに相当するもの
であり、又−符号はＩ。ｕｔＺに相当するものである。

式（８）を適用すると、差出力電流ΔＩ　ｏｕｔはっぎ
のようになる。即ち、 条件であることは明らかである。

又、式（１０）からすると、利得Ａ、は温度変動及び製
造公差の影響を受けないことにもなる。バイアス電流Ｉ
、□。は適当な方法で発生させる。式（４）により、次
式の関係が当てはまる。即ち、１　、、ｏ＝　Ｋ、Ｖ　
　　　　　　　　　（１１）即ち、 ここに、Ｖｉｒ＋Ｏは直流電圧であり、この直流電圧の
温度変動及び製造公差に関する依存性は利得を規定する
ための直流電圧■。のそれと同じとすることができる。

これらの直流電圧は本来既知の現状の幾つかの回路によ
って発生させることができる。

ＶＣを可変とすにことにより、利得が広範囲にわたり可
変である増幅回路を得ることができる。

式（７ａ）及び（７ｂ）は、第１ａ図に示した回路とほ
ぼ同一構成の第１ｂ図に示す回路によっても満足させる
ことができる。しかし、この第１ｂ図に示す回路では第
１及び第２共通ソース端子１及び２の双方を信号接地点
に接続すると共に２個の直流電圧ｓ　５Ａ、　５Ｂを用
いる。これら電圧源５Ａ及び５Ｂの負端子はトランジス
タＭ１及びＭ２のゲート・ドレイン接続点にそれぞれ接
続し、又正端子はトランジスタ門３及び旧のゲートにそ
れぞれ接続する。第１ｂ図に示した回路も第１ａ図に示
した回路と同じように作動する。

ついで第２図に示した回路につき説明する。この回路も
第１ａ及び第１ｂ図に示した回路とほぼ同一であるが、
相違点は追加の電流ミラー回路６を設け、この電流ミラ
ー回路の入力端子を第１ソース端子１に接続し、出力端
子を第２ソース端子２に接続した点にある。電流ミラー
回路６の共通接続ラインは増幅回路の信号接地点に接続
する。

第２ソース端子２には電流基準素子７も接続し、これは
本来既知の電流源として構成する。その最も簡単な形態
のものとしては、電流ミラー回路６を例えばトランジス
タ旧とＭ３　（これらのソース電極は信号接地点に接続
する）とを組合せたものに似ている組合せ回路と同一の
ものとする。

追加の電流ミラー回路６及び電流基準回路７を用いる目
的は次のように説明することができる。

トランジスタＭ３と旧の出力電流間の差ΔＩ　ｏｕｔは
式（５）の転換により次のように表わすことができる。

即ち、 ・・−・・・−・・（１２） 出力電流の和を適当な２乗則関数に従って第１トランジ
スタＭ１及び第２トランジスタ？Ｉ２のゲート・ソース
電圧間の差に依存させれば、電圧−電流変換を線形化す
ることができる。

式（６）に従う差電流Δ１．。を弐（３）に代入すると
次のようになる。即ち、 １　ｉｎｌ＋　１　、、、＝　２１１ｎｏ　＋　１／２
　Ｋ９（Ｖ９＄Ｉ−ＶＩ＄２）”　　　（１３）電流ミ
ラー回路６を用いることにより、第１ソース端子１にて
得られるような入力電流１　ｉｎ＋　と１　ｉｎＺの和
電流が電流ミラー回路６からの直流電流■。に加えられ
るため、第２ソース端子２における出力電流■。ｕｔ＋
とＴ　１ｕｔＺの和電流は次のようになる。即ち、 １　。、、Ｌｌ　＋　Ｉ　。、、Ｌｚ＝　Ｉ　ｃ　＋　
２　Ｉ　ｉ、、ｏ　＋　１／２　Ｋｇ（Ｖｇｓ＋−Ｖｇ
ｓｚ）”−・・−・−・−・（１４） 式（１２）に式（１４）を代入し、次いでトランジスタ
旧及び札のゲート・ソース電圧に対する斯くして得た結
果を式（６）に代入すると、この回路の電流利得は次の
ようになる。即ち、 従って、利得を直流電流ｒｃで制御することのできる別
の線形電流増幅回路が得られる。電流基準素子７を可調
整とすることによって利得を広範囲にわたり制御するこ
とができる。この場合にも回路の帯域幅は制御電流■。

によっては影響されない。

直流電流■。及びバイアス電流■、。。を対応する回路
によって供給すれば、利得Ａ、を増幅回路の製造過程に
おける公差及び温度変動に無関係とすることができる。

式（９）及び（１５）から、Ｖ、及びＩＣをそれぞれ０
とすれば、利得はＡ、＝１となる。この場合、第ｆａ＋
第１ｂ及び第２図に示す回路は主として入力トランジス
タ門１．　Ｍ２のトランスコンダクタンスと、入力端子
におけるキャパシタンスによって規定される帯域幅を有
する一対の電流ミラーとして作動する。入力トランジス
タのトランスコンダクタンス及び入力端子におけるキャ
パシタンスは変わらないため、利得は上記帯域幅の変更
なく■。

