JPH02179128A - 適応フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、メタリック２線ケーブルを用いて双方向にデ
ータ伝送を行うトランシーバ等に使用される適応フィル
タに関する。

（従来の技術） 近年のネットワークにおけるディジタル化の進展に伴い
、既存のメタリック加入者線や構内網を用いてデータ伝
送を行う２線式双方向データ伝送用トランシーバの必要
性が増大してきた。

電気通信の国際標準を審議するＣＣＩ　ＴＴでは、ｌ５
ＤＮ　（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　５ｅｒｖｉｃｅ　Ｄｉ
ｇｉｔａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）と呼ばれる国際的なディ
ジタル網の構築を目指して標準化作業が進められており
、この中で、６４Ｋｂｐｓを２チヤンネル、１８Ｋｂｐ
ｓを１チヤンネル有した、１４４Ｋｂｐｓのデータ伝送
を行うベーシックアクセスと呼ばれる伝送手段が最も基
本的なものとして、勧告化ないし勧告を目指した作業が
進められている。

このベーシックアクセスは従来のアナログ網における通
常の電話線に相当するもので、第２図に示すように公衆
網から家庭内の電話器に至る加入者線である。

一方、ｌ５ＤＮにおいては、この加入者線を用いてディ
ジタル伝送を行う訳であるが、すでに膨大なメタリック
２線による加入者線が敷設されており、ディジタル加入
者線用として新たに回線を敷設するのは非常に大変な作
業となる。このため、既存のアナログ回線を用いてディ
ジタル信号伝送を行う２線式双方向データ伝送技術の研
究、開発が盛んに行われている。

以下、第３図を用いて、この２線式双方向データ伝送の
原理につき説明する。

一般に加入者線の多くは、第３図（ａ）に示すように、
２線のメタリックワイヤに上りと下りの信号を乗せるこ
とにより双方向データ伝送を行っている。このとき、第
３図（ｂ）に示すように、上りと下りの信号はハイブリ
ッドコイル（ＨＹＢ）と呼ばれる方向性結合器により送
受各々分離され、これにより双方向データ伝送が可能に
なる。

しかしなから、実際はハイブリッドコイルと回線との間
のインピーダンス不整合により送信信号が受信側に漏れ
てくるエコーが発生する。このエコーは本来受信すべき
信号に重なってしまうため、データ伝送のエラーの原因
になる。

このため、以下の方式が２線式双方向データ伝送技術と
して確立されている。

（１）ＴＣＭ方式（Ｔｉｍｅ　Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ
　Ｍｅｔｈｏｄ）通称ピンポン方式と呼ばれるもので、
上りと下りの伝送タイミングをずらすことにより、２線
で双方向のデータ伝送を可能にする。

（２）ＥＣＭ方式（Ｅｃｈｏ　Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ　Ｍ
ｅｔｈｏｄ）２線／４線変換で発生するエコーと同一の
疑似エコーを含む受信信号から差引く。

第４図は従来の一般的な２線式双方向データ伝送トラン
シーバの一例である。

この例はＥＣＭ方式を用い、符号化方式としては２ＢＩ
Ｑ方式を採用したものであるが、ＴＣＭ方式ではエコー
キャンセラ以外が共通であり、他の符号化方式を採用し
たものでも、基本的には同様である。

同図に示すように、まず、本トランシーバに入力する送
信データは符号化器（ＣＯＤ）４０１に入力される。

この符号化器４０１は１６０Ｋｂｐｓの２進データ２組
を、以下の表１に示すルールで８０ｋｂａｕｄの４値の
２８ＩＱデータに変換するものである。

表１ ドライバ４１Ｇでは、コーダ出力結果に基づき、以下の
表２に示すルールでパルスを発生し回線に送出する。

表２ その後、このコーダ出力データはドライバ（ＤＲＶ）　
４１６　、エコーキャンセラ（ＡＦＥＣＳ　ＩＩＲＥ　
Ｃ）　４０２．４０３に入力される。

エコーキャンセラ４０３は固定係数の２次１１Ｒフイル
タを用いて実現し、等価的にハイブリッド回路４０５の
バランスネットワークとして、粗いエコー除去を行う。

このエコーキャンセラ４０３はボーレートの２倍、すな
わち、Ｌ６０Ｋｌｌｚで動作し、フィルタ入力データは
ゼロ挿入回路４０４により８０ｋｂａｕｄのデータに交
互にゼロを挿入することによりスピードが整合される。

