JPH02168895A - 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流ピーク値低減方法 - Google Patents
電圧形パルス幅変調制御インバータの電流ピーク値低減方法Info
- Publication number
- JPH02168895A JPH02168895A JP63323148A JP32314888A JPH02168895A JP H02168895 A JPH02168895 A JP H02168895A JP 63323148 A JP63323148 A JP 63323148A JP 32314888 A JP32314888 A JP 32314888A JP H02168895 A JPH02168895 A JP H02168895A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- voltage
- frequency
- angle
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明は、電圧形パルス幅変調制御インバタが負荷に
供給する電流のピーク値を低減する方法に関する。
供給する電流のピーク値を低減する方法に関する。
（従来の技術〕
誘導電動機を可変速駆動するための電源として、電圧形
パルス幅変調制御インバータ（以下ではＰＷＭインバー
タと略記する）を使用することが多いが、このとき、当
８亥ＰＷＭインパークの出力電流は、主回路素子がスイ
ッチング動作するのに伴うリップル分を含んでいるので
、このリップル分の影響で、誘導電動機を商用電源で駆
動する場合よりも、電流ピーク値が大となる。そのため
にＰＷＭインバータの熱損失が増加するので、主回路素
子の定格を大きなものにする必要がある。
パルス幅変調制御インバータ（以下ではＰＷＭインバー
タと略記する）を使用することが多いが、このとき、当
８亥ＰＷＭインパークの出力電流は、主回路素子がスイ
ッチング動作するのに伴うリップル分を含んでいるので
、このリップル分の影響で、誘導電動機を商用電源で駆
動する場合よりも、電流ピーク値が大となる。そのため
にＰＷＭインバータの熱損失が増加するので、主回路素
子の定格を大きなものにする必要がある。
そこで、電流ピーク値の付近で搬送波の周波数を高く、
することで、この電流ピーク値を低減させる対策が採用
されている。
することで、この電流ピーク値を低減させる対策が採用
されている。
第２図は電流調節手段を備えた電圧形ＰＷＭインバータ
で搬送波周波数を変化させることにより電流ピーク値を
低減している従来例を単線で示したブロック図である。
で搬送波周波数を変化させることにより電流ピーク値を
低減している従来例を単線で示したブロック図である。
この第２図において、図示していない周波数設定器と加
減速度演算器とから出力してくる周波数指令値Ｆ１を積
分器１１で積分することで、角度指令値θ１を得る。３
相正弦波発生器１２は、この角度指令値θ１と電流指令
値の振幅ＩＩ′″１とを入力して、正弦波形の電流指令
値１”を出力する。
減速度演算器とから出力してくる周波数指令値Ｆ１を積
分器１１で積分することで、角度指令値θ１を得る。３
相正弦波発生器１２は、この角度指令値θ１と電流指令
値の振幅ＩＩ′″１とを入力して、正弦波形の電流指令
値１”を出力する。
この電流指令値１” と、電流検出器３からフィードバ
ックしてくるＰＷＭインバータ１の出力電流実際値Ｉと
の偏差を電流調節器１３に与えると、この電流調節器１
３は入力偏差を零にする調節動作を行って、電圧指令値
■１を出力する。
ックしてくるＰＷＭインバータ１の出力電流実際値Ｉと
の偏差を電流調節器１３に与えると、この電流調節器１
３は入力偏差を零にする調節動作を行って、電圧指令値
■１を出力する。
一方、関数発生器１４は、入力する角度指令値θ”に対
応して、次段の搬送波発生器１５が出力する搬送波の周
波数に変調をかける。ＰＷＭ回路１６は電圧指令値■“
と搬送波とでパルス幅変調信号を創成し、このようにし
て得られたパルス列を用いてＰＷＭインバータ１をオン
・オフ制御することにより、誘導電動機２を所望の速度
で運転する。
応して、次段の搬送波発生器１５が出力する搬送波の周
波数に変調をかける。ＰＷＭ回路１６は電圧指令値■“
と搬送波とでパルス幅変調信号を創成し、このようにし
て得られたパルス列を用いてＰＷＭインバータ１をオン
・オフ制御することにより、誘導電動機２を所望の速度
で運転する。
第３図は第２図の従来例回路に使用している関数発生器
の特性をあられした特性図であって、横軸は角度をあら
れしている。
の特性をあられした特性図であって、横軸は角度をあら
れしている。
３相交流の場合、電流は電気角で６０度ごとにピーク値
が到来する。そこで、搬送波の周波数を、常時はｆ。な
る値であるものを、このピーク値を中心にして２αなる
角度範囲内では、このｆｏよりも高い値のｆＩなる周波
数となるように、関数発生器１４が動作する。
が到来する。そこで、搬送波の周波数を、常時はｆ。な
る値であるものを、このピーク値を中心にして２αなる
角度範囲内では、このｆｏよりも高い値のｆＩなる周波
数となるように、関数発生器１４が動作する。
第４図はパルス幅変調によりリップル分を含んだ電流の