又はｌ、によって変えることができる。

タイプＣへ３６００　ＨのＭＯ３Ｉ−ランジスタアレイ
から成る回路によって得た実験結果によると、小さな信
号に対する本発明による増幅回路の帯域幅と利得の積は
同様のＭＯ３電界効果トランジスタを用いる従来の電流
ミラー回路のそれに比べて少な（とも８倍大きくなった
。

本発明は図示のようなＮチャネルＭＯ３）ランジスタか
ら成る例に限定されるものでなく、所要に応じ出力トラ
ンジスタ、バイアス抵抗等の信号電圧揺動を高めるため
に追加のトランジスタを用いて、Ｐチャネル電界効果ト
ランジスタによって回路を構成することもできることは
明らかである。

制御電圧ＶＣ又は制御電流１ｃは、例えば本発明による
回路を受信機の自動利得制御用に用いる場合には別の補
助回路によって供給することができる。

第３図は電界効果トランジスタから成り、しかも本発明
による回路に使用するのに好適な前述したイー・シービ
ング（Ｅ、　５ｅｅｖｉｎｃｋ）他１名による文献から
既知の電圧−電流変換器を示す。

この回路は基本的にはＰチャネルトランジスタΩ１と０
２の整合対を具えるもので、これらのトランジスタのゲ
ート電極は増幅すべき入力電圧Ｕ、。

を供給する入力端子８，９に接続する。

２個のトランジスタＱ１及びＱ２をバイアスするために
トランジスタ回路Ｑ３．　Ｑ４．　Ｑ５と、Ｑ６Ｑ７．
　Ｑ８をそれぞれ設け、これらの各トランジスタ回路に
よりＮチャネル電流ミラ一対Ｑ４．　Ｑ５及びＱ７．　
Ｑ８をそれぞれ構成し、これらの電流ミラ一対により各
ＰチャネルトランジスタＱ３及びＱ６を経てバイアス電
圧Ｖ　ｂ　ｉ□を供給する。このバイアス電圧の値は電
流基準素子１０．１１により上記電流ミラ一対の入力端
子に供給するバイアス電流■５、。

によって変えることができる。

トランジスタＱ１及びＱ２の各ドレイン’ＫＮには式（
１ａ）及び（１ｂ）に従って入力電圧Ｕ　ｋｎと２乗則
関係にある電流１　ｉ＋％Ｉ及びＩ　ｉｎＺが得られる
。第３図の回路は適当な供給電圧を供給するための給電
端子１２．１３も具えている。

本発明はここで述べた電圧−電流変換器又はそ、の逆の
変換器を用いる回路に限定されるものでなく、本発明に
よる回路は本来既知の他の適当な電圧−電流変換器、例
えば”　Ａ　Ｃ１ａｓｓ　ｏｆ　ＡｎａｌｏｇＣＭＯ５
Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ　Ｂａ５ｅｄ　ｏｎ　ｔｈｅ　５ｑｕ
ａｒｅ　Ｌａｗ　Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ　ｏｆ
　ａ　ＭＯＳ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　ｉｎ　５ａｔｕ
ｒａｔｉｏｎ”　（Ｋ、　Ｂｕｌｔ及びＨ０Ｗａｌｌｉ
ｎｇａ著、ＩＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌｏｆ　５ｏｌｉｄ
−Ｓｔａｔｅ　Ｃ４ｒｃｕｉｔｓ、　Ｖｏｌ、　５Ｃ−
２２＋　ｎｏ、３＋１９８７年６月、第３５７〜３６５
頁）　；　　”［ｌｅｓｉｇｎ　ｏｆＬｉｎｅａｒ　Ｃ
ＭＯＳ　Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　Ｅｌｅｍ
ｅｎｔｓ　”　（Ａ。

Ｎｅｄｕｎｇａｄｉ及びＴ、　Ｒ，ν１ｓｔｖａｎａ　
ｔｈａｎ著、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ、　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ
　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ＋　Ｖｏｌ、　ＣＡＳ−３１
＋ｎｏ、１０．１９８４年１０月、第８９１〜８９４頁
）　、　　”ＣＭＯ５Ｖｏｌｔａｇｅ−ｔｏ−Ｃｕｒｒ
ｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒｓ”　　（Ｒ，Ｒ，Ｔｏ
ｒｒａｎｃｅ　　外１名著、ＴＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　
Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ、　Ｖｏｌ
、　ＣＡＳ−３２，ｎｏ、ＩＬ　１９８５年１１月第１
０９７〜１１０４頁）及び　”ＣＭＯＳ　Ｔｒａｎｓｃ
ｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　Ｅｌｅｍｅｎｔ　”　　（Ｔ、
　Ｒ，Ｖｉｓｗａｎａｔｈａｎ　　著、Ｐｒｏｃ、　Ｉ
ＥＥＥ＋Ｖｏ１．７４．　ｎｏ、１．１９８６年１月、
第２２２〜２２４頁）に記載されているようなものに用
いることができる。