また、参照信号入力データはＡ／Ｄ変換器４１４により
ボーレートの２倍に当る１６０ＫＩｌｚでサンプリング
される。

第５図はエコーキャンセラ４０３であるＩＩＲフィルタ
の一般的な構成例であり、ここでは４次であるため、ｉ
−２の２段構成となる。ここで、このフィルタの係数、
ＡＢ、Ｃ，Ｄ　　は、ｌｊゝ　ｌｊ　　　ｌｊ　　　ｌ
ｊ 減算器４１７の出力を観測することにより、Ｎ組のあら
かじめ与えられている係数から、受信データが無いとき
（トレーニング時）の最もピーク値が。

小さい係数を選択することにより与えられる。

さて、このエコーキャンセラ（ＩＩＲＥＣ）４０３及び
減算器４１７によりエコーの除去された受信信号はＪｆ
ＡＧＣ４１２に人力される。

このＪｆＡＧｃ４１２では、回線の高域信号減衰特性（
Ｊｆ特性）を補償するため、受信信号にバイパスフィル
タ処理を施す。具体的にはこの回路も第５図に示したＩ
ＩＲフィルタで実現でき、ピーク値検出回路７０１、係
数ＲＯＭ　７０２により、受信信号のピーク値に対応し
た特性（ｊ番目）のフィルタ係数を選択して用いる。こ
の処理もボーレートの２倍の周波数で処理される。

以上の処理により粗いエコー除去、Ｊｆ等化の施された
受信信号は、再サンプリング処理回路４１Ｏによりボー
レート８０ＫＨ２の信号となり、エコーキャンセラ（Ａ
　Ｆ　Ｅ　Ｃ）　４０２及び判定帰還型等化５（ＡＦＤ
ＦＥ）４０８に入力される。

これらエコーキャンセラ４０２及び判定帰還型等止器４
０８は、いずれも第６図に示す適応フィルタで実現でき
る。

同図において、人力ｘ　（ｋ）は８０ＫＨｚでシフトす
るＮ段の遅延回路８０１　　　　よりなるシフトレ１〜
Ｎ ジスタ８０１に人力され、各遅延回路８０１　　　　の
１〜Ｎ 出力が各乗算器８０２、に与えられる。乗算−Ｎ 器８０２　　　　には↑　（ｋ）〜仝　（ｋ）の係数１
〜Ｎ　　　　Ｉ　　　　　　Ｎ が与えられており、ここで、乗算された結果はアキュム
レータ８０３で加算され疑似エコー９（ｋ）として出力
される。

上述の係数は、図中波線内の係数更新処理回路によって
与えられる。メモリ８０４の内容り、（ｋ）は加算器８
０５で更新される。この更新データは乗算５　ｇａｇに
よってシフトレジスタｌ１０１の出力ｘ（ｋ−ｉ）と残
差信号ｅ　（ｋ）の符号に２＊＊（−α）を乗して重み
付けしたデータとの乗算によって与えられる。この手法
は良く知られたＬ　Ｍ　Ｓ　（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　
５ｑｕａｒｅ）法に基づいている。

なお、エコーキャンセラ４０２では、入力ｘ　（ｋ）は
送信データ系列であり、判定帰還型等化器４０８では、
人力ｘ　（ｋ）は比較ｓ　（ＣＯＭＰ）４０７の出力で
ある判定結果である。また、残差信号は両者とも、減算
器４０９の出力である。

以上の処理により、再生された受信信号は、復号器（Ｄ
ＥＣ）４０Ｂで再び２進データに変換されて受信機（Ｒ
Ｘ　Ｄ）に出力される。

なお、受信クロックはフェーズロック処理回路４１５に
より、受信信号からタイミング抽出される。

このタイミング抽出の方式には種々の方式があるが、例
えば受信パルスの波形、ゼロクロス点などから抽出でき
る。

以上のように、ディジタル加入者線インフッエーストラ
ンシーバでは、種々の信号処理技術を用いて、最大で７
Ｋｔｓ程度の加入０省線を介してのデータ伝送を可能に
する。