波形図であって、第４図（イ）は搬送波周波数が一定の
場合、第４図（ロ）は電流ピーク値付近で搬送波周波数
を高くした場合を示している。
波形図であって、第４図（イ）は搬送波周波数が一定の
場合、第４図（ロ）は電流ピーク値付近で搬送波周波数
を高くした場合を示している。
〔発明が解決しようとする課題］
第２図の従来例回路のように、ＰＷＭインバータ１の制
御に電流調節器１３を備えていると、負荷電流の角度位
置を電流指令値■“から知ることができるので、電流ピ
ーク点の角度を知ることは容易であり、この電流ピーク
点を中心にして２αなる角度範囲内での搬送波周波数を
高くすることにより、電流ピーク値を低減できることは
、第４図（イ）と（ロ）との比較からも明らかである。
御に電流調節器１３を備えていると、負荷電流の角度位
置を電流指令値■“から知ることができるので、電流ピ
ーク点の角度を知ることは容易であり、この電流ピーク
点を中心にして２αなる角度範囲内での搬送波周波数を
高くすることにより、電流ピーク値を低減できることは
、第４図（イ）と（ロ）との比較からも明らかである。
しかしながら、操作量として電圧指令値が与えられてい
る電圧形ＰＷＭインバータの場合は、負荷電流の角度位
置を管理していないので、第２図に示すようにして電流
ピーク値を低減させることができない欠点を有する。
る電圧形ＰＷＭインバータの場合は、負荷電流の角度位
置を管理していないので、第２図に示すようにして電流
ピーク値を低減させることができない欠点を有する。
そこでこの発明の目的は、負荷電流の角度位置を管理し
ていない電圧形ＰＷＭインバータでも、負荷電流のピー
ク点を検出することで、電流ピークイ直をイ氏減できる
ようにすることにある。
ていない電圧形ＰＷＭインバータでも、負荷電流のピー
ク点を検出することで、電流ピークイ直をイ氏減できる
ようにすることにある。
上記の目的を達成するために、この発明の電流ピーク値
低減方法は、所望周波数で所定波形の電圧指令信号と、
これより高い周波数の搬送波とにより得られるパルス幅
変調信号を用いて、前記電圧指令信号に対応した交流電
力を変換出力する電圧形パルス幅変調制御インバータに
おいて、前記インバータが出力する交流電力の力率角と
、このインバータの出力電流がその零点から正または負
のピーク値に到達するまでの電気角とから、前記電圧指
令信号の零点を起点とした前記電流ピーク値までの電気
角を求め、この電流ピーク値を中心にした所定角度範囲
より内側での前記搬送波の周波数値を、前記所定角度範
囲外のときよりも高い値にするものとする。
低減方法は、所望周波数で所定波形の電圧指令信号と、
これより高い周波数の搬送波とにより得られるパルス幅
変調信号を用いて、前記電圧指令信号に対応した交流電
力を変換出力する電圧形パルス幅変調制御インバータに
おいて、前記インバータが出力する交流電力の力率角と
、このインバータの出力電流がその零点から正または負
のピーク値に到達するまでの電気角とから、前記電圧指
令信号の零点を起点とした前記電流ピーク値までの電気
角を求め、この電流ピーク値を中心にした所定角度範囲
より内側での前記搬送波の周波数値を、前記所定角度範
囲外のときよりも高い値にするものとする。
■相分について考えると、相電圧の電気角零度の点と、
負荷電流の零クロス点とから力率角φを求めることがで
きる。また負荷電流は正弦波形であるから、そのピーク
地点は、負荷電流の零クロス点から電気角で９０度遅れ
て到来する。それ故負荷が誘導性の場合は、相電圧の位
相零と負荷電流のピーク地点との電気角は９０度十φで
あり、負荷が容量性の場合は９０度−φとなる。そこで
この発明では、電圧の零位相と力率角とを検出すること
で電流ピーク地点を検出し、このピーク地点を中心にし
てαなる所定範囲内では、パルス幅変調用の搬送波周波
数を高くすることで、負荷電流の角度位置を管理してい
ない電圧形ＰＷＭインバータでも、負荷電流ピーク値を
低減しようとするものである。なお、３相交流の場合は
、第２相用として１２０度を加算し、第３相用としては
２４０度を加算すればよいのは勿論である。
負荷電流の零クロス点とから力率角φを求めることがで
きる。また負荷電流は正弦波形であるから、そのピーク
地点は、負荷電流の零クロス点から電気角で９０度遅れ
て到来する。それ故負荷が誘導性の場合は、相電圧の位
相零と負荷電流のピーク地点との電気角は９０度十φで
あり、負荷が容量性の場合は９０度−φとなる。そこで
この発明では、電圧の零位相と力率角とを検出すること
で電流ピーク地点を検出し、このピーク地点を中心にし
てαなる所定範囲内では、パルス幅変調用の搬送波周波
数を高くすることで、負荷電流の角度位置を管理してい
ない電圧形ＰＷＭインバータでも、負荷電流ピーク値を
低減しようとするものである。なお、３相交流の場合は
、第２相用として１２０度を加算し、第３相用としては
２４０度を加算すればよいのは勿論である。
第１図は本発明の実施例を単線であられしたブロック図
である。
である。
この第１図は、ＰＷＭインバータ１が出力する３相交流
電力で誘導電動機２を可変速駆動する場合であって、周
波数設定器２１ と加減速度演算器２２ とにより周波
数指令値Ｆ′が創成されており、積分器１１ はこの周
波数指令値Ｆ”を積分して角度指令値θ９を出力する。
電力で誘導電動機２を可変速駆動する場合であって、周