【図面の簡単な説明】

第１ａ及び第１ｂ図は利得を直流電圧によって制御する
ことのできる本発明による増幅回路の基本回路をそれぞ
れ示す回路図； 第２図は利得を直流電流によって制御することのできる
本発明による増幅回路の基本回路を示す回路図： 第３図は第１及び第２図に示す回路に使用する従来の電
圧−電流変換器の基本回路を示す回路図である。 Ｍｌ、　Ｍ２・・・入力トランジスタ（第１差勅対）Ｍ
３．　Ｍ４・・・出力トランジスタ（第２差動対）（Ｍ
ｌ、　？Ｉ３）・・・第１電流ミラー回路（Ｍ２．　Ｍ
４）・・・第２電流ミラー回路１・・・第２ソース端子 ２・・・第２ソース端子 ３．４・・・電流増幅素子の入力端子 ５、５Ａ、　５Ｂ・・・直流電圧源 ６・・・電流ミラー回路 ７・・・電流基準素子。 ＋

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、各々がそれぞれ第１及び第２差動対を形成する少な
   くとも入力トランジスタと出力トランジスタとを具えて
   いる第１及び第２電流ミラー回路から成る電流増幅セル
   と、該電流増幅セルに結合させて増幅回路の利得を制御
   する手段とを具えている線形利得増幅回路において、前
   記トランジスタ回路を全て電界トランジスタとし、これ
   らのトランジスタをそれらの飽和領域にて作動すべくバ
   イアスし、供給すべき入力電圧に応答して該入力電圧に
   対して２乗則関数の関係にある差電流を供給する電圧−
   電流変換器に前記入力トランジスタを接続したことを特
   徴とする線形利得増幅回路。 ２、前記入力トランジスタ及び出力トランジスタのソー
   ス電極をそれぞれ共通として第１及び第２ソース端子と
   成し、前記増幅回路の利得を規定する手段を、前記第１
   及び第２ソース端子に接続されてこれらの両端子間に直
   流電圧を供給する直流電圧供給手段で構成したことを特
   徴とする請求項１に記載の線形利得増幅回路。 ３、前記第２ソース端子を前記増幅回路の信号接地点に
   直接接続すると共に前記第１ソース端子を前記利得を規
   定する手段を介して前記信号接地点に接続したことを特
   徴とする請求項２に記載の線形利得増幅回路。 ４、前記入力及び出力トランジスタのソース電極を給電
   端子に接続し、前記増幅回路の利得を規定する手段を、
   前記第１及び第２電流ミラー回路のそれぞれの入力トラ
   ンジスタのゲートと出力トランジスタのゲートとの間に
   接続されて、これらのゲート間に直流電圧を供給する直
   流電圧供給手段で構成したことを特徴とする請求項１に
   記載の線形利得増幅回路。 ５、前記増幅回路の利得を規定する手段を用いて可変直
   流電圧を供給するようにしたことを特徴とする請求項２
   、３又は４項のいずれかに記載の線形利得増幅回路。 ６、前記入力トランジスタ及び出力トランジスタを直流
   電圧供給手段によりバイアスし、該直流電圧供給手段の
   製造工程時の特性及び温度依存特性が前記増幅回路の利
   得を規定する直流電圧を供給する手段の製造工程時の特
   性及び温度依存特性に匹敵するようにしたことを特徴と
   する請求項２〜５のいずれかに記載の線形利得増幅回路
   。 ７、前記入力トランジスタ及び出力トランジスタのソー
   ス電極を共通にして、それぞれ第１及び第２ソース端子
   と成し、これらの第１及び第２ソース端子の電流を互い
   に等しくする手段を設け、前記増幅回路の利得を規定す
   る手段を、ソース端子に接続されて、直流電流を供給す
   る手段で構成したことを特徴とする請求項１に記載の線
   形利得増幅回路。 ８、前記第１及び第２ソース端子の電流を互いに等しく
   する前記手段を電流ミラー回路と電流基準回路とで構成
   し、該電流ミラー回路の入力端子を前記第１ソース端子
   に接続すると共に前記電流ミラー回路の出力端子を前記
   第２ソース端子に接続し、前記電流基準回路を前記第２
   ソース端子に接続して前記増幅回路の利得を規定する直
   流電流を供給するようにしたことを特徴とする請求項７
   に記載の線形利得増幅回路。 ９、前記増幅器の利得を規定する手段を用いて可変直流
   電流を供給するようにしたことを特徴とする請求項７又
   は８のいずれかに記載の線形利得増幅回路。 １０、前記トランジスタを直流電流供給手段によりバイ
   アスし、該直流電流供給手段の製造工程時の特性及び温
   度依存特性が、前記増幅回路の利得を規定する直流電流
   供給手段のそれらに匹敵するようにしたことを特徴とす
   る請求項７〜９のいずれかに記載の線形利得増幅回路。 １１、前記トランジスタを全て絶縁ゲート形のものとし
   、前記増幅回路を集積半導体回路として構成したことを
   特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の線形利得
   増幅回路。