ところで、このようなトランシーバは、加入者線１本に
対し１対必要であるため、小型化、ローコスト化される
ことが必要である。したがって、ＬＳＩ技術により実現
する必要を生ずる。

また、現在、ＣＣＩ　ＴＴ等で加入者線インタフェース
仕様の国際標準が審議されているが、各国で線路条件等
が異なるため、現在のところ、標準方式として一本化さ
れるに至っていない。更に、方式上も今後改善が期待で
きるところが多々ある。したがって、このようなトラン
シーバを実現するに当っては、現時点では仕様変更に柔
軟に対応できる方が望ましい。

以上の要求条件を考えると、このトランシーバの実現手
段として、最近急速に発展しているディジタル信号処理
用プロセッサ（ＤＳＰ）を採用することが望ましい。

ところが、ＤＳＰを用いて上述のトランシーバの主要機
能である適応フィルタを実現した場合、種々の問題を生
ずる。

例えば、エコーキャンセラの主要処理は、下式に示すよ
うに、積和演算、修正情報生成演算及びタップ係数修正
演算の３種類の処理からなる。

（積和演算） ｙ−Ｈ（ｋ）　＊Ｘ　（ｋ） （修正情報生成演算） ｅ　（ｋ）　−Ｙ　（ｋ）　−９（ｋ）（タップ係数修
正演算） Ｈ（ｋ＋１）− Ｈ（ｋ）　＋Ｓ、Ｉ　ＧＮ　（ｅ　（ｋ）　）　Ｘ　（
ｋ）但し、 Ｘ（ｋ）：適応フィルタ入力データ系列（Ｎ次）Ｈ（ｋ
）：適応フィルタタップ係数系列（Ｎ次）ｙ　（ｋ）　
　：適応フィルタ参照信号９　（ｋ）　：適応フィルタ
の出力 ｅ　（ｋ）　　：残差信号 ここで、積和演算は、上式から明らかなように、Ｎ回の
乗算と加算から実現でき、パイプライン化できるため、
通常のＤＳＰではＮ＋１ステップ程度で処理できる。

修正情報生成演算は、上式から明らかなように、１回の
演算で処理できる必要とするステップは１ステツプであ
る。

一方、タップ係数修正演算は、上式から明らかなように
、Ｎ回の乗算とＮ回の加算からなるが、この処理はバイ
ブライン化できないため、最低でも２Ｎステツプ必要と
なる。

したがって、ＤＳＰで適応フィルタを実現したとき、■
タップに必要な処理ステップは最低でも３ステツプにな
る。

一般に、加入者系に適用するトランシーバは８０Ｋｌｌ
ｚないしはＬＯＯＫＩｌｚのサンプル周期に同期して動
作しているため、■サンプル中に処理できるＤＳＰのス
テップ数はＤＳＰの１ステツプの処理時間を１００ｎｓ
ｃｃとすると、８０ＫＨｚで１２５命令、１ＧＯＫＨｚ
で６２命令である。一方、加入者系データ伝送における
エコーキャンセラの所用タップ長を１６とすると、上述
の検討より、最低でも４８ステツプ必要になり、８０Ｋ
Ｈｚサンプルに２つ用いると、はぼ処理の上限となる。

また、１８０ＫＨｚサンプルには、１つの適応フィルタ
で処理の大半を使い果してしまう。

通常、加入者系データ伝送用トランシーバでは、エコー
キャンセラとブリッジタップイコライザに各々　１つの
適応フ４ルタを必要とするため、この処理上の上限はＤ
ＳＰによる実現の最大の問題点であった。

（発明が解決しようとする課Ｗｎ） このように従来の加入者系データ伝送用トランシーバ等
をＤＳＰによりて実現しようとした場合、適応フィルタ
たるエコーキャンセラやブリ・ソジタップイコライザ等
の処理能力はほぼ上限に達するため、柔軟性を持たせた
ＤＳＰによる実現が困難であるという課題があった。