波数設定器２１ と加減速度演算器２２ とにより周波
数指令値Ｆ′が創成されており、積分器１１ はこの周
波数指令値Ｆ”を積分して角度指令値θ９を出力する。
誘導電動機２を可変速運転するときは、その電圧と周波
数との比率が常に一定値となるように制御するのが望ま
しいことから、Ｖ／Ｆパターン発生器２３に周波数指令
値Ｆ”を入力して、この周波数指令値Ｆ＊に対応した電
圧指令値の振幅１■９を出力する。
数との比率が常に一定値となるように制御するのが望ま
しいことから、Ｖ／Ｆパターン発生器２３に周波数指令
値Ｆ”を入力して、この周波数指令値Ｆ＊に対応した電
圧指令値の振幅１■９を出力する。
３相正弦波発生器１２は、この電圧指令値の振幅］■９
１と角度指令値θ”とを入力して、正弦波形の電圧指令
値Ｖ″を出力する。
１と角度指令値θ”とを入力して、正弦波形の電圧指令
値Ｖ″を出力する。
電流検出器３は、ＰＷＭインバータ１が出力する３相電
流のいずれか１相を検出し、零点検出器２７がこの電流
の零クロス点を検出している。この零クロス点信号と、
そのときの制御信号の角度指令値θ”とから、力率角φ
を力率角演算器２４が演算する。すなわち、この力率角
検出器２４では、制御信号の角度指令値θ′が零度のと
きの信号と、前述した電流の零クロス点信号とをゲート
として、その間を一定周波数のクロック信号でカウント
し、そのときのインバータ周波数を掛は合わせることで
、力率角を演算している。
流のいずれか１相を検出し、零点検出器２７がこの電流
の零クロス点を検出している。この零クロス点信号と、
そのときの制御信号の角度指令値θ”とから、力率角φ
を力率角演算器２４が演算する。すなわち、この力率角
検出器２４では、制御信号の角度指令値θ′が零度のと
きの信号と、前述した電流の零クロス点信号とをゲート
として、その間を一定周波数のクロック信号でカウント
し、そのときのインバータ周波数を掛は合わせることで
、力率角を演算している。
角度演算器２５では、この力率角φと、搬送波周波数を
ｆｏからｆｌに高くする角度範囲２αとから、第１相用
としてφ＋９０度±α、φ＋２７０度±αの演算を行い
、さらに第２相と第３相用として、それぞれ１２０度、
２４０度ずらした角度の演算を行う。（ただし第１図で
は負荷は誘導電動機であるから、その力率は遅れとする
。） このようにして角度演算器２５が演算した角度と、角度
指令値θ４とをコンパレータ２６において比較し、電流
がピーク値付近、すなわち第３図または第４図（ロ）で
２αの範囲内にあることを検出すれば、搬送波発生器１
５に信号を出力して、発生する搬送波の周波数をｆ。が
らｆ、に上昇させる。
ｆｏからｆｌに高くする角度範囲２αとから、第１相用
としてφ＋９０度±α、φ＋２７０度±αの演算を行い
、さらに第２相と第３相用として、それぞれ１２０度、
２４０度ずらした角度の演算を行う。（ただし第１図で
は負荷は誘導電動機であるから、その力率は遅れとする
。） このようにして角度演算器２５が演算した角度と、角度
指令値θ４とをコンパレータ２６において比較し、電流
がピーク値付近、すなわち第３図または第４図（ロ）で
２αの範囲内にあることを検出すれば、搬送波発生器１
５に信号を出力して、発生する搬送波の周波数をｆ。が
らｆ、に上昇させる。
ＰＷＭ回路１６ は、この搬送波と前述の正弦波形の電
圧指令値■９とでパルス幅変調信号を創成してＰＷＭイ
ンバータ１に与え、所望の電圧と周波数の３相交流電力
を誘導電動機２へ与える。
圧指令値■９とでパルス幅変調信号を創成してＰＷＭイ
ンバータ１に与え、所望の電圧と周波数の３相交流電力
を誘導電動機２へ与える。
〔発明の効果］
この発明によれば、インバータが出力する電流の角度位
置を管理していない、電圧形ＰＷＭインバータであって
も、電圧指令値の零位相点を基準点にして、力率角φに
９０度または２７０度を加算することで（ただし負荷が
遅れ力率の場合）電流ピーク地点を検出し、この電流ピ
ーク地点を中心にして、所定角度範囲内では搬送波の周
波数を高くすることで電流ピーク値を低減しているので
、当該インバータの主回路構成要素に生じる熱損失を低
減でき、素子の定格を切下げて装置の小形化とコスト低
減を実現できる効果が得られる。
置を管理していない、電圧形ＰＷＭインバータであって
も、電圧指令値の零位相点を基準点にして、力率角φに
９０度または２７０度を加算することで（ただし負荷が
遅れ力率の場合）電流ピーク地点を検出し、この電流ピ
ーク地点を中心にして、所定角度範囲内では搬送波の周
波数を高くすることで電流ピーク値を低減しているので
、当該インバータの主回路構成要素に生じる熱損失を低
減でき、素子の定格を切下げて装置の小形化とコスト低
減を実現できる効果が得られる。
第１図は本発明の実施例を単線であられしたブロック図
であり、第２図は電流調節手段を備えた電圧形ＰＷＭイ
ンバータで搬送波周波数を変化させることにより電流ピ
ーク値を低減している従来例を単線で示したブロック図
、第３図は第２図の従来例回路に使用している関数発生
器の特性をあられした特性図、第４図はパルス幅変調に
よりリップル分を含んだ電流の波形図である。 １・・・ＰＷＭインバータ、２・・・誘導電動機、３・
・・電流検出器、１１・・・積分器、１２・・・３相正
弦波発生器、１３・・・電流調節器、１４・・・関数発
生器、１５・・・搬送波発生器、１６・・・ＰＷＭ回路