本発明はこのような課題を解決するために成されたので
、処理が効率的で、柔軟性を持たせたシステムの実現が
容品となるディジタル信号処理用プロセッサ（Ｄ　Ｓ　
Ｐ）による適応フィルタを提供することを目的としてい
る。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） かかる課題を解決するために、本発明の適応フィルタは
、Ｍ＊Ｎ　（Ｍ、Ｎは整数）のタップ係数を有し、これ
らタップ係数を更新することにより未知系入力信号の特
性を推定し、未知系出力信号を得るトランスバーサル形
の適応フィルタにおいて、前記未知系入力信号のデータ
系列からそれぞれＭタップ毎に抽出したＭ組の部分デー
タ系列を得る手段と、前記未知系入力信号から前記未知
系出力信号を差し引いた残差信号及びこの残差信号を１
乃至Ｍ−１サンプル遅延してなるＭ個の残差信号を得る
手段と、１サンプル中に前記部分データ系列と前記Ｍ個
の残差信号から順次抽出した１つの残差信号とにより前
記Ｍ＊Ｎのタップ係数のうちＭタップ毎に得られるＮタ
ップの係数を１サンプル毎に順次修正する手段とを具備
するものである。

（作　用） 本発明では、適応フィルタの主要処理のうち最も処理量
の多いタップ係数修正処理を複数サンプルに分割して処
理することにより、処理時間の削減を図っている。

但し、単純にタップ係数修正処理であるタップ係数修正
演算を複数１回に分けて実行すると、１組のタップ修正
演算が、Ｈ種類の残差信号ｅ（ｋ）、ｅ（Ｎ＋１）〜ｅ
（Ｋ＋Ｍ−Ｌ）を用いて実行することに成るため、正確
な適応動作ができなくなってしまう。

そこで、本発明では、ｅ（Ｍｋ）を記憶するメモリを用
意しておき、あえてｃ（Ｍｋ＋１）　〜ｅ（Ｍｋ十間−
１）の残差信号に対する修正演算を行わないことにより
、上述の問題点を回避している。この場合、明らかにタ
ップ係数修正演算はＭ回に１回となってしまうため、集
束速度は低下する。しかし、Ｍ−２程度では、この集束
速度の劣化より、１サンプル中の処理ステップの低下の
効果の方が重要である。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基づき詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例に係る回路構成図であり、第
４図に示したエコーキャンセラ４０２即ち第６図に示し
た回路をディジタル信号処理用プロセッサ（Ｄ　Ｓ　Ｐ
）により実現した場合の例である。

第１図に示すように、入力ｘ　（ｋ）は８０　Ｋ　ＩＩ
　ｚでシフトするＮ段の遅延回路１０ロア　　　よりな
るシ−Ｎ フトレジスタ（遅延部）　１００７に入力され、各遅延
回路１００７　　　　の出力が各乗算器１００３　　　
　、に１−Ｎｌ〜Ｎ 与えられる。乗算器１００３　　　　にはｈｌ　（ｋ）
〜−Ｎ ｈＮ　（ｋ）の係数が与えられており、ここで、乗算さ
れた結果はアキュムレータ（積算部）　１００１で加算
され、疑似エコー９（ｋ）として出力される。

即ち、シフトレジスタ（遅延部）　１００７の出力であ
るデータ系列Ｘ　（ｋ） Ｘ　（ｋ）　＝　（ｘ　（ｋ）　、ｘ　（ｋ−１）、・
・・　ｘ（ｋ−Ｎ＋１）） とタップ係数系列Ｈ（ｋ） 八 ・・・、ｈＮ　（ｋ）） との間の積和演算が各サンプリング毎に実行される。

一方、タップ係数系列Ｈ（ｋ）のタップ係数修正処理は
、奇数タップと偶数タップとに分割し、奇数タップ係数
修正部１００４と偶数タップ係数修正部１００５とによ
り、各々につき異なるサンプリング毎に実行する。

即ち、奇数タップ係数修正部１００４による係数修正処
理では、奇数サンプリング時（以下、ｋは奇数）に、奇
数タップのデータ系列ＸＯ（ｋ）ＸＯ（ｋ）　＝　（ｘ
　（ｋ）　、ｘ　（ｋ−２）、・・・　ｘ（ｋ−Ｎ＋２
）） と奇数タップ係数系列ＨＯ（ｋ） ・・・、令　　　（ｋ）） と減算器１００２からの残差信号ｅ　（ｋ）ｅ　（ｋ）
　−ｙ　（ｋ）　−９（ｋ）とにより、修正奇数タップ
係数Ｈ□　　（ｋ＋２）ＨＯ（ｋ＋２）　−ＨＯ（ｋ）
＋ ＡＬＰ＊Ｓ　ＩＧＮ　（ｅ　（ｋ））ＸＯ（ｋ）を求め
る。ここに、ＡＬＰは、エコーキャンセラの収束速度を
決めるステップゲインとなる定数である。