、２１・・・周波数設定器、２２・・・加減速度演算器
、２３・・・Ｖ／Ｆパターン発生器、２４・・・力率角
演算器、２５・・・角度演算器、２６・・・コンパレ（
イ） 蔓 閃 （ロ）
であり、第２図は電流調節手段を備えた電圧形ＰＷＭイ
ンバータで搬送波周波数を変化させることにより電流ピ
ーク値を低減している従来例を単線で示したブロック図
、第３図は第２図の従来例回路に使用している関数発生
器の特性をあられした特性図、第４図はパルス幅変調に
よりリップル分を含んだ電流の波形図である。 １・・・ＰＷＭインバータ、２・・・誘導電動機、３・
・・電流検出器、１１・・・積分器、１２・・・３相正
弦波発生器、１３・・・電流調節器、１４・・・関数発
生器、１５・・・搬送波発生器、１６・・・ＰＷＭ回路
、２１・・・周波数設定器、２２・・・加減速度演算器
、２３・・・Ｖ／Ｆパターン発生器、２４・・・力率角
演算器、２５・・・角度演算器、２６・・・コンパレ（
イ） 蔓 閃 （ロ）
Claims (1)
- １）所望周波数で所定波形の電圧指令信号と、これより
高い周波数の搬送波とにより得られるパルス幅変調信号
を用いて、前記電圧指令信号に対応した交流電力を変換
出力する電圧形パルス幅変調制御インバータにおいて、
前記インバータが出力する交流電力の力率角と、このイ
ンバータの出力電流がその零点から正または負のピーク
値に到達するまでの電気角とから、前記電圧指令信号の
零点を起点とした前記電流ピーク値までの電気角を求め
、この電流ピーク値を中心にした所定角度範囲より内側
での前記搬送波の周波数値を、前記所定角度範囲外のと
きよりも高い値にすることを特徴とする電圧形パルス幅
変調制御インバータの電流ピーク値低減方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63323148A JPH02168895A (ja) | 1988-12-21 | 1988-12-21 | 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流ピーク値低減方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63323148A JPH02168895A (ja) | 1988-12-21 | 1988-12-21 | 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流ピーク値低減方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02168895A true JPH02168895A (ja) | 1990-06-28 |
Family
ID=18151620
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63323148A Pending JPH02168895A (ja) | 1988-12-21 | 1988-12-21 | 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流ピーク値低減方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02168895A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005295776A (ja) * | 2004-04-06 | 2005-10-20 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
| JP2007097389A (ja) * | 2005-08-30 | 2007-04-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2011217467A (ja) * | 2010-03-31 | 2011-10-27 | Toyota Industries Corp | 中性点昇圧方式の直流−三相変換装置 |
| WO2015052743A1 (ja) * | 2013-10-08 | 2015-04-16 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US9577547B2 (en) | 2014-01-09 | 2017-02-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| WO2024042594A1 (ja) * | 2022-08-23 | 2024-02-29 | 三菱電機株式会社 | 回転機制御装置 |
-
1988
- 1988-12-21 JP JP63323148A patent/JPH02168895A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005295776A (ja) * | 2004-04-06 | 2005-10-20 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