次に、偶数タップ係数修正部１００５による係数修正処
理では、偶数サンプリング時（以下、ｋは偶数）に、偶
数タップのデータ系列ＸＥ　　（ｋ＋１）ＸＥ　　（ｋ
＋１）　＝　（ｘ　（ｋ−１＞　、ｘ　（ｋ−３）、・
・・　ｘ（ｋ−Ｎ＋１）） と偶数タップ係数系列ＨＥ　　（ｋ＋１）全　　（ｋ＋
１）、・・・、全Ｎ　（ｋ＋１））と減算器１００２か
らの残差信号ｅ　（ｋ）を遅延回路１００６により　ｌ
サンプル分遅延させた残差信号ｅ（ｋ−１） ｅ　（ｋ−１）　−ｙ　（ｋ−１）　−９（ｋ−１）と
により、修正偶数タップ係数ＨＥ　　（ｋ＋２）ＨＥ　
　（ｋ＋２）−＝ＨＥ　　（ｋ）＋ＡＬＰ＊Ｓ　ＩＧＮ
　（ｅ　（ｋ））ＸＥ　　（ｋ）を求める。

これにより、偶数サンプリング時には全てのタップの修
正が終了したことになり、偶数サンプリング時のみを考
えれば、通常のタップ係数修正方式となる。

したがって、本実施例の適応フィルタでは、１サンプリ
ング中のタップ係数修正に要する処理が分割の数に逆比
例して減少し収束速度は低下する反面、実現性が増大す
る。

なお、上述した実施例では、タップ係数系列Ｈ（ｋ）の
タップ係数修正処理を奇数タップと偶数タップとの２組
に分割するものであったが、本発明はこれに限定されず
、２組以上に分割してもなんら問題はない。

また、本実施例では、加入者系データ伝送用トランシー
バで説明したが、本発明は全てのエコーキャンセラに当
然適用できる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明のディジタル信号処理用プロ
セッサ（Ｄ　Ｓ　Ｐ）による適応フィルタによれば、処
理が効率的で、柔軟性を持たせたシステムの実現が容易
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るエコーキャンセラの回
路構成図、第２図はｌ５ＤＮにおける加入者線伝送の概
要を示す図、第３図は２線式双方向データ伝送の原理に
つき説明するための図、第４図はトランシーバの構成を
示す図、第５図はＩＩＲフィルタの構成例を示す図、第
６図は従来の適応フィルタの構成例を示す図である。 １００１・・・アキュムレータ（積算部）　、１００２
・・・減算器、１００３　　　　・・・乗算器、１００
４・・・奇数タップ係数１〜Ｎ 修正部、１００５・・・偶数タップ係数修正部、１００
０・・・遅延回路、１００７・・・シフトレジスタ（遅
延部）。 出願人　　　　　　株式会社　東芝

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｍ＊Ｎ（Ｍ、Ｎは整数）のタップ係数を有し、これらタ
   ップ係数を更新することにより未知系入力信号の特性を
   推定し、未知系出力信号を得るトランスバーサル形の適
   応フィルタにおいて、前記未知系入力信号のデータ系列
   からそれぞれＭタップ毎に抽出したＭ組の部分データ系
   列を得る手段と、 前記未知系入力信号から前記未知系出力信号を差し引い
   た残差信号及びこの残差信号を１乃至Ｍ−１サンプル遅
   延してなる残差信号からなるＭ個の残差信号を得る手段
   と、 １サンプル中に前記部分データ系列と前記Ｍ個の残差信
   号から順次抽出した１つの残差信号とにより前記Ｍ＊Ｎ
   のタップ係数のうちＭタップ毎に得られるＮタップの係
   数を１サンプル毎に順次修正する手段と を具備することを特徴とする適応フィルタ。