| JP2007097389A (ja) * | 2005-08-30 | 2007-04-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2011217467A (ja) * | 2010-03-31 | 2011-10-27 | Toyota Industries Corp | 中性点昇圧方式の直流−三相変換装置 |
| CN105075099B (zh) * | 2013-10-08 | 2017-09-22 | 富士电机株式会社 | 功率转换装置 |
| CN105075099A (zh) * | 2013-10-08 | 2015-11-18 | 富士电机株式会社 | 功率转换装置 |
| EP2966770A4 (en) * | 2013-10-08 | 2016-11-09 | Fuji Electric Co Ltd | Electrical power converter |
| JPWO2015052743A1 (ja) * | 2013-10-08 | 2017-03-09 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2015052743A1 (ja) * | 2013-10-08 | 2015-04-16 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US9887539B2 (en) | 2013-10-08 | 2018-02-06 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power conversion device |
| US9577547B2 (en) | 2014-01-09 | 2017-02-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| US9762138B2 (en) | 2014-01-09 | 2017-09-12 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| WO2024042594A1 (ja) * | 2022-08-23 | 2024-02-29 | 三菱電機株式会社 | 回転機制御装置 |
| JP7471543B1 (ja) * | 2022-08-23 | 2024-04-19 | 三菱電機株式会社 | 回転機制御装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| AU2008227057B2 (en) | Motor drive using flux adjustment to control power factor | |
| US4066938A (en) | Input current modulation to reduce torque pulsations in controlled current inverter drives | |
| KR920007073B1 (ko) | 유도전동기의 제어장치 | |
| US4227138A (en) | Reversible variable frequency oscillator for smooth reversing of AC motor drives | |
| KR0151882B1 (ko) | 유도 전동기의 ac 공급 전압을 제어하는 유도 전동기 제어 장치 | |
| US4847744A (en) | Voltage converter apparatus | |
| EP2958223A1 (en) | Power-conversion device and method for controlling same | |
| US5121043A (en) | PWM control in the pulse dropping region | |
| JPH0728559B2 (ja) | 可変速発電システムの運転方法 | |
| JPS6148356B2 (ja) | ||
| JPH0199476A (ja) | 高周波リンク変換装置 | |
| KR920010235B1 (ko) | 펄스폭 변조승압 변환기의 제어장치 | |
| JP3236985B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御装置 | |
| JPS58141699A (ja) | 電動機制御装置 | |
| Kwon et al. | Three-phase PWM synchronous rectifiers without line-voltage sensors | |
| JPS6289481A (ja) | パルス幅変調方式 | |
| JPS63110990A (ja) | 電圧形ｐｗｍインバ−タの電流制御方法 | |
| JPS6330236Y2 (ja) | ||
| JP2582915B2 (ja) | 巻線形誘導機の可変速制御装置 | |
| JPH1127946A (ja) | パルス幅変調制御コンバータ | |
| JPS6248476B2 (ja) | ||
| JPH0323831Y2 (ja) | ||
| JPH0389867A (ja) | インバータの制御方法 | |
| JPH0731192A (ja) | 可変速駆動システムの制御方法及び装置 | |
| JP2904315B2 (ja) | インバータ装置